JP2752565B2 - スペクトラム拡散無線機 - Google Patents
スペクトラム拡散無線機Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、スペクトラム拡散通
信を行うスペクトラム拡散無線機に関するものであり、
特に一定周波数かつ無変調の連続波（Continuous Wave
）による妨害（以下、ＣＷ妨害と称す）に対する強化
を図ったものに関するものである。
信を行うスペクトラム拡散無線機に関するものであり、
特に一定周波数かつ無変調の連続波（Continuous Wave
）による妨害（以下、ＣＷ妨害と称す）に対する強化
を図ったものに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図２は、例えば“スペクトラム拡散通信
システム”（横山光雄；著、科学技術出版社 昭和６３
年５月２０日初版発行）に示された従来のスペクトラム
拡散無線機を示す図である。図において、１は相手方へ
送信しようとする送信データ、２はこの送信データを例
えばＦＭ変調等により変調する情報変調部、３はこの変
調波よりも高速のクロックを発振するクロック発振器、
４はこのクロックにより駆動されてＰＮ（Pseudo Nois
e）系列を発生するＰＮ発生器、５はこのＰＮ系列と上
記変調波を掛け合わせることによりスペクトル拡散信号
を得る拡散変調部、６はこのスペクトル拡散信号を無線
周波数に周波数変換する周波数変換部、７はこの無線周
波数の信号を電力増幅してアンテナ８より相手方へ送信
する電力増幅部である。また、１１はこの送信側からの
電波を受信するアンテナ、１２はこの受信されたＲＦ信
号を増幅するＲＦ増幅部、１３はこのＲＦ増幅された信
号をＩＦ信号に周波数変換する周波数変換部、１４はこ
のＩＦ信号のＤＳ（Direct Sequence ）同期をとる時間
弁別制御回路、１５はこのＤＳ同期結果に応じたＰＮ系
列を発生するＰＮ発生器であり、時間弁別制御回路と共
に同期部２０を構成している。また、１６はこのＰＮ系
列と周波数変換部１３からのＩＦ信号とを掛け合わせる
ことにより逆拡散を行う拡散復調部、１７はこの逆拡散
された信号を復調し、復調データ１８を得る情報復調部
である。
システム”（横山光雄；著、科学技術出版社 昭和６３
年５月２０日初版発行）に示された従来のスペクトラム
拡散無線機を示す図である。図において、１は相手方へ
送信しようとする送信データ、２はこの送信データを例
えばＦＭ変調等により変調する情報変調部、３はこの変
調波よりも高速のクロックを発振するクロック発振器、
４はこのクロックにより駆動されてＰＮ（Pseudo Nois
e）系列を発生するＰＮ発生器、５はこのＰＮ系列と上
記変調波を掛け合わせることによりスペクトル拡散信号
を得る拡散変調部、６はこのスペクトル拡散信号を無線
周波数に周波数変換する周波数変換部、７はこの無線周
波数の信号を電力増幅してアンテナ８より相手方へ送信
する電力増幅部である。また、１１はこの送信側からの
電波を受信するアンテナ、１２はこの受信されたＲＦ信
号を増幅するＲＦ増幅部、１３はこのＲＦ増幅された信
号をＩＦ信号に周波数変換する周波数変換部、１４はこ
のＩＦ信号のＤＳ（Direct Sequence ）同期をとる時間
弁別制御回路、１５はこのＤＳ同期結果に応じたＰＮ系
列を発生するＰＮ発生器であり、時間弁別制御回路と共
に同期部２０を構成している。また、１６はこのＰＮ系
列と周波数変換部１３からのＩＦ信号とを掛け合わせる
ことにより逆拡散を行う拡散復調部、１７はこの逆拡散
された信号を復調し、復調データ１８を得る情報復調部
である。
【０００３】次に、動作について説明する。送信側にお
いては、まず、情報変調部２において音声やデータ等の
情報信号１で搬送波をＦＭ変調する。次に、クロック発
振器３においてこのＦＭ変調波の１０2 〜１０6 倍高速
の周波数ｆclock を有するクロックを発振し、ＰＮ発生
器４においてこのクロックで駆動された±１の値をとる
ＰＮ系列を発生する。次に拡散変調部５においてこのＰ
Ｎ系列とＦＭ変調波との乗算を行なうことにより、スペ
クトル拡散信号を求める。このスペクトル拡散信号は、
周波数変換部６において無線周波数（ＲＦ）に周波数変
換された後、電力増幅部７において電力増幅され、アン
テナ８より相手方へ送信される。
いては、まず、情報変調部２において音声やデータ等の
情報信号１で搬送波をＦＭ変調する。次に、クロック発
振器３においてこのＦＭ変調波の１０2 〜１０6 倍高速
の周波数ｆclock を有するクロックを発振し、ＰＮ発生
器４においてこのクロックで駆動された±１の値をとる
ＰＮ系列を発生する。次に拡散変調部５においてこのＰ
Ｎ系列とＦＭ変調波との乗算を行なうことにより、スペ
クトル拡散信号を求める。このスペクトル拡散信号は、
周波数変換部６において無線周波数（ＲＦ）に周波数変
換された後、電力増幅部７において電力増幅され、アン
テナ８より相手方へ送信される。
【０００４】一方、受信側においては、受信アンテナ１
１にて受信された信号は、ＲＦ増幅部１２でＲＦ増幅さ
れ、次に周波数変換部１３で周波数変換されてＩＦ信号
になる。変換されたＩＦ信号は、時間弁別制御回路１４
にてＤＳ（Direct Sequence）同期が得られる。このＤ
Ｓ同期は、次のようになされる。
１にて受信された信号は、ＲＦ増幅部１２でＲＦ増幅さ
れ、次に周波数変換部１３で周波数変換されてＩＦ信号
になる。変換されたＩＦ信号は、時間弁別制御回路１４
にてＤＳ（Direct Sequence）同期が得られる。このＤ
Ｓ同期は、次のようになされる。
【０００５】今、ＰＮ系列が７ビットで構成されている
とする。このＰＮ系列をＡ0 で表わす。 Ａ0 ＝（−１，−１，−１，＋１，＋１，−１，＋１） このＡ0 を左に１ビットシフトした系列Ａ1 と元のＡ0
との各々の要素同士の乗算を実行すると、
とする。このＰＮ系列をＡ0 で表わす。 Ａ0 ＝（−１，−１，−１，＋１，＋１，−１，＋１） このＡ0 を左に１ビットシフトした系列Ａ1 と元のＡ0
との各々の要素同士の乗算を実行すると、
【０００６】
【数１】
【０００７】となる。各要素を加算すると、 （＋１）＋（＋１）＋（−１）＋（＋１）＋（−１）＋
（−１）＋（−１）＝−１ となる。これを全ビット数７で規格化した相関値は−１
／７となる。同様に、Ａ0 とこれをそれぞれ左に２，
３，４，５，６ビットずつシフトした他の系列Ａ2 ，Ａ
3 ，Ａ4 ，Ａ5 ，Ａ6 との規格化した相関値は−１／７
となる。また、Ａ7 はＡ0 と等しい内容となるので、Ａ
0 ×Ａ7 の結果は各要素が＋１となり、その和は＋７と
なる。このため、これを規格化した相関値は＋７／７＝
＋１である。
（−１）＋（−１）＝−１ となる。これを全ビット数７で規格化した相関値は−１
／７となる。同様に、Ａ0 とこれをそれぞれ左に２，
３，４，５，６ビットずつシフトした他の系列Ａ2 ，Ａ
3 ，Ａ4 ，Ａ5 ，Ａ6 との規格化した相関値は−１／７
となる。また、Ａ7 はＡ0 と等しい内容となるので、Ａ
0 ×Ａ7 の結果は各要素が＋１となり、その和は＋７と
なる。このため、これを規格化した相関値は＋７／７＝
＋１である。
【０００８】図６(a) はこのＰＮ系列の相関特性を示
す。このＰＮ系列の相関特性より図６(b) に示すよう
な、１／２ビット位相を進ませたものと１／２ビット位
相を遅らせたものを作成し、これらを加算することによ
り図６(c) に示すような時間弁別特性が得られる。
す。このＰＮ系列の相関特性より図６(b) に示すよう
な、１／２ビット位相を進ませたものと１／２ビット位
相を遅らせたものを作成し、これらを加算することによ
り図６(c) に示すような時間弁別特性が得られる。
【０００９】この時間弁別特性と相関特性とを用いるこ
とにより、受信側で発生するＰＮ系列のタイミングと位
相を受信信号に含まれている信号とを同期させることが
できる。すなわち、図６(a) に示した相関特性で、受信
側のＰＮ系列のタイミングと位相を、同図(a) の点線よ
り大きな値が得られる範囲に追い込み、更に図６(c) に
示した、弁別器の値が零になるように制御すれば、受信
信号に同期したＰＮ系列が得られる。
とにより、受信側で発生するＰＮ系列のタイミングと位
相を受信信号に含まれている信号とを同期させることが
できる。すなわち、図６(a) に示した相関特性で、受信
側のＰＮ系列のタイミングと位相を、同図(a) の点線よ
り大きな値が得られる範囲に追い込み、更に図６(c) に
示した、弁別器の値が零になるように制御すれば、受信
信号に同期したＰＮ系列が得られる。
【００１０】このようにして、受信信号と同期が取られ
たＰＮ系列を発生し、拡散復調部１６にて逆拡散がなさ
れる。逆拡散された信号は、データ復調部１７にて復調
され、復調データ１８となって外部に出力される。
たＰＮ系列を発生し、拡散復調部１６にて逆拡散がなさ
れる。逆拡散された信号は、データ復調部１７にて復調
され、復調データ１８となって外部に出力される。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】従来のスペクトラム拡
散無線機は以上のように構成されているので、処理利得
（＝スペクトル拡散帯域幅／情報伝送帯域幅）以上の強
さのＣＷ妨害が加わると通信不能になるという問題点が
あった。
散無線機は以上のように構成されているので、処理利得
（＝スペクトル拡散帯域幅／情報伝送帯域幅）以上の強
さのＣＷ妨害が加わると通信不能になるという問題点が
あった。
【００１２】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、ＣＷ妨害に対する対妨害性を増
したスペクトラム拡散無線機を得ることを目的とする。
ためになされたもので、ＣＷ妨害に対する対妨害性を増
したスペクトラム拡散無線機を得ることを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】この発明に係るスペクト
ラム拡散無線機は、そのスペクトラム拡散受信機本体
と、該スペクトラム拡散受信機本体に設けられ、受信波
中に含まれる連続波妨害を除去する周波数自動追従型の
ノッチフィルタとを備え、上記周波数自動追従型のノッ
チフィルタは、上記受信波に対してフィルタ処理を施す
可変ノッチフィルタと、制御信号により中心周波数を可
変に構成された可変周波数型帯域通過フィルタと、該帯
域通過フィルタの出力を検出する検波手段と、制御信号
により上記可変周波数型帯域通過フィルタの中心周波数
を変化させ、検波信号が最大となる周波数を判定し、こ
の周波数を妨害周波数として上記可変ノッチフィルタに
出力する判定制御手段とを有するものである。
ラム拡散無線機は、そのスペクトラム拡散受信機本体
と、該スペクトラム拡散受信機本体に設けられ、受信波
中に含まれる連続波妨害を除去する周波数自動追従型の
ノッチフィルタとを備え、上記周波数自動追従型のノッ
チフィルタは、上記受信波に対してフィルタ処理を施す
可変ノッチフィルタと、制御信号により中心周波数を可
変に構成された可変周波数型帯域通過フィルタと、該帯
域通過フィルタの出力を検出する検波手段と、制御信号
により上記可変周波数型帯域通過フィルタの中心周波数
を変化させ、検波信号が最大となる周波数を判定し、こ
の周波数を妨害周波数として上記可変ノッチフィルタに
出力する判定制御手段とを有するものである。
【００１４】
【作用】この発明におけるスペクトラム拡散無線機は、
周波数自動追従型のノッチフィルタを設け、上記周波数
自動追従型のノッチフィルタは、上記受信波に対してフ
ィルタ処理を施す可変ノッチフィルタと、制御信号によ
り中心周波数を可変に構成された可変周波数型帯域通過
フィルタと、該帯域通過フィルタの出力を検出する検波
手段と、制御信号により上記可変周波数型帯域通過フィ
ルタの中心周波数を変化させ、検波信号が最大となる周
波数を判定し、この周波数を妨害周波数として上記可変
ノッチフィルタに出力する判定制御手段とを有するもの
であることにより、ＣＷ妨害波を除去することができ、
ＣＷ妨害に対する対妨害性を増すことができる。
周波数自動追従型のノッチフィルタを設け、上記周波数
自動追従型のノッチフィルタは、上記受信波に対してフ
ィルタ処理を施す可変ノッチフィルタと、制御信号によ
り中心周波数を可変に構成された可変周波数型帯域通過
フィルタと、該帯域通過フィルタの出力を検出する検波
手段と、制御信号により上記可変周波数型帯域通過フィ
ルタの中心周波数を変化させ、検波信号が最大となる周
波数を判定し、この周波数を妨害周波数として上記可変
ノッチフィルタに出力する判定制御手段とを有するもの
であることにより、ＣＷ妨害波を除去することができ、
ＣＷ妨害に対する対妨害性を増すことができる。
【００１５】
実施例１．以下、この発明の一実施例を図について説明
する。図１はこの発明の一実施例によるスペクトラム拡
散無線機を示す。図１において、図２と同一符号は同様
のものを示す。１０は周波数変換部１３と拡散復調部１
６との間に設けられＣＷ妨害があったときにこれを除去
する可変ノッチフィルタ、９は周波数変換部１３により
周波数変換された信号からＣＷ妨害があるか否かを検出
し、ＣＷ妨害があるときにはその妨害周波数を可変ノッ
チフィルタ１０に伝達するＣＷ妨害周波数検出部、４０
はこのＣＷ妨害周波数検出部９および可変ノッチフィル
タ１０からなり受信波中に含まれる連続波妨害を除去す
る周波数自動追従型のノッチフィルタである。なお、こ
のスペクトル拡散受信系に対する送信系の構成は図２と
同様である。
する。図１はこの発明の一実施例によるスペクトラム拡
散無線機を示す。図１において、図２と同一符号は同様
のものを示す。１０は周波数変換部１３と拡散復調部１
６との間に設けられＣＷ妨害があったときにこれを除去
する可変ノッチフィルタ、９は周波数変換部１３により
周波数変換された信号からＣＷ妨害があるか否かを検出
し、ＣＷ妨害があるときにはその妨害周波数を可変ノッ
チフィルタ１０に伝達するＣＷ妨害周波数検出部、４０
はこのＣＷ妨害周波数検出部９および可変ノッチフィル
タ１０からなり受信波中に含まれる連続波妨害を除去す
る周波数自動追従型のノッチフィルタである。なお、こ
のスペクトル拡散受信系に対する送信系の構成は図２と
同様である。
【００１６】次に、動作について説明する。受信アンテ
ナ１１から復調データ８を得る動作については従来のも
のと同じであるが、本実施例では、周波数変換部１３と
拡散復調部１６との間に可変ノッチフィルタ１０を挿入
し、かつ周波数変換部１３の出力に基づいてＣＷ妨害周
波数を検出し可変ノッチフィルタ１０を制御するＣＷ妨
害周波数検出部９を設けるようにしている。
ナ１１から復調データ８を得る動作については従来のも
のと同じであるが、本実施例では、周波数変換部１３と
拡散復調部１６との間に可変ノッチフィルタ１０を挿入
し、かつ周波数変換部１３の出力に基づいてＣＷ妨害周
波数を検出し可変ノッチフィルタ１０を制御するＣＷ妨
害周波数検出部９を設けるようにしている。
【００１７】次に動作について説明する。スペクトラム
拡散通信により通信を行なっている場合において、ＣＷ
妨害をかけようとすると、その処理利得以上の強い妨害
をかけなければならないので、ＣＷ妨害周波数検出部９
にて、そのＣＷ妨害周波数を十分に検出することができ
る。
拡散通信により通信を行なっている場合において、ＣＷ
妨害をかけようとすると、その処理利得以上の強い妨害
をかけなければならないので、ＣＷ妨害周波数検出部９
にて、そのＣＷ妨害周波数を十分に検出することができ
る。
【００１８】次に、ＣＷ妨害周波数検出部９にて検出し
た周波数に応じて可変ノッチフィルタ１０における、減
衰量無限大となるノッチ周波数を可変することにより、
この可変ノッチフィルタ１０においてＣＷ妨害波を自動
的に除去することができ、ＣＷ妨害に対する対妨害性を
増した無線機を得ることが可能となる。
た周波数に応じて可変ノッチフィルタ１０における、減
衰量無限大となるノッチ周波数を可変することにより、
この可変ノッチフィルタ１０においてＣＷ妨害波を自動
的に除去することができ、ＣＷ妨害に対する対妨害性を
増した無線機を得ることが可能となる。
【００１９】図３は図１のＣＷ妨害周波数検出部の構成
を示す図である。このＣＷ妨害周波数検出部では、入力
信号に信号波より強いＣＷ波が入力した場合、判定制御
部９３により可変周波数型ＢＰＦ９１の中心周波数を少
しずつずらせてゆき、その時のレベルを検波器９２で検
波し、その検波信号を判定制御部９３へ入力し、そのレ
ベルが最大となる周波数を検出したとき、これがＣＷ妨
害周波数であると判定できる。
を示す図である。このＣＷ妨害周波数検出部では、入力
信号に信号波より強いＣＷ波が入力した場合、判定制御
部９３により可変周波数型ＢＰＦ９１の中心周波数を少
しずつずらせてゆき、その時のレベルを検波器９２で検
波し、その検波信号を判定制御部９３へ入力し、そのレ
ベルが最大となる周波数を検出したとき、これがＣＷ妨
害周波数であると判定できる。
【００２０】また、図４は図１の可変ノッチフィルタの
構成を示す図である。図４(a) に示すこのフィルタ１０
は誘導Ｍ型フィルタの１種であり、ＣＷ妨害周波数検出
部９によって検出されたＣＷ妨害周波数に従って阻止周
波数が可変するフィルタである。図において、１０１は
ＣＷ妨害周波数検出部９の出力信号中の直流分のみをこ
の可変ノッチフィルタ１０に伝達するためのチョークコ
イル、１０２は可変ノッチフィルタ１０の直流カットコ
ンデンサ、１０３はＣＷ妨害周波数検出部９からの印加
電圧に応じてその容量が変化する可変容量ダイオード、
１０４はこの可変容量ダイオード１０３と直流カットコ
ンデンサ１０２との直列回路に並列に接続されたコイ
ル、１０５はこの可変ノッチフィルタ１０の出力端子対
１０７の間に接続されたコンデンサ、１０６は入力端子
対であり、この可変ノッチフィルタ１０のダイオード１
０３に与えるバイアス電圧を制御し、コイル１０４，容
量１０２，可変容量ダイオード１０３で構成される共振
回路の共振周波数を変化させることにより、このＬＰＦ
フィルタは可変ノッチフィルタとして動作する。
構成を示す図である。図４(a) に示すこのフィルタ１０
は誘導Ｍ型フィルタの１種であり、ＣＷ妨害周波数検出
部９によって検出されたＣＷ妨害周波数に従って阻止周
波数が可変するフィルタである。図において、１０１は
ＣＷ妨害周波数検出部９の出力信号中の直流分のみをこ
の可変ノッチフィルタ１０に伝達するためのチョークコ
イル、１０２は可変ノッチフィルタ１０の直流カットコ
ンデンサ、１０３はＣＷ妨害周波数検出部９からの印加
電圧に応じてその容量が変化する可変容量ダイオード、
１０４はこの可変容量ダイオード１０３と直流カットコ
ンデンサ１０２との直列回路に並列に接続されたコイ
ル、１０５はこの可変ノッチフィルタ１０の出力端子対
１０７の間に接続されたコンデンサ、１０６は入力端子
対であり、この可変ノッチフィルタ１０のダイオード１
０３に与えるバイアス電圧を制御し、コイル１０４，容
量１０２，可変容量ダイオード１０３で構成される共振
回路の共振周波数を変化させることにより、このＬＰＦ
フィルタは可変ノッチフィルタとして動作する。
【００２１】図４(b) は、誘導Ｍ型フィルタの基本的な
構成を示すものであり、図中の回路パラメータは以下の
ようにして決定できる。 Ｌ2 ＝ｍＬ1 ＝Ｒ／（２πｆc ） Ｃ2 ＝ｍＣ1 ＝ｍ／（２πｆc Ｒ） Ｃ3 ＝｛（１−ｍ2 ）／ｍ｝・Ｃ1 ＝｛（１−ｍ2 ）／ｍ｝・（１／２πｆc Ｒ）
構成を示すものであり、図中の回路パラメータは以下の
ようにして決定できる。 Ｌ2 ＝ｍＬ1 ＝Ｒ／（２πｆc ） Ｃ2 ＝ｍＣ1 ＝ｍ／（２πｆc Ｒ） Ｃ3 ＝｛（１−ｍ2 ）／ｍ｝・Ｃ1 ＝｛（１−ｍ2 ）／ｍ｝・（１／２πｆc Ｒ）
【００２２】
【数２】
【００２３】このｍは遮断周波数ｆc と減衰量無限大と
なる周波数ｆ∞とによって決まる１以下の値である。図
４(c) はこのフィルタの減衰特性を示す図であり、周波
数ｆ∞において、減衰量が無限大となっている。
なる周波数ｆ∞とによって決まる１以下の値である。図
４(c) はこのフィルタの減衰特性を示す図であり、周波
数ｆ∞において、減衰量が無限大となっている。
【００２４】このように、上記実施例によれば、ＤＳ
（Direct Sequence ）方式のスペクトラム拡散受信機の
中間周波系に、周波数自動追従型のノッチフィルタを設
けるようにしたので、通信中に処理利得以上のＣＷ妨害
がかけられたとしても、そのＣＷ波を自動的に除去する
ことが可能となり、ＣＷ妨害に対する対妨害性を増した
安定した通信が可能となる効果がある。
（Direct Sequence ）方式のスペクトラム拡散受信機の
中間周波系に、周波数自動追従型のノッチフィルタを設
けるようにしたので、通信中に処理利得以上のＣＷ妨害
がかけられたとしても、そのＣＷ波を自動的に除去する
ことが可能となり、ＣＷ妨害に対する対妨害性を増した
安定した通信が可能となる効果がある。
【００２５】実施例２．また、本発明は、ＤＳ−ＦＨ−
ＨＹＢ（Direct Sequence - Frequency Hopping - Hybr
id）方式の無線機に適用してもよく、上記実施例１と同
様の効果が得られる。
ＨＹＢ（Direct Sequence - Frequency Hopping - Hybr
id）方式の無線機に適用してもよく、上記実施例１と同
様の効果が得られる。
【００２６】図５はこの発明の第２の実施例によるＤＳ
−ＦＨ−ＨＹＢ方式のスペクトラム拡散無線機を示し、
図５(a) はその送信系を、図５(b) はその受信系を示
す。図５(a) に示す送信系において、図２と同一符号は
同一のものを示す。３０は周波数ホッピングのために時
間的に断続的に変動する周波数の信号を発生する周波数
シンセサイザである。また、図５(b) に示す受信系にお
いて、図１と同一符号は同一のものを示す。２１は周波
数ホッピングされた送信波に対する受信波を復調すべく
送信波の搬送周波数の変動を同期検出するＦＨ同期回
路、２２はこのＦＨ同期回路２１により同期検出された
送信波の搬送周波数の変動に対応してその発生周波数が
変動する周波数シンセサイザである。
−ＦＨ−ＨＹＢ方式のスペクトラム拡散無線機を示し、
図５(a) はその送信系を、図５(b) はその受信系を示
す。図５(a) に示す送信系において、図２と同一符号は
同一のものを示す。３０は周波数ホッピングのために時
間的に断続的に変動する周波数の信号を発生する周波数
シンセサイザである。また、図５(b) に示す受信系にお
いて、図１と同一符号は同一のものを示す。２１は周波
数ホッピングされた送信波に対する受信波を復調すべく
送信波の搬送周波数の変動を同期検出するＦＨ同期回
路、２２はこのＦＨ同期回路２１により同期検出された
送信波の搬送周波数の変動に対応してその発生周波数が
変動する周波数シンセサイザである。
【００２７】次に動作について説明する。送信側におい
ては、まず、情報変調部２において音声やデータ等の情
報信号１で搬送波をＦＭ変調する。次に、クロック発振
器３においてこのＦＭ変調波の１０2 〜１０6 倍高速の
周波数ｆclock を有するクロックを発振し、ＰＮ発生器
４においてこのクロックで駆動された±１の値をとるＰ
Ｎ系列を発生する。次に拡散変調部５においてこのＰＮ
系列とＦＭ変調波との乗算を行なうことにより、スペク
トル拡散信号を求める。ここまでの動作は従来の送信系
の動作と同様である。
ては、まず、情報変調部２において音声やデータ等の情
報信号１で搬送波をＦＭ変調する。次に、クロック発振
器３においてこのＦＭ変調波の１０2 〜１０6 倍高速の
周波数ｆclock を有するクロックを発振し、ＰＮ発生器
４においてこのクロックで駆動された±１の値をとるＰ
Ｎ系列を発生する。次に拡散変調部５においてこのＰＮ
系列とＦＭ変調波との乗算を行なうことにより、スペク
トル拡散信号を求める。ここまでの動作は従来の送信系
の動作と同様である。
【００２８】次に、本実施例ではこのスペクトル拡散信
号に周波数ホッピングによるスペクトラム拡散を行な
う。即ち、周波数シンセサイザ３０により時間的に断続
的に変動する周波数の拡散信号を発生し、周波数変換部
６において拡散変調部５からのスペクトル拡散信号を時
間的に断続的に搬送周波数が変化する無線周波数（Ｒ
Ｆ）に周波数変換された後、電力増幅部７において電力
増幅され、アンテナ８より相手方へ送信される。
号に周波数ホッピングによるスペクトラム拡散を行な
う。即ち、周波数シンセサイザ３０により時間的に断続
的に変動する周波数の拡散信号を発生し、周波数変換部
６において拡散変調部５からのスペクトル拡散信号を時
間的に断続的に搬送周波数が変化する無線周波数（Ｒ
Ｆ）に周波数変換された後、電力増幅部７において電力
増幅され、アンテナ８より相手方へ送信される。
【００２９】受信系では、受信アンテナ１で受信された
信号はＲＦ増幅部２でＲＦ増幅され、ここで実施例１と
同様にＣＷ周波数検出部９，可変ノッチフィルタ１０を
設けてＣＷ妨害波を除去した後、ＦＨ同期回路２１にお
いて搬送波周波数の変動の同期検出が行なわれ、周波数
シンセサイザ２２において、送信側の周波数シンセサイ
ザ３０が発生するのと同期して周波数が変化する信号を
発生し、ミキサ２３においてこの周波数シンセサイザ２
２の出力と可変ノッチフィルタ１０とを乗算することに
よりＦＨの逆拡散が行われる。次に、時間弁別制御回路
４にてＤＳ同期が取られる。ＤＳ同期された後、ＰＮ発
生器５から同期が取られたＰＮ系列を発生し、拡散復調
部６にてＤＳの逆拡散が行われる。逆拡散された信号は
データ復調部７において復調され、復調データ８を出力
する。
信号はＲＦ増幅部２でＲＦ増幅され、ここで実施例１と
同様にＣＷ周波数検出部９，可変ノッチフィルタ１０を
設けてＣＷ妨害波を除去した後、ＦＨ同期回路２１にお
いて搬送波周波数の変動の同期検出が行なわれ、周波数
シンセサイザ２２において、送信側の周波数シンセサイ
ザ３０が発生するのと同期して周波数が変化する信号を
発生し、ミキサ２３においてこの周波数シンセサイザ２
２の出力と可変ノッチフィルタ１０とを乗算することに
よりＦＨの逆拡散が行われる。次に、時間弁別制御回路
４にてＤＳ同期が取られる。ＤＳ同期された後、ＰＮ発
生器５から同期が取られたＰＮ系列を発生し、拡散復調
部６にてＤＳの逆拡散が行われる。逆拡散された信号は
データ復調部７において復調され、復調データ８を出力
する。
【００３０】このように、上記実施例によれば、ＤＳ−
ＦＨ−ＨＹＢ方式のスペクトラム拡散受信機の中間周波
系に、周波数自動追従型のノッチフィルタを設けるよう
にしたので、通信中に処理利得以上のＣＷ妨害がかけら
れたとしても、そのＣＷ波を自動的に除去することが可
能となり、ＣＷ妨害に対する対妨害性を増した安定した
通信が可能となる効果がある。
ＦＨ−ＨＹＢ方式のスペクトラム拡散受信機の中間周波
系に、周波数自動追従型のノッチフィルタを設けるよう
にしたので、通信中に処理利得以上のＣＷ妨害がかけら
れたとしても、そのＣＷ波を自動的に除去することが可
能となり、ＣＷ妨害に対する対妨害性を増した安定した
通信が可能となる効果がある。
【００３１】
【発明の効果】以上のように、この発明に係るスペクト
ラム拡散無線機によれば、周波数自動追従型のノッチフ
ィルタを設け、上記周波数自動追従型のノッチフィルタ
は、上記受信波に対してフィルタ処理を施す可変ノッチ
フィルタと、制御信号により中心周波数を可変に構成さ
れた可変周波数型帯域通過フィルタと、該帯域通過フィ
ルタの出力を検出する検波手段と、制御信号により上記
可変周波数型帯域通過フィルタの中心周波数を変化さ
せ、検波信号が最大となる周波数を判定し、この周波数
を妨害周波数として上記可変ノッチフィルタに出力する
判定制御手段とを有するものであることにより、ＣＷ妨
害波を除去することができ、ＣＷ妨害に対する対妨害性
を増した通信が可能となる効果がある。
ラム拡散無線機によれば、周波数自動追従型のノッチフ
ィルタを設け、上記周波数自動追従型のノッチフィルタ
は、上記受信波に対してフィルタ処理を施す可変ノッチ
フィルタと、制御信号により中心周波数を可変に構成さ
れた可変周波数型帯域通過フィルタと、該帯域通過フィ
ルタの出力を検出する検波手段と、制御信号により上記
可変周波数型帯域通過フィルタの中心周波数を変化さ
せ、検波信号が最大となる周波数を判定し、この周波数
を妨害周波数として上記可変ノッチフィルタに出力する
判定制御手段とを有するものであることにより、ＣＷ妨
害波を除去することができ、ＣＷ妨害に対する対妨害性
を増した通信が可能となる効果がある。
【図１】本発明の一実施例によるスペクトラム拡散無線
機を示す図である。
機を示す図である。
【図２】従来のスペクトラム拡散無線機を示す図であ
る。
る。
【図３】図１のＣＷ妨害周波数検出部の構成例を示す図
である。
である。
【図４】図１の可変ノッチフィルタの構成例を示す図で
ある。
ある。
【図５】本発明の第２の実施例によるスペクトラム拡散
無線機を示す図である。
無線機を示す図である。
【図６】時間弁別制御回路の動作原理を説明するための
図である。
図である。
１１ 受信アンテナ １２ ＲＦ増幅部 １３ 周波数変換部 １４ 時間弁別制御回路 １５ ＰＮ発生器 １６ 拡散復調部 １７ 情報復調部 １８ 復調データ ９ ＣＷ妨害周波数検出部 １０ 可変ノッチフィルタ ２１ ＦＨ同期回路 ２２ 周波数シンセサイザ ２３ ミキサ ４０ 周波数自動追従型ノッチフィルタ
Claims (1)
- 【請求項１】 スペクトラム拡散方式により変調された
送信波を復調するスペクトラム拡散受信機本体と、 該スペクトラム拡散受信機本体に設けられ、受信波中に
含まれる連続波妨害を除去する周波数自動追従型のノッ
チフィルタとを備え、 上記周波数自動追従型のノッチフィルタは、上記受信波
に対してフィルタ処理を施す可変ノッチフィルタと、制
御信号により中心周波数を可変に構成された可変周波数
型帯域通過フィルタと、該帯域通過フィルタの出力を検
出する検波手段と、制御信号により上記可変周波数型帯
域通過フィルタの中心周波数を変化させ、検波信号が最
大となる周波数を判定し、この周波数を妨害周波数とし
て上記可変ノッチフィルタに出力する判定制御手段とを
有するものである ことを特徴とするスペクトラム拡散無
線機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16063493A JP2752565B2 (ja) | 1993-06-30 | 1993-06-30 | スペクトラム拡散無線機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16063493A JP2752565B2 (ja) | 1993-06-30 | 1993-06-30 | スペクトラム拡散無線機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0779176A JPH0779176A (ja) | 1995-03-20 |
| JP2752565B2 true JP2752565B2 (ja) | 1998-05-18 |
Family
ID=15719173
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16063493A Expired - Fee Related JP2752565B2 (ja) | 1993-06-30 | 1993-06-30 | スペクトラム拡散無線機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2752565B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2742281B1 (fr) * | 1995-12-07 | 1998-01-16 | Commissariat Energie Atomique | Recepteur differentiel de signaux a etalement de spectre par sequence directe |
| KR100319279B1 (ko) * | 1999-05-27 | 2002-01-05 | 박태진 | 부호분할다중접속 이동통신시스템에서 적응 필터를 이용한 재밍 제거장치 |
| JP2006275888A (ja) * | 2005-03-30 | 2006-10-12 | Sokkia Co Ltd | 光波距離計 |
| JP5090886B2 (ja) * | 2007-12-10 | 2012-12-05 | 日本電波工業株式会社 | 受信回路及び無線機 |
| KR101473592B1 (ko) * | 2013-12-05 | 2014-12-16 | 한국항공우주연구원 | 교란 신호 검출 장치 및 방법 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02192238A (ja) * | 1988-10-20 | 1990-07-30 | Clarion Co Ltd | スペクトラム拡散受信機 |
| JPH02182045A (ja) * | 1989-01-09 | 1990-07-16 | Clarion Co Ltd | スペクトラム拡散受信装置 |
| JPH05252135A (ja) * | 1992-03-03 | 1993-09-28 | Fujitsu Ltd | スペクトラム拡散通信方式 |
| JPH0580053U (ja) * | 1992-03-31 | 1993-10-29 | 横河電機株式会社 | スペクトラム拡散通信方式の受信機 |
-
1993
- 1993-06-30 JP JP16063493A patent/JP2752565B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0779176A (ja) | 1995-03-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |