JPS61273005A - 振幅変調方式受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は振幅変調方式受信機に関する。本発明にかかる
振幅変調方式受信機は、スーパーヘテロダイン方式ある
いはダイレクト同期検波方式によらないで振幅変調波を
受信するものであって、ＡＭ　（振幅変調方式）放送受
信用ラジオあるいは一般のＡＭ無線受信機等に適用する
ことが可能である。

〔従来の技術〕

従来、ＡＭ受信機としてはスーパーヘテロダイン方式を
用いた受信機が一般的であるが・これに代わるものとし
てダイレクト同！ｔｌｌ検波方弐を用いた受信機がある
。

このダイレクト同期検波方式を用いた従来形の受信機が
第４図に示される。−第４図において、４１は高周波増
幅部、４２．４３は乗算器、４４゜４５．５２は低域フ
ィルタ、４６はオーディオ増幅器、４７は電力増幅器、
４８はスピーカ、４９゜５３は電圧制御発振器、５０は
分周器、５１は位相比較器、５４はコントローラ、５５
はプログラマブル・カウンタ、５６は９０°位相移相器
である。

この第４図の受信機は、受信周波数の設定をブログラマ
ブル・カウンタ５５、位相比較器５１、低域フィルタ５
２、電圧制御発振器５３からなる位相同期回路（Ｐ　Ｌ
　Ｌ）で行い、受信入力信号に対しての同期を乗算器４
３、低域フィルタ４５、電圧制御発振器４９、分周器５
０、位相比較器５１、低域フィルタ５２、電圧制御発振
器５３．９０°位相移相器５６により構成されるＰＬＬ
回路で行っている。

このダイレクト同期検波方式受信機は、ＡＭ波やＳＳＢ
波は受信できるがＦＭ波は受信できない。

一方、特長としてＲＦ同期回路がなくともイメージ妨害
またはＩＦ妨害が発生しないこと、選択特性はオーディ
オ帯域の低域フィルタで決定されるため理想特性が得や
すいことなどがある・〔発明が解決しようとする問題点
〕 上述のダイレクト同期検波方式受信機では、受信波に対
して同期をとらないと正常な復調を行えず、同期をとる
ためには受信波から搬送波を抽出する必要がある。した
がって受信電波の電界強度か弱電界であるときには搬送
波を抽出できず受信機が同期外れを起こす可能性が高く
、同期外れの場合には電波を受信できなくなる。このこ
とは特に車載用受信機の場合には自動車の移動にともな
い電波の受信電界が頻繁に変動するので問題点となる。

またこの受信機は、受信周波数決定のためのＰＬＬ回路
と受信波を同期検波するためのＰＬＬ回路とが２重ルー
プで構成されており、このため回路の設計や安定度等の
観点から種々の問題点がある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明に関する振幅変調方式受信機の１構成例が第１図
に示される。第１図において、１は位相が相互に９０°
異なる２つの基準波を発生する基準波発生回路であり、
図示のように基準波を出力する発振器１１と該発振器の
基準波の位相を９０”変位させる移相器１２とで構成す
ることが可能である。アンテナ等で受信された受信波は
第１の乗算器２と第２の乗算器３とに人力される。乗算
器２は受信波に発振器１１からの基準波を乗算し、一方
、乗算器３は発振器１１の基準波を移相器１２で９０”
移相シフトした後に受信波に乗算する。

乗算器２の乗算出力は第１のフィルタ４を通って演算回
路６に入力される。また乗算器３の乗算出力はフィルタ
５を通って演算回路６に入力される。

フィルタ４．５は復調信号の周波数帯域を通過させる特
性を有し、ここでは低域フィルタが用いられる。

演算回路６は、フィルタ４．５の化ツノをそれぞれ二乗
する二乗回路６１，６２、該二乗回路６１゜６２の出力
を加算する加算回路６３、該加算回路６３の出力の平方
根を演算する平方根演算回路６４により構成することが
できる。

〔作　用〕

本発明にかかる振幅変調方式受信機の作用を以下に説明
する。本発明の振幅変調方式受信機は、入力受信波に同
期させる必要のないダイレクト受信方式によるものであ
るが、この方式を理解し易くするため、まず従来の同期
検波回路でダイレクト検波した場合について説明する。

第３図にはかかるダイレクト検波を行う回路が示される
。図中、７は発振器、８は入力された受信波と発振器７
の発振波を乗算する乗算回路、９は該乗算回路８の出力
信号が通過される低域フィルタである。

いま受信入力波Ｓ　（１）および発振器７の発振出力５
（２）をそれぞれ、 ５（１）＝　Ｅ＋　５ｉｎ（ω、Ｌ十〇）・・・・・・
（１）Ｓ（２）＝Ｅｏｓｉｎ（ωｏｔ）　　　　　＋＋
ｍ　　（２）とする。ここでＥｌは被変調波、ω１は搬
送波角周波数、Ｅｏは定数、ω。は発振出力角周波数で
ある。θは発振器出力と入力波との間の位相差であって
、同期がとられて−いない状態では時々刻々変化するも
のである。

上式にもとづき乗算器８の乗算出力５（３）を求めると
、 ５（３）−Ｅｒ　５ｉｎ（ω、Ｌ＋θ）　　Ｅｏ　５ｉ
ｎ（ω。ｔ）＝　　　　ＥｒＥｏ　　（ｃｏｓ（ωＩｔ
＋ωａｔ十〇）−ｃｏｓ　（ω１を一ω。を十〇））　
・・・・・・　（３）また低域フィルタ９では（３）式
の前項が阻止されるから、その出力５（４）は、 ５（４）＝　　ＥｒＥｏｃｏｓ（ω１ｔ−ω。ｌ＋θ）
　・（４）となる。ここで同期をとるとω、＝ω。、θ
＝Ｏとなり、 ５（４）＝−Ｅｒ　Ｅ。

となる。したがって低域フィルタ９からは入力信号レベ
ルに比例した出力が得られることになり、検波が行われ
たことになる。

一方、同期がとられていない場合、ω、＝ω。

とじてもθが時々刻々変化するため、 Ｓ　（４）　＝−Ｅ　＋　Ｅ、　ｃｏｓ　θ　　　・・
・・・・（５）となり、結局、入力信号レベルに比例し
た出力が得られず、検波不能となる。

これに対し第４図の本発明にかかるＡＭ受信機では、乗
算器２，３の乗算出力Ｓ　（５）　、　　Ｓ　（６）お
よ７び低域フィルタ４，５の出力５（７）、　　５（８
）＆ま次のようになる。すなわち、まず出力５（５）は
、Ｓ　（５）　＝　Ｅ　＋ｓｉｎ　（ω＋　ｔ＋θ）　
Ｘ　Ｅｏ　５ｉｎ（ａ＋、１）＝−工Ｅ、Ｅｏ　（ｃｏ
ｓ（ａｌ＋ｔ＋ω。ｔ＋θ）−ｃｏｓ　（ω、ｔ−ω。

を十〇））・・・（６）この５（５）の低域成分のみを
低域フィルタ４で抽出すると出力５（７）は、 ５（７）＝−Ｅｒ　Ｅｏ　ｃｏｓ（ω、ｔ−ωｏｔ＋θ
”）　・（７）となり、ω、＝ω。とすると、 ５（７）＝　　Ｅｒ　Ｅｏ　ｃｏｓ　θ　　　　　　　
・・・・・・　（８）となる。一方、出力５（６）は、 ５（６）＝Ｅ＋　ｓｉｎ　（ω、ｔ＋θ）　Ｘ　Ｅ、　
ｃｏｓ（ａ＋、ｔ）＝＋Ｅ＋Ｅｏ　（ｓｉｎ（ａ＋＋ｔ
＋ａ＋ｏｔ十〇）＋５ｉｎ（ω＋１−ωｄ＋θ）　）　
・１９）となり、この５（６）の低域成分のみを低域フ
ィルタ５で抽出すると、出力５（８）は、 ５（８）＝−ｉＥｌ　Ｅｏ　５ｉｎ（ω＋ｔ−ω１．ｌ
＋θ）・・・　　αψとなり、ω、＝ω。とすると、 ５（８）＝　２　Ｅｒ　Ｅｏ　ｓｉｎθ　　　　　　・
・・・・・　　αυとなる。したがって演算回路６の出
力５（９）は、Ｓ　（９１＝　　、ｙテロＴ震ｉ ＝上Ｅ＋　Ｅｏ　Ｊｌ−石乙；π丁 ＝＋ＥＩＥ０　　　　　　・・・・・・　（２）となり
、結局、θが変化しても最終的な出力５（９）はそれに
ともなって変化しない。

このように本発明のＡＭ受信機によれば、受信入力波に
対して同期をとらなくても正確な検波を行うことができ
る。

〔実施例〕

以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。

第２図には本発明の一実施例としての振幅変調方式受信
機が示される。第２図において、アンテナ２１に入来し
た受信波は高周波増幅部２２を経た後に二分岐され、一
方は乗算器２３、低域−フィルタ２５、乗算器２７を経
た後に加算器２９に入力され、他方は乗算器２４、低域
フィルタ２６、乗算器２８を経た後に加算器２９に入力
される。

乗算器２３には電圧制御発振器３４からの発振出力波が
直接に入力され、乗算器２４には該発振出力波が位相器
３５を介して入力される０位相器３５は人力信号の位相
を９０”変位させるものである。

また乗算器２７．２８はそれぞれ入力信号の二乗値を演
算する働きを有している。

加算器２９の出力信号は演算回路３０に入力される。演
算回路３０は人力信号の平方根を演算する回路であり、
演算増幅器３０１と乗算器３１２で構成される。すなわ
ち加算器２９からの出力信号は演算増幅器３０１の非反
転入力端子に導かれ、演算増幅器３０１の出力信号は二
乗値を演算する乗算器３０２を介して演算増幅器３０１
の反転入力端子にフィードバックされており、これ゛に
より人力信号の平方根が演算される。

演算回路３０の出力信号はオーディオ増幅器３１、電力
増幅器３２を経てスピーカ３３に入力される。

電子同調制御回路３６は電圧制御発振器３４の発振周波
数を受信しようとする受信波の周波数に合わせる制御を
行う回路である。この電子同調制御回路３６は従来から
知られている電子同調チューナのＰＬＬ回路とほぼ同様
の回路構成であり、電圧制御発振器３４の発振出力波を
分周する働きを有するプログラマブル・カウンタ３６２
、該プログラマブル・カウンタ３６２の分周数を可変制
御するコントローラ３６１、水晶発振素子により基準周
波数を発生するとともにそれを分周して適当な周波数と
する発振分周回路３６４、プログラマブル・カウンタ３
６２の出力と発振分周回路４３６４の出力との位相を比
較する位相比較器３６３、ループフィルタとしての低域
フィルタ３６５を含み構成される。

第２図の実施例装置の動作を以下に説明する。

まず電子同調制御回路３６によって電圧制御発振器３４
の発振周波数を受信しようとするチャネルの周波数に設
定する。入来した受信人力波はアンテナ２１、高周波増
幅器２２を介した後に乗算器２３、．２４で電圧制御発
振器３４からの発振出力波および位相器３５で９０°位
相シフトされた発振出力波をそれぞれ乗算される。乗算
器２３．２４の乗算出力は低域フィルタ２５．２６を介
することによって低域周波数成分のみを抽出され、それ
により復調信号成分が取り出される。

いま低域フィルタ２５の出力をＸ、低域フィルタ２６の
出力をｙとすると、これらは前述したように、 ｘ　＝−ｙＥ＋　　Ｅ６　ｃｏｓ　（ω。θ）ｙ　＝−
ＴＥＩ　　Ｅｏ　ｓｉｎ　（ω。θ）となる。ここでθ
は電圧制御発振器３４の発振出力波と受信入力波との位
相差であって常にその値が変化しているものである。こ
れらの出力ｘ、ｙに対して、乗算器２７．２８、加算器
２９、演算回路３０によって＆−〒コ１７　　の演算が
行われ、したがちて演算回路３０の出力２は、 Ｚ＝ＩＥ＋Ｅ−。

となり、位相差θが変化しても常に正常に受信波を検波
できることになる。この演算回路３０の出力信号はオー
ディオ増幅器３１、電力増幅器３２を経てスピーカ３３
に印加される。

本発明の実施にあたっては種々の変更態様が可能である
。例えば上述の実施例では１ の演算を乗算器２７．２８、加算器２９、演算回路３０
で構成される回路で行っているが、これに限らず、この
演算をマイクロ・コンピユータラ用いたディジタル信号
処理回路で行うことも勿論可能であり、その場合には一
層正確な演算が行えるようになる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、受信波の検波のために受信波に同期を
とる必要がないので、受信波の電波電界が弱い場合にも
検波が不能になることはなく、常に良好な受信を行える
ようになる。このことは特に、受信電界の変化が激しい
車載用受信機に本発明を適用した場合に有利な点となる
。また本発明の振幅変調方式受信機ではＰＬＬ回路を従
来のように２重構成にする必要がなくなるので、回路構
成が１容易になり、回路設計や安定度の面から有利であ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の１構成例を示すブロック図、第２図は
本発明の一実施例としての振幅変調方式受信機を示すブ
ロック図、第３図はダイレクト検波回路を示す図、第４
図は従来形の振幅変調方式受信機を示すブロック図であ
る。 １・・・基準波発生回路、　２，３・・・乗算器、４．
５・・・低域フィルタ、　６・・・演算回路、１１・・
・発振器、　　　　１２・・・９０”移相器、６１．６
２・・・二乗回路、　　６３・・・加算回路、６４・・
・平方根演算回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 位相が相互に９０度異なる２つの基準波を発生する基準
   波発生回路、 受信波に該２つの基準波をそれぞれ乗算する第１、第２
   の乗算回路、 該第１、第２の乗算回路の乗算出力がそれぞれ通過され
   る第１、第２のフィルタであって復調信号の周波数帯域
   を通過させるもの、および、該第１のフィルタの出力の
   二乗値と該第２のフィルタの出力の二乗値との和の平方
   根を演算して復調信号として出力する演算回路、 を備えた振幅変調方式受信機。