JPS5944821B2 - Ｆｍ受信機 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は常に歪最小の状態で受信できるように制御され
たＦＭ受信機に関する。

従来からＦＭ受信機において歪の発生原因となる個所は
中間周波バンドパスフィルタおよび復調器であることが
知られており、これら中間周波バンドパスフィルタおよ
び復調器のために定常においても歪が発生し、またＦＭ
受信機の周囲温度の変化により歪に変化が生ずる。

そこで受信周波数が変化しないように種々のロック機構
を設けたＦＭ受信機により前記の歪を抑制する方法が使
用されている。

しかし従来の方法によるときは不充分で、常に歪が最小
の状態で受信することは出来ない欠点があつた。

本発明は上記にかんがみなされたもので、上記の欠点を
解消し、歪そのものを検出して常に歪が最小の状態で受
信できるＦＭ受信機を提供することを目的とする。

本発明はＦＭ受信機において、所定の変調周波数で前記
ＦＭ受信機の中間周波信号を周波数変調する手段と、前
記変調周波数で周波数変調された中間周波信号を復調す
る手段と、前記復調手段よりの復調出力を前記変調周波
数の２倍の周波数で同期検波する手段と、前記同期検波
後の検波出力で前記ＦＭ受信機の局部発振器の発振周波
数を制御する手段とを備えたことを特徴とするもので、
同調難訓時に依存する中間周波バンドパスフィルタの振
幅特性または位相特性による歪を最小の状態に制御して
、常に歪が最小の状態で受信できるものである。

以下、本発明を実施例により説明する。

第１図は本発明の第１の実施例のＦＭ受信機のブロック
図である。

第１図において１はアンテナを、２は高周波増幅器を、
３は混合器を、４は電圧制御発振器からなる局部発振器
を、５は中間周波バンドパスフィルタを、６は中間周波
増幅器を、７は復調器を、８は低周波増幅器を、９はス
ピーカを、それぞれ示しＦＭ受信機を構成するように接
続し、混合器３と中間周波バンドパスフイルタ５との間
にＦＭ変調器１０を接続する。１１はＦＭ変調器１０へ
変調信号を出力する変調周波数発振器であり、中間周波
数を変調周波数発振器１１の出力角周波数ｐで変調する
ように構成する。

変調角周波数ｐはＦＭ受信信号に影響を与えない角周波
数に選択する。一方、変調周波数発振器１１の出力は遅
延回路１２に入力し、遅延回路１２の出力は２逓倍器１
３に入力し、２逓倍器１３の出力はローパスフイルタ１
５とともに同期検波器を構成する乗算器１４の一方の入
力とし、乗算器１４の他方の入力は復調器７の出力とし
、乗算器１４の出力は乗算器１４とともに同期検波器を
構成するローパスフイルタ１５に入力し、ローパスフイ
ルタ１５の出力は増幅器１６に入力して、増幅器１６の
出力を局部発振器４の出力周波数調節用入力端子に印加
する。

以上の如く構成したＦＭ受信機において高周波増幅器２
の出力をＳ１−ＣＯＳω，ｔとし、局部発振器４の出力
をＳ２−ＣＯＳω２ｔとし、高周波増幅器２の出力Ｓ，
、局部発振器４の出力Ｓ２が混合器３に印加されると、
混合器３の出力Ｓ３には（ω１−ω２）と（ω１＋ω２
）の両周波数成分の出力が現われるが、今（ω１−ω２
）成分のみをとるとＳ３＝ＣＯＳ（！）。

０ｔとなる。

ただしω。。＝ω１−ω２である。混合器３の出力Ｓ３
は変調周波数発振器１１の出力Ｓ４＝ＣＯｓｐｔにて周
波数変調されてＦＭ変調器１０の出力Ｓ５はＳ５＝ＣＯ
Ｓ（ω００ｔ＋缶Ｓｉｎｐｔ）のＦＭ波となる。

ｐこのＦＭ変調器１０の出力Ｓ５が中間周波バンドパス
フイルタ５を通過した後の出力ＦＭ波は、一般にその位
相分に歪を生じ、この歪を生じたＦＭ波を復調器７にて
復調した出力は、第２高調波にのみ注目すればΔωＣＯ
ｓｐｔなる基本波に対しての歪成分を生ずることが知ら
れている。

ここでｐ；変調角周波数 α３；中間周波バンドパスフイルタ５の振幅特性の第３
次微係数 β２；中間周波バンドパスフイルタ５の位相特性の第２
次微係数 Δω；角周波数偏位 である。

従つて、復調器７の出力Ｓ６は となる。

いま、振幅特性の歪Ｄα＝ｋ１α３Ｐ２Δω２ｃ０ｓ２
ｐｔと位相特性の歪分Ｄβ＝Ｋ２β２ＰΔω２ｓｉｎ２
ｐｔが、Ｄα〉〉Ｄβである場合について説明する。

この場合の前記復調器７の出力Ｓ６はＳ６′とな．り、
出力Ｓ６′はとなる。

この出力Ｓ６′が乗算器１４の他方の入力となる。

また、乗算器１４の一方の入力Ｓ７は変調周波数発振器
１１の出力Ｓ４を遅延回路１２を通さずに直接２逓倍器
１３に入力すれば、２逓倍器１３の出力Ｓ７２はＳ７′
＝ＣＯｓ２Ｐｔとなる。従つて乗算器１４の出力Ｓ８′
はとなり、ローパスフイルタ１５の出力ＳＪは乙 ″
一”となる。

一方、中間周波バンドパスフイルタ５の振幅特性の第３
次微係数α３は通常、中間周波バンドパスフイルタ５の
中心角周波数をω。

とし、横軸に中心角周波数ω。からの離調角周波数をと
つて示せば、第２図に示す如く変化する。従つて中心角
周波数ω。付近において中間周波バンドパスフイルタ５
の振幅特性の第３次微係数α３はα３＝−ＫＯ（ω−ω
ｏ）で近似することができる。

ここでＫ。は定数である。そこでローパスフイルタ１５
の出力Ｓ，′は乙となり、ローパスフイルタ１５の出力
Ｓ９′は動作角周波数ωがω一ωｏのとき零、ω〉ωｏ
のときは負、ωくω。

のときは正となり、動作角周波数ωにより中心角周波数
ω。を中心とし正負に変化する直流電圧である。従つて
、このローパスフイルタ１５の出力Ｓ９′は増幅器１６
により増幅され局部発振器４の出力周波数調節用入力端
子に印加されて、ローパスフイルタ１５の出力Ｓ，″に
より、混合器３の出力Ｓ３の角周波数ω。

ｏを常に中間周波バンドパスフイルタ５の中心角周波数
ω。に近ずけるように制御作用をして、ＦＭ受信機を常
に振幅特性の歪分Ｄαを最小の状態において動作させる
ことができる。尚、以上の説明において変調周波数発振
器１１の出力Ｓ４を、遅延回路１２を通さずに直接、２
逓倍器１３に入力して説明したが、ＦＭ変調器１０の出
力Ｓ５は中間周波バンドパスフイルタ５などを通過する
ために、復調器７の出力Ｓ６′は変調周波数発振器１１
の出力Ｓ４より遅延するため、この遅延時間と同一の遅
延時間を遅延回路１２で与えて変調周波数発振器１１の
出力Ｓ４と、復調器７の出力Ｓ６′とが乗算器１４の入
力端子においてその位相が合致するようにする。かくす
ることにより上記の説明の結果が得られることになる。
つぎに振幅特性の歪分Ｄαくく位相特性の歪分Ｄβ、の
関係にある場合について説明する。この場合の復調器７
の出力Ｓ６″はＳ６″＝ΔωＣＯＳＰｔ−Ｋ２β２ＰΔ
ω２ｓｉｎ２ｐｔとなり、この出力Ｓ６″が乗算器１４
の他方の入力となる。

また、乗算器１４の一方の入力は変調周波数発振器１１
の出力Ｓ４を遅延回路１２により牙ラジアン遅くらせて
２逓倍器１３に入力し、２逓倍器１３の出力をＳｆとす
れば２逓倍器１３の出力Ｓ７″は法乙 となる。

従つて乗算器１４の出力Ｓ８″はＳ８″＝Ｓ６″×Ｓ７
″となり、ローパスフイルタ１５の出力Ｓ９″はとなる
。

一方、中間周波バンドパスフイルタ５の位相特性の第２
次微係数β２は通常、中間周波バンドパスフイルタ５の
中心角周波数を６。

とし、横軸に中心角周波数ω。からの離調角周波数をと
つて示せば、第３図に示す如く変化する。従つて中心角
周波数ω。付近において中間周波バンドパスフイルタ５
の位相特性の第２次微係数β２はβ２−ＫＯ′（ω−ω
ｏ）で近似することができる。

ここでｋ♂は定数である。そこでローパスフイルタ１５
の出力Ｓｌは乙 となり、ローパスフイルタ１５の出力Ｓ，〃は前出の出
力Ｓ，″と同様にその極性は異なるが、動作角周波数ω
により中心角周波数ω。

を中心として正負に変化する直流電圧である。従つて、
このローパスフイルタ１５の出力Ｓ９″は増幅器１６に
より増幅され局部発振器４の出力周波数調節用入力端子
に印加されて、ローパスフイルタ１５の出力Ｓ，″によ
り、混合器３の出力Ｓ３の角周波数ω。

ｏを常に中心角周波数ω。に近ずけるように制御作用を
し、ＦＭ受信機を常に位相特性の歪分Ｄβを最小の状態
にて作動させることができる。尚、以上の説明において
は、変調周波数発振器π１１の出力Ｓ４を、遅延回路１
２により了ラジアン遅くらせて２逓倍器１３に入力して
説明したが、前述の如く復調器７の出力Ｓ６″は変調周
波数発振器１１の出力Ｓ４より遅延するため、この遅延
時間と同一の遅延時間を前記三ラジアンに加えて遅延回
路１２を設定することにより、上記に説明した結果がそ
のま＼得られることになる。

以上、振幅特性の歪分Ｄαと、位相特性の歪分Ｄβのそ
れぞれがＤα〉〉Ｄβ、Ｄαく〈Ｄβの場合について説
明したが、通常ＦＭ受信機の中間周波パンドパスフイル
タが決まれば、そのフイルタによつてＤα〉〉ＤβかＤ
α〈くＤβが決まる。

従つて対象の中間周波バンドパスフイルタ５により決ま
る歪ＤαとＤβの大小の関係により遅延回路１２の遅延
時間を設定すればよい。つぎに、第２の実施例について
説明する。

第４図は本発明の第２の実施例のＦＭ受信機のプロツク
図であり、第１の実施例における２逓倍器１３の出力Ｓ
７をフエーズ・ロツクド・ループ回路を用いて得る場合
を示している。

第４図において第１図と同一構成要素には同一の符号を
付してある。

第４図において１はアンテナを、２は高周波増幅器２を
、３は混合器を、４は電圧制御発振器からなる局部発振
器を、５は中間周波バンドパスフイルタを、６に中間周
波増幅器を、７は復調器を、８は低周波増幅器を、９は
スピーカを、それぞれ示しＦＭ受信機を構成するように
接続し、混合器３と中間周波バンドパスフイルタ５との
間にＦＭ変調器１０を接続する。

１１はＦＭ変調器１０へ変調波を出力する変調周波数発
振器であり、中間周波数を変調周波数発振器１１の出力
角周波数ｐで変調するように構成する。

変調角周波数ｐは第１の実施例の場合と同様の周波数で
ある。

一方、復調器７の出力は乗算器１４の一方の入力とする
とともに、位相比較器１８、ループフイルタ１９、電圧
制御発振器２０、分周比１／２の分周器２１からなるフ
エーズ・ロツクド・ループ回路１７の位相比較器１８に
入力し、フエーズ・ロツクド・ループ回路１７の出力す
なわち電圧制御発振器２０の出力は移相器２２を通して
乗算器１４の他方の入力とする。

乗算器１４の出力はローパスフイルタ１５、増幅器１６
を通して、局部発振器４の出力周波数調節用入力端子に
印加する。以上の如く構成したＦＭ受信機において、復
調器７の出力Ｓ６中には第１の実施例において説明した
如くΔωＣＯｓｐｔの成分を含んでいるため電圧制御発
振器２０の出力はΔωＣＯｓｐｔに位相同期した２逓倍
信号となる。従つてフエーズ・ロツクド・ループ回路１
７によつて、第１の実施例において示した２逓倍器の出
力が作られる。

この第２の実施例の作用は第１の実施例と同様であるた
めにその詳細な説明は省略する。つぎに、第３の実施例
について説明する。

第５図は本発明の第３の実施例のＦＭ受信機のプロツク
図である。

第５図において第１図と同一構成要素には同一の符号を
付してある。第５図において、１はアンテナを、２は高
周波増幅器を、３は混合器を、２３は第１および第２の
入力端子を有し、第１の入力端子に印加される変調周波
数発振器１１の出力周波数で出力が周波数変調され、第
２の入力端子に印加される直流電圧すなわち増幅器１６
の出力電圧により出力周波数が変化する局部発振器を、
５は中間周波バンドパスフイルタを、６は中間周波増幅
器を、７は復調器を、８は低周波増幅器を、９はスピー
カをそれぞれ示しＦＭ受信機を構成するように構成する
。一方、変調周波数発振器１１の出力は遅延回路１２に
入力し、遅延回路１２の出力は２逓倍器１３に入力し、
２逓倍器１３の出力はローパスフイルタ１５とともに同
期検波器を構成する乗算器１４の一方の入力とし、乗算
器１４の他方の入力は復調器７の出力とし、乗算器１４
の出力は乗算器１４とともに同期検波器を構成するロー
パスフイルタ１５に入力し、ローパスフイルタ１５の出
力は増幅器１６に入力して、増幅器１６の出力は前述の
如く局部発振器２３の第２の入力端子に印加する。

尚、変調周波数発振器１１の出力角周波数ｐはＦＭ受信
信号に影響を与えない角周波数に選択する。

以上の如く構成した第３の実施例のＦＭ受信機において
、局部発振器２３の出力は変調周波数発振器１１の出力
角周波数Ｐにより周波数変調され、受信信号中の中間周
波信号中に角周波数ｐなる一定レベルの変調信号が発生
する。

いま高周波増幅器２の出力をＳ，−ＣＯｓω１ｔとし、
変調周波数発振器１１の出力が無い場合の局部発振器２
３の出力をＳ２′−ＣＯＳω２ｔとし、高周波増幅器２
の出力Ｓ１、局部発振器２３の出力Ｓ２′が混合器３に
印加されると、混合器３の出力Ｓ３′には（ω，−ω２
）と（ω１＋ω２）の両周波数成分の出力が現われるが
、今（ω１−ω２）成分のみをとるとＳ３′＝ＣＯＳ（
！）。

０ｔ となる。

ここでω。ｏ＝ω１−ω２である。そこで、変調周波数
発振器１１の出力Ｓ４＝ＣＯｓｐｔにて局部発振器２３
の出力を周波数変調すると混合器３の出力Ｓ３はＳ３＝
ＣＯＳ（ω００ｔ−麺Ｓｉｎｐｔ）のＦＭ波となｐる。

此のＦＭ波が中間バンドパスフイルタ５を通過すること
により中間周波バンドパスフイルタ５の振幅特性、位相
特件によりおよび復調器７により歪む。

復調器７の出力を変調角周波数ｐの２倍の周波数で同期
検波し、同期検波後の検波出力で局部発振器２３の発振
周波数を制御する。

従つて、第１の実施例の場合と同様に、中間周波バンド
パスフイルタの振幅特件による歪分Ｄα、または位相特
性による歪分Ｄβをそれぞれについて常にω。

ｏを中間周波バンドパスフイルタ５の中心角周波数に近
ずけるように制御作用が行われ、ＦＭ受信機を常に振幅
特性の歪分Ｄα、または位相特性による歪分Ｄβを最小
の状態に動作させる。此の間の作用は第１の実施例の場
合と同じであるため詳細な説明は省略する。つぎに第１
、第２、第３の実施例において、変調波数発振器１１の
出力角周波数ｐの値について説明する。

尚、以下、説明の便宜のため角周波数ｐを周波数Ｆｐに
変換しＦｐにて説明する。変調周波数発振器の出力周波
数Ｆｐは３８×ＮｋＨｚｌ但しｎ−２、３、４・・・・
・・、または１９×４ｋＨｚに選択することが最適であ
る。変調周波数Ｆｐは現行ＦＭステレオ放送において、
本来メインチヤンネル信号およびサブチヤンネル信号の
帯域外の周波数すなわち５３ｋＨｚより大きい周波数で
あれば良いのであるが、ＦＭステレオ放送受信時にマル
チブレツク復調器においてサブチヤンネル信号復調時に
３８ｋＨｚにてスイツチングが行われる。

このため３８ｋＨｚの高調波と変調周波数Ｆｐとがビー
ドを生じ可聴周波帯に混入することが生ずる。そこでマ
ルチフレックス復調器のローパスフイルタの遮断周波数
を１５ｋＨｚとした場合は、３８ｋＨｚ１７６ｋＨｚ，
．１１４ｋＨｚ１１５２ｋＨｚを中心に±１５ｋＨｚの
周波数幅を可聴周波数として復調することになる。

そこでビードを生ずる変調周波数Ｆｐは１５ｋＨｚとな
る。

ここでｎは２、３、４・・・・・・である。従つて変調
周波数Ｆｐを に選択すれば変調周波数Ｆｐにより可聴周波数として復
調されることはない。

また変調周波数Ｆｐが３８ｋＨｚの高調波すなわちＦｐ
−ｎ×３８ｋＨｚに選択しても出力は零ビードとなつて
可聴周波数のビードは発生しない。

以上説明した如く本発明によれば、ＦＭ受信機において
、ＦＭ受信機の受信信号に影響を与えない変調周波数で
前記ＦＭ受信機の中間周波信号を変調する手段と、前記
変調周波数で変調された中間周波信号が前記ＦＭ受信機
の復調器にて復調された出力を前記変調周波数の２倍の
周波数で同期検波する手段と、前記同期検波後の直流分
で前記ＦＭ受信器の局部発振器の発振周波数を調節する
ことにより、同調１離調時に依存する中間周波バンドパ
スフイルタの振幅特件または位相特性による歪を最小の
状態に制御するため、常に歪が最小の状態で受信するこ
とができる。また、従来の如く単にロツクするものでな
いため、歪が変化しても常に歪が最小の状態に維持され
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例のＦＭ受信機のプロツク
図。 第２図および第３図は本発明の第１の実施例のＦＭ受信
機の作用の説明に供する図。第４図は本発明の第２の実
施例のＦＭ受信機のプロツク図。第５図は本発明の第３
の実施例のＦＭ受信機のプロツク図。２；高周波増幅器
、３；混合器、４および２３；局部発振器、５；中間周
波バンドパスフイルタ、６：中間周波増幅器、７；復調
器、１０：ＦＭ変調器、１２；遅延回路、１３；２逓倍
器、１４；乗算器、１５；ローパスフイルタ、１６：増
幅器、１７；ＰＬＬ回路、１８；位相比較器、１９：ル
ープフイルタ、２０；電圧制御発振器、２１；分周器、
２２；移相器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ アンテナからの入力信号を増幅する高周波増幅器と
   、前記高周波増幅器の出力と局部発振器の出力を混合す
   る混合器と、前記混合器からの信号を増幅する中間周波
   増幅器と、前記中間周波増幅器の出力を復調して音声信
   号を出力する復調器とを有するＦＭ受信機において、所
   定の変調周波数で前記ＦＭ受信機の中間周波数信号を周
   波数変調する手段と、前記変調周波数で周波数変調され
   た中間周波信号を前記復調器に入力する手段と、前記復
   調器よりの復調出力を前記変調周波数の２倍の周波数で
   同期検波する手段と、前記同期検波後の検波出力で前記
   ＦＭ受信機の局部発振器の発振周波数を制御する手段と
   を備えたことを特徴とするＦＭ受信機。 ２ ｎを２以上の整数として、所定の変調周波数を〔（
   ２ｎ−１）×１９−４〕ｋＨｚと〔（２ｎ−１）×１９
   ＋４〕ｋＨｚとの間の任意周波数に選択したことを特徴
   とする特許請求の範囲第１項に記載のＦＭ受信機。 ３ ｎを２以上の整数として、所定の変調周波数をｎ＝
   ３８ｋＨｚの周波数に選択したことを特徴とする特許請
   求の範囲第１項に記載のＦＭ受信機。