JP3268083B2 - Ｆｍ受信装置 - Google Patents
Ｆｍ受信装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＦＭ受信装置に関し、特
に、弱電界におけるＦＭ受信を可能とするＦＭ受信装置
に関する。
に、弱電界におけるＦＭ受信を可能とするＦＭ受信装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５はＦＭ受信機（ラジオ）の原理的構
成を示すブロック図であり、１はアンテナ、２は高周波
入力回路、３は高周波増幅器、４は周波数コンバータ、
５は局部発振器、６はＩＦ（中間周波数）フィルタ、７
はリミッター（振幅制限器）、８は周波数ディスクリミ
ネータ、９はＬＰＦ（ローパスフィルタ）、１０は出力
信号である。
成を示すブロック図であり、１はアンテナ、２は高周波
入力回路、３は高周波増幅器、４は周波数コンバータ、
５は局部発振器、６はＩＦ（中間周波数）フィルタ、７
はリミッター（振幅制限器）、８は周波数ディスクリミ
ネータ、９はＬＰＦ（ローパスフィルタ）、１０は出力
信号である。
【０００３】図５で、アンテナ１で電波を受信し、高周
波入力回路２でラフな同調をとり、高周波増幅器３で所
望チャンネルのＲＦ信号を増幅する。一般に、ＦＭ受信
機のＳ／Ｎは外来雑音でも劣化するが、弱電界時には高
周波増幅器３の入力信号の振幅が小さく高周波増幅器３
の初段のＦＥＴやトランジスタの雑音指数（ＮＦ）に支
配されている。高周波増幅器３の出力は周波数コンバー
タ４で局部発振器５の周波数との差周波数をとってＩＦ
（中間周波数）信号とする。ＩＦの搬送波はＣＯＳωｉ
ｔ（ｆｉ＝１０．７ＭHz）。周波数コンバータ４の出力
はＩＦフィルタ６のバンドパスフィルタ（中心周波数ｆ
ｉ±ｆＡのＩＦフィルタ；ｆＡは、通常、１００ＫHz以
下）を介してリミッター７に加えられる。
波入力回路２でラフな同調をとり、高周波増幅器３で所
望チャンネルのＲＦ信号を増幅する。一般に、ＦＭ受信
機のＳ／Ｎは外来雑音でも劣化するが、弱電界時には高
周波増幅器３の入力信号の振幅が小さく高周波増幅器３
の初段のＦＥＴやトランジスタの雑音指数（ＮＦ）に支
配されている。高周波増幅器３の出力は周波数コンバー
タ４で局部発振器５の周波数との差周波数をとってＩＦ
（中間周波数）信号とする。ＩＦの搬送波はＣＯＳωｉ
ｔ（ｆｉ＝１０．７ＭHz）。周波数コンバータ４の出力
はＩＦフィルタ６のバンドパスフィルタ（中心周波数ｆ
ｉ±ｆＡのＩＦフィルタ；ｆＡは、通常、１００ＫHz以
下）を介してリミッター７に加えられる。
【０００４】ここで、ＩＦフィルタ６の出力信号のベク
トル図を図２（ａ）に示す。なお、図２では「ＯＮ」が
ノイズを、「ＮＡ」がＩＦ信号を示す。図２（ａ）の場
合はＮＡ＞ＯＮでありリミッター７で振幅を一定にして
ノイズの影響を低減する。そして、ディスクリミネータ
８で周波数を電圧に変換してＬＰＦ９（ＦＭラジオで
は、モノラル信号で０〜１５ＫHz、ステレオ信号ではベ
ースバンド信号に対して０〜５３ＫHz）を通して出力信
号１０を得る。
トル図を図２（ａ）に示す。なお、図２では「ＯＮ」が
ノイズを、「ＮＡ」がＩＦ信号を示す。図２（ａ）の場
合はＮＡ＞ＯＮでありリミッター７で振幅を一定にして
ノイズの影響を低減する。そして、ディスクリミネータ
８で周波数を電圧に変換してＬＰＦ９（ＦＭラジオで
は、モノラル信号で０〜１５ＫHz、ステレオ信号ではベ
ースバンド信号に対して０〜５３ＫHz）を通して出力信
号１０を得る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
たようなＦＭ受信機では電界強度を低くしていくと、図
４に示すようにＰから点Ｑに至り、点Ｑから急激にＲへ
とＳ／Ｎ比が低下するという問題点があった（ここで、
Ｑ点がスレッシュホールドレベルである）。この現象は
ＦＭ受信機のＳ／Ｎが図５の高周波増幅器３の初段のノ
イズで支配され、通常のＩＦ段のベクトル表示が図２
（ａ）に示すようにＩＦ信号（ＮＡ）に比べてノイズ
（ＯＮ）が小さいのに対して、弱電界では図２（ｂ）に
示すようにノイズ（ＯＮ）＞ＩＦ信号（ＮＡ）の状態を
生ずるため、ＩＦ信号がノイズでマスクされた信号にな
ってしまうためである。
たようなＦＭ受信機では電界強度を低くしていくと、図
４に示すようにＰから点Ｑに至り、点Ｑから急激にＲへ
とＳ／Ｎ比が低下するという問題点があった（ここで、
Ｑ点がスレッシュホールドレベルである）。この現象は
ＦＭ受信機のＳ／Ｎが図５の高周波増幅器３の初段のノ
イズで支配され、通常のＩＦ段のベクトル表示が図２
（ａ）に示すようにＩＦ信号（ＮＡ）に比べてノイズ
（ＯＮ）が小さいのに対して、弱電界では図２（ｂ）に
示すようにノイズ（ＯＮ）＞ＩＦ信号（ＮＡ）の状態を
生ずるため、ＩＦ信号がノイズでマスクされた信号にな
ってしまうためである。
【０００６】本発明は上記問題点に鑑みてなされたもの
であり、弱電界のＦＭ受信（通常のスレッシュホールド
レベル以下のＦＭ受信）でもＦＭ復調を可能とするＦＭ
受信装置を提供することを目的とする。
であり、弱電界のＦＭ受信（通常のスレッシュホールド
レベル以下のＦＭ受信）でもＦＭ復調を可能とするＦＭ
受信装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに本発明のＦＭ受信装置は、受信電波からＩＦ信号を
得てＦＭ信号を復調するＦＭ受信装置において、ＩＦ信
号の搬送波周波数ｆｉとは異なる周波数ｆｏを中心周波
数とし、周波数ｆｉを含む帯域幅を有する第１の信号抽
出手段と、第１の信号抽出手段の出力のレベル制限を行
う信号レベル制限手段と、信号レベル制限手段の出力を
前記第１の信号抽出手段の出力で振幅変調する振幅変調
手段と、第１の信号抽出手段の出力から振幅変調手段の
出力を差し引く引算手段と、を有し、引算手段の出力を
基にＦＭ信号を復調することを特徴とする。
めに本発明のＦＭ受信装置は、受信電波からＩＦ信号を
得てＦＭ信号を復調するＦＭ受信装置において、ＩＦ信
号の搬送波周波数ｆｉとは異なる周波数ｆｏを中心周波
数とし、周波数ｆｉを含む帯域幅を有する第１の信号抽
出手段と、第１の信号抽出手段の出力のレベル制限を行
う信号レベル制限手段と、信号レベル制限手段の出力を
前記第１の信号抽出手段の出力で振幅変調する振幅変調
手段と、第１の信号抽出手段の出力から振幅変調手段の
出力を差し引く引算手段と、を有し、引算手段の出力を
基にＦＭ信号を復調することを特徴とする。
【０００８】第２の発明は上記第１の発明のＦＭ受信装
置において、更に、引算手段の出力から周波数ｆｉを中
心とする信号成分を抽出する第２の信号抽出手段を有
し、該信号成分からＦＭ信号を復調することを特徴とす
る。
置において、更に、引算手段の出力から周波数ｆｉを中
心とする信号成分を抽出する第２の信号抽出手段を有
し、該信号成分からＦＭ信号を復調することを特徴とす
る。
【０００９】
【作用】上記構成により本発明のＦＭ受信装置は、信号
レベル制限手段により第１の信号抽出手段の出力のレベ
ル制限を行い、振幅変調手段により信号レベル制限手段
の出力を第１の信号抽出手段の出力で振幅変調し、引算
手段により第１の信号抽出手段の出力から振幅変調手段
の出力を差し引き、引算手段の出力を基にＦＭ信号を復
調する。
レベル制限手段により第１の信号抽出手段の出力のレベ
ル制限を行い、振幅変調手段により信号レベル制限手段
の出力を第１の信号抽出手段の出力で振幅変調し、引算
手段により第１の信号抽出手段の出力から振幅変調手段
の出力を差し引き、引算手段の出力を基にＦＭ信号を復
調する。
【００１０】第２の発明は上記第１の発明のＦＭ受信装
置において、更に、第２の信号抽出手段により引算手段
の出力から周波数ｆｉを中心とする信号成分を抽出し、
該信号成分からＦＭ信号を復調することを特徴とする。
置において、更に、第２の信号抽出手段により引算手段
の出力から周波数ｆｉを中心とする信号成分を抽出し、
該信号成分からＦＭ信号を復調することを特徴とする。
【００１１】
【実施例】図１は本発明に基づくＦＭ受信機の一実施例
を示すブロック図であり、図２はＩＦ信号の演算のベク
トル表示図であり、図２で（ａ）は通常（強電界）にお
ける受信状態の、（ｂ）は弱電界における受信状態での
ＩＦフィルタ６’の出力の、（ｃ）はリミッター７及び
７’の出力信号の、（ｄ）は引算回路１５の出力のベク
トル表示図であり、図３は本発明に基づくＩＦ帯域の信
号処理による周波数変動（分布）の説明図である。
を示すブロック図であり、図２はＩＦ信号の演算のベク
トル表示図であり、図２で（ａ）は通常（強電界）にお
ける受信状態の、（ｂ）は弱電界における受信状態での
ＩＦフィルタ６’の出力の、（ｃ）はリミッター７及び
７’の出力信号の、（ｄ）は引算回路１５の出力のベク
トル表示図であり、図３は本発明に基づくＩＦ帯域の信
号処理による周波数変動（分布）の説明図である。
【００１２】図１で、１はアンテナ、２は高周波入力回
路、３は高周波増幅器、４は周波数コンバータ、５は局
部発振器、７はリミッター（振幅制限器）、８は周波数
ディスクリミネータ、９はＬＰＦ（ローパスフィル
タ）、１０は出力信号であり、前述した従来例（図５）
と同様の機能を有する。また、６’はＩＦフィルタであ
り第１の信号抽出手段に相当し、７’はリミッターであ
り信号レベル制限手段に相当し、１１は振幅（エンベロ
ープ）検出器、１２は乗算回路、１３はＢＰＦ（バンド
パスフィルタ）、１４は利得をｋとする増幅器、１５は
引算回路、１８はＢＰＦであり第２の信号抽出手段に相
当する。また、振幅検出器１１および乗算回路１２は振
幅変調手段を構成する。なお、ＩＦフィルタ６’はＩＦ
フィルタ６と特性が異なり、ＢＰＦ１３はＩＦフィルタ
６’と、ＢＰＦ１８はＩＦフィルタ６と通過帯域を等し
くしている。
路、３は高周波増幅器、４は周波数コンバータ、５は局
部発振器、７はリミッター（振幅制限器）、８は周波数
ディスクリミネータ、９はＬＰＦ（ローパスフィル
タ）、１０は出力信号であり、前述した従来例（図５）
と同様の機能を有する。また、６’はＩＦフィルタであ
り第１の信号抽出手段に相当し、７’はリミッターであ
り信号レベル制限手段に相当し、１１は振幅（エンベロ
ープ）検出器、１２は乗算回路、１３はＢＰＦ（バンド
パスフィルタ）、１４は利得をｋとする増幅器、１５は
引算回路、１８はＢＰＦであり第２の信号抽出手段に相
当する。また、振幅検出器１１および乗算回路１２は振
幅変調手段を構成する。なお、ＩＦフィルタ６’はＩＦ
フィルタ６と特性が異なり、ＢＰＦ１３はＩＦフィルタ
６’と、ＢＰＦ１８はＩＦフィルタ６と通過帯域を等し
くしている。
【００１３】図１で、アンテナ１で電波を受信し周波数
コンバータ４で局部発振器５の周波数との差周波数をと
ってＩＦ（中間周波数）信号とするまでの動作はほぼ同
様である。図５の場合との相違点は、高周波入力回路２
の選択性を図５の場合より強くする点である。ＩＦフィ
ルタ６’の通過帯域（イ）は図３（ａ）に示すようにＩ
Ｆの中心周波数ｆｉではなくてｆｏを中心周波数として
おり、ＦＭ波を含んでいる。なお、図５で述べたＩＦフ
ィルタ６の通過帯域は図３（ｃ）に示す通過帯域（ロ）
と等しい特性である。また、図２でＩＦフィルタ６’の
出力について、図２（ｂ）に示すようにノイズＥNＣＯ
Ｓ（ωｉｔ＋θn）をベクトル成分ＯＮで表示しＦＭの
変調波を成分ＮＡで示す。
コンバータ４で局部発振器５の周波数との差周波数をと
ってＩＦ（中間周波数）信号とするまでの動作はほぼ同
様である。図５の場合との相違点は、高周波入力回路２
の選択性を図５の場合より強くする点である。ＩＦフィ
ルタ６’の通過帯域（イ）は図３（ａ）に示すようにＩ
Ｆの中心周波数ｆｉではなくてｆｏを中心周波数として
おり、ＦＭ波を含んでいる。なお、図５で述べたＩＦフ
ィルタ６の通過帯域は図３（ｃ）に示す通過帯域（ロ）
と等しい特性である。また、図２でＩＦフィルタ６’の
出力について、図２（ｂ）に示すようにノイズＥNＣＯ
Ｓ（ωｉｔ＋θn）をベクトル成分ＯＮで表示しＦＭの
変調波を成分ＮＡで示す。
【００１４】次に、ＩＦフィルタ６’の出力を遅延回路
２０で遅延させてリミッター７’に入力しゼロクロス信
号を発生させる。図２（ｃ）はそのゼロクロス信号のベ
クトル図であり図２（ｂ）に対してノイズＯＮを揃えた
大きさで示す（すなわち、信号とノイズの比を一定のま
まとしてノイズＯＮの大きさを図２（ｂ）と揃えて出力
する）。なお、ＩＦフィルタ６’の出力を遅延回路２０
で遅延させてリミッター７’に加えるのは振幅検波器１
１（後述）の遅延にリミッター７’の出力タイミングを
一致させるためである。
２０で遅延させてリミッター７’に入力しゼロクロス信
号を発生させる。図２（ｃ）はそのゼロクロス信号のベ
クトル図であり図２（ｂ）に対してノイズＯＮを揃えた
大きさで示す（すなわち、信号とノイズの比を一定のま
まとしてノイズＯＮの大きさを図２（ｂ）と揃えて出力
する）。なお、ＩＦフィルタ６’の出力を遅延回路２０
で遅延させてリミッター７’に加えるのは振幅検波器１
１（後述）の遅延にリミッター７’の出力タイミングを
一致させるためである。
【００１５】図２（ｃ）でＯＮはノイズ、ＣＮ，ＤＮは
信号分のベクトルであり、ＣＮとＤＮはＯＮに対して位
相の回転が逆になり合成ベクトルＢＮは図２（ｂ）のＢ
Ｎと等しい。また、ＩＦフィルタ６’の出力を振幅検波
器１１で振幅検波して振幅ＥＮを得て乗算回路１２でリ
ミッター７’の出力と乗算して、ＩＦフィルタ６’と特
性の等しいＢＰＦ１３を通して引算回路１５の負入力端
子に加える。引算回路１５の正入力端子にはＩＦフィル
タ６’の出力を利得ｋの増幅器１４で振幅調整して入力
し、両者（図２（ｂ）から図２（ｃ））を引算して図２
（ｄ）のベクトルを示す出力を得る。図２（ｄ）で信号
ＣＮとＥＮは位相回転が逆である。
信号分のベクトルであり、ＣＮとＤＮはＯＮに対して位
相の回転が逆になり合成ベクトルＢＮは図２（ｂ）のＢ
Ｎと等しい。また、ＩＦフィルタ６’の出力を振幅検波
器１１で振幅検波して振幅ＥＮを得て乗算回路１２でリ
ミッター７’の出力と乗算して、ＩＦフィルタ６’と特
性の等しいＢＰＦ１３を通して引算回路１５の負入力端
子に加える。引算回路１５の正入力端子にはＩＦフィル
タ６’の出力を利得ｋの増幅器１４で振幅調整して入力
し、両者（図２（ｂ）から図２（ｃ））を引算して図２
（ｄ）のベクトルを示す出力を得る。図２（ｄ）で信号
ＣＮとＥＮは位相回転が逆である。
【００１６】図３のＩＦ信号の周波数分布ではノイズの
分布はＩＦフィルタ６’に一様に分布しているものとし
て、信号（ＦＭ）分はＩＦフィルタ６’の出力としては
図３（ａ）が、リミッター７’の出力としては図３
（ｂ）が相当する。なお、ここでもノイズ成分ＯＮは引
算回路１５で引算すると消去されて、図３（ｂ）で実線
（中心周波数；ｆｉ）で示すＣＮ成分と、破線（中心周
波数；２ｆｏ−ｆｉ）で示すＤＮ成分（図２（ｃ）参
照）とが残る。
分布はＩＦフィルタ６’に一様に分布しているものとし
て、信号（ＦＭ）分はＩＦフィルタ６’の出力としては
図３（ａ）が、リミッター７’の出力としては図３
（ｂ）が相当する。なお、ここでもノイズ成分ＯＮは引
算回路１５で引算すると消去されて、図３（ｂ）で実線
（中心周波数；ｆｉ）で示すＣＮ成分と、破線（中心周
波数；２ｆｏ−ｆｉ）で示すＤＮ成分（図２（ｃ）参
照）とが残る。
【００１７】引算回路１５の出力をＢＰＦ１８を通して
周波数ｆｉを中心とする信号成分を取り出してリミッタ
ー７で振幅を一定にして、ディスクリミネータ８で周波
数を電圧に変換してＬＰＦ９を通して出力信号１０を得
る。上述したＩＦフィルタ６’〜引算回路１５、及びＢ
ＰＦ１８に至る出力信号について、以下、式を用いて詳
述する。まず、信号成分を、ＥS（ｔ）ＣＯＳ（ωｉｔ
＋△ωＣＯＳωｐｔ）（１）ノイズ成分を、ＥN（ｔ）
ＣＯＳ（ωｏｔ＋θn（ｔ）） （２）とする。但
し、上式で、△ωは周波数偏位、ＣＯＳωｐｔはベース
バンド信号周波数であり、ＥS（ｔ）は一定であり、ＥN
（ｔ）は変動するものとし、θn（ｔ）には帯域内の変
動周波数を含んでいるものとする。
周波数ｆｉを中心とする信号成分を取り出してリミッタ
ー７で振幅を一定にして、ディスクリミネータ８で周波
数を電圧に変換してＬＰＦ９を通して出力信号１０を得
る。上述したＩＦフィルタ６’〜引算回路１５、及びＢ
ＰＦ１８に至る出力信号について、以下、式を用いて詳
述する。まず、信号成分を、ＥS（ｔ）ＣＯＳ（ωｉｔ
＋△ωＣＯＳωｐｔ）（１）ノイズ成分を、ＥN（ｔ）
ＣＯＳ（ωｏｔ＋θn（ｔ）） （２）とする。但
し、上式で、△ωは周波数偏位、ＣＯＳωｐｔはベース
バンド信号周波数であり、ＥS（ｔ）は一定であり、ＥN
（ｔ）は変動するものとし、θn（ｔ）には帯域内の変
動周波数を含んでいるものとする。
【００１８】次に、図１で、ＩＦフィルタ６’の出力を
Ｅ（ｔ）とすると、 Ｅ（ｔ）＝ＥS（ｔ）ＣＯＳ（ωｉｔ＋△ωＣＯＳωｐｔ） ＋ＥN（ｔ）ＣＯＳ（ωｏｔ＋θn（ｔ）） （３） ＝ＥS(ｔ)ＣＯＳ{ωｏｔ＋(ωｉ−ωｏ)ｔ＋△ωＣＯＳωｐｔ｝ ＋ＥN（ｔ）ＣＯＳ（ωｏｔ＋θn（ｔ）） （４） リミッター７’の出力はＬ（ｔ）は近似的に次式（５）
となる。 Ｌ（ｔ）≒ＣＯＳ（ωｏｔ＋θn（ｔ）） ＋（ＥS（ｔ）／２ＥN（ｔ））ＣＯＳ｛ωｏｔ＋（ωｉ−ωｏ）ｔ ＋△ωＣＯＳωｐｔ｝ −（ＥS（ｔ）／２ＥN（ｔ））ＣＯＳ｛ωｏｔ＋２θn（ｔ） −(ωｉ−ωｏ)ｔ−△ωＣＯＳωｐｔ｝ （５）
Ｅ（ｔ）とすると、 Ｅ（ｔ）＝ＥS（ｔ）ＣＯＳ（ωｉｔ＋△ωＣＯＳωｐｔ） ＋ＥN（ｔ）ＣＯＳ（ωｏｔ＋θn（ｔ）） （３） ＝ＥS(ｔ)ＣＯＳ{ωｏｔ＋(ωｉ−ωｏ)ｔ＋△ωＣＯＳωｐｔ｝ ＋ＥN（ｔ）ＣＯＳ（ωｏｔ＋θn（ｔ）） （４） リミッター７’の出力はＬ（ｔ）は近似的に次式（５）
となる。 Ｌ（ｔ）≒ＣＯＳ（ωｏｔ＋θn（ｔ）） ＋（ＥS（ｔ）／２ＥN（ｔ））ＣＯＳ｛ωｏｔ＋（ωｉ−ωｏ）ｔ ＋△ωＣＯＳωｐｔ｝ −（ＥS（ｔ）／２ＥN（ｔ））ＣＯＳ｛ωｏｔ＋２θn（ｔ） −(ωｉ−ωｏ)ｔ−△ωＣＯＳωｐｔ｝ （５）
【００１９】式（５）の第１項は図２（ｃ）のベクトル
図のノイズ成分ＯＮであり、第２項は信号成分ＣＮであ
り、第３項は信号成分ＤＮに対応している。振幅検波器
１１の出力をＡE（ｔ）とすると変調器（乗算器）１２
の出力は次式（６）となる。 ＡE（ｔ）Ｌ（ｔ）＝ＡE（ｔ）ＣＯＳ（ωｏｔ＋θn（ｔ）） ＋（ＡE(ｔ)ＥS(ｔ)／２ＥN(ｔ)）ＣＯＳ｛ωｏｔ＋(ωｉ−ωｏ)ｔ ＋△ωＣＯＳωｐｔ｝ −ＡE（ｔ）ＥS(ｔ)／２ＥN（ｔ））ＣＯＳ｛ωｏｔ＋２θn（ｔ） −(ωｉ−ωｏ)ｔ−△ωＣＯＳωｐｔ｝ （６）
図のノイズ成分ＯＮであり、第２項は信号成分ＣＮであ
り、第３項は信号成分ＤＮに対応している。振幅検波器
１１の出力をＡE（ｔ）とすると変調器（乗算器）１２
の出力は次式（６）となる。 ＡE（ｔ）Ｌ（ｔ）＝ＡE（ｔ）ＣＯＳ（ωｏｔ＋θn（ｔ）） ＋（ＡE(ｔ)ＥS(ｔ)／２ＥN(ｔ)）ＣＯＳ｛ωｏｔ＋(ωｉ−ωｏ)ｔ ＋△ωＣＯＳωｐｔ｝ −ＡE（ｔ）ＥS(ｔ)／２ＥN（ｔ））ＣＯＳ｛ωｏｔ＋２θn（ｔ） −(ωｉ−ωｏ)ｔ−△ωＣＯＳωｐｔ｝ （６）
【００２０】また、増幅器１４の出力は利得をｋとする
と次式（７）となる。 ｋＥ（ｔ）＝ｋＥN（ｔ）ＣＯＳ（ωｏｔ＋θn（ｔ）） ＋ｋＥS(ｔ)ＣＯＳ｛ωｏｔ＋(ωｉ−ωｏ)ｔ＋△ωＣＯＳωｐｔ｝（７） 上記式（６）と式（７）との差が引算回路１５の出力Ｆ
（ｔ）となる。これを次式（８）として示す。 Ｆ（ｔ）＝ｋＥ（ｔ）−ＡE（ｔ）Ｌ（ｔ） ＝（ｋＥN（ｔ）−ＡE（ｔ））ＣＯＳ（ωｏｔ＋２θn（ｔ）） ＋ｋＥS(ｔ)−（ＡE（ｔ）ＥS（ｔ）／２ＥN（ｔ））ＣＯＳ｛ωｏｔ＋ (ωｉ−ωｏ)ｔ＋△ωＣＯＳωｐｔ｝ ＋（ＡE（ｔ）ＥS(ｔ)／２ＥN（ｔ））ＣＯＳ｛ωｏｔ＋２θn（ｔ） −(ωｉ−ωｏ)ｔ−△ωＣＯＳωｐｔ｝（８）
と次式（７）となる。 ｋＥ（ｔ）＝ｋＥN（ｔ）ＣＯＳ（ωｏｔ＋θn（ｔ）） ＋ｋＥS(ｔ)ＣＯＳ｛ωｏｔ＋(ωｉ−ωｏ)ｔ＋△ωＣＯＳωｐｔ｝（７） 上記式（６）と式（７）との差が引算回路１５の出力Ｆ
（ｔ）となる。これを次式（８）として示す。 Ｆ（ｔ）＝ｋＥ（ｔ）−ＡE（ｔ）Ｌ（ｔ） ＝（ｋＥN（ｔ）−ＡE（ｔ））ＣＯＳ（ωｏｔ＋２θn（ｔ）） ＋ｋＥS(ｔ)−（ＡE（ｔ）ＥS（ｔ）／２ＥN（ｔ））ＣＯＳ｛ωｏｔ＋ (ωｉ−ωｏ)ｔ＋△ωＣＯＳωｐｔ｝ ＋（ＡE（ｔ）ＥS(ｔ)／２ＥN（ｔ））ＣＯＳ｛ωｏｔ＋２θn（ｔ） −(ωｉ−ωｏ)ｔ−△ωＣＯＳωｐｔ｝（８）
【００２１】ここで、ＥN（ｔ）＞ＥS（ｔ）の条件か
ら、ｋを適当に選べば次式（９）となり上式（８）の第
１項は消える。 すなわち、 ｋＥN（ｔ）＝ＡE（ｔ） （９）と おけるので、 Ｆ(ｔ)＝（ｋ／２）ＥS(ｔ)ＣＯＳ｛ωｏｔ＋(ωｉ−ωｏ)ｔ ＋△ωＣＯＳωｐｔ｝ ＋ｋ／２ＥS(ｔ)／ＣＯＳ｛ωｏｔ＋２θn（ｔ）−(ωｉ−ωｏ)ｔ −△ωＣＯＳωｐｔ｝ （１０） と表わされる。ここで、式（１０）の第１項は図２
（ｄ）の信号成分ＣＮであり、第２項は信号成分ＥＮで
ある。
ら、ｋを適当に選べば次式（９）となり上式（８）の第
１項は消える。 すなわち、 ｋＥN（ｔ）＝ＡE（ｔ） （９）と おけるので、 Ｆ(ｔ)＝（ｋ／２）ＥS(ｔ)ＣＯＳ｛ωｏｔ＋(ωｉ−ωｏ)ｔ ＋△ωＣＯＳωｐｔ｝ ＋ｋ／２ＥS(ｔ)／ＣＯＳ｛ωｏｔ＋２θn（ｔ）−(ωｉ−ωｏ)ｔ −△ωＣＯＳωｐｔ｝ （１０） と表わされる。ここで、式（１０）の第１項は図２
（ｄ）の信号成分ＣＮであり、第２項は信号成分ＥＮで
ある。
【００２２】更に、Ｆ（ｔ）は次式（１１）で表わすこ
とができる。 Ｆ(ｔ)＝（ｋ／２）ＥS(ｔ)ＣＯＳ｛ωｉｔ＋△ωＣＯＳωｐｔ｝ ＋（ｋ／２）ＥS(ｔ)ＣＯＳ｛（２ωｏ−ωｉ）ｔ ＋２θn（ｔ）−ＣＯＳωｐｔ｝ （１１） 式（１１）の第１項を中心周波数ｆｉのＢＰＦ１８で取
り出し、Ｆ’（ｔ）とする。 Ｆ'(ｔ)＝(ｋ／２)ＥS(ｔ)ＣＯＳ｛ωｉｔ＋△ωＣＯＳωｐｔ｝ （１２）式 （１２）はＦＭの変調波式（７）に比例している。
とができる。 Ｆ(ｔ)＝（ｋ／２）ＥS(ｔ)ＣＯＳ｛ωｉｔ＋△ωＣＯＳωｐｔ｝ ＋（ｋ／２）ＥS(ｔ)ＣＯＳ｛（２ωｏ−ωｉ）ｔ ＋２θn（ｔ）−ＣＯＳωｐｔ｝ （１１） 式（１１）の第１項を中心周波数ｆｉのＢＰＦ１８で取
り出し、Ｆ’（ｔ）とする。 Ｆ'(ｔ)＝(ｋ／２)ＥS(ｔ)ＣＯＳ｛ωｉｔ＋△ωＣＯＳωｐｔ｝ （１２）式 （１２）はＦＭの変調波式（７）に比例している。
【００２３】以上の信号処理ではＥN（ｔ）＞ＥS（ｔ）
を仮定しているので、受信電界強度が高くない場合（Ｅ
S（ｔ）＞ＥN（ｔ）の場合）は図５の構成に切換え、Ｅ
N（ｔ）＞ＥS（ｔ）の場合には図１に示すような構成に
切換えるよう、ＦＭ受信装置を構成すればよい。また、
ノイズＥN（ｔ）の分布によってもＦＭ復調でクリック
ノイズを発生するので、通常のノイズキャンセラ（Ｎ
Ｃ）をＥS（ｔ）＞ＥN（ｔ）の弱電界モードではＦＭ復
調後のベースバンドの信号処理に使用すると効果が上が
る。
を仮定しているので、受信電界強度が高くない場合（Ｅ
S（ｔ）＞ＥN（ｔ）の場合）は図５の構成に切換え、Ｅ
N（ｔ）＞ＥS（ｔ）の場合には図１に示すような構成に
切換えるよう、ＦＭ受信装置を構成すればよい。また、
ノイズＥN（ｔ）の分布によってもＦＭ復調でクリック
ノイズを発生するので、通常のノイズキャンセラ（Ｎ
Ｃ）をＥS（ｔ）＞ＥN（ｔ）の弱電界モードではＦＭ復
調後のベースバンドの信号処理に使用すると効果が上が
る。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように本発明のＦＭ受信装
置によれば、高周波増幅器の初段の素子で発生するノイ
ズよりも微弱なＦＭ信号を受信するような弱電界でも、
ノイズを打ち消してＦＭ変調波を分離できるので、良好
な受信が可能となる。これにより、本発明のＦＭ受信装
置を用いることにより従来受信不能であった弱電界でも
受信できるのでＦＭ放送の場合にはサービスエリアが拡
大されることとなる。
置によれば、高周波増幅器の初段の素子で発生するノイ
ズよりも微弱なＦＭ信号を受信するような弱電界でも、
ノイズを打ち消してＦＭ変調波を分離できるので、良好
な受信が可能となる。これにより、本発明のＦＭ受信装
置を用いることにより従来受信不能であった弱電界でも
受信できるのでＦＭ放送の場合にはサービスエリアが拡
大されることとなる。
【図１】本発明に基づくＦＭ受信機の構成例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】ＩＦ信号のベクトル表示図である。
【図３】本発明に基づくＩＦ帯域の信号処理による周波
数変動（分布）の説明図である。
数変動（分布）の説明図である。
【図４】受信電界強度とＦＭ復調信号のＳ／Ｎ比の説明
図である。
図である。
【図５】ＦＭ受信機（ラジオ）の原理的構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
６’ ＩＦフィルタ（第１の信号抽出手段） ７’ リミッター（信号レベル制限手段） １１ 振幅検出器（振幅変調手段） １２ 乗算回路（振幅変調手段） １５ 引算回路（引算手段） １８ バンドパスフィルタ（第２の信号抽出手段）
Claims (2)
- 【請求項１】 受信電波からＩＦ信号を得てＦＭ信号を
復調するＦＭ受信装置において、ＩＦ信号の搬送波周波
数ｆｉとは異なる周波数ｆｏを中心周波数とし、前記周
波数ｆｉを含む帯域幅を有する第１の信号抽出手段と、
前記第１の信号抽出手段の出力のレベル制限を行う信号
レベル制限手段と、前記信号レベル制限手段の出力を前
記第１の信号抽出手段の出力で振幅変調する振幅変調手
段と、前記第１の信号抽出手段の出力から前記振幅変調
手段の出力を差し引く引算手段と、を有し、前記引算手
段の出力を基にＦＭ信号を復調することを特徴とするＦ
Ｍ受信装置。 - 【請求項２】 請求項１記載のＦＭ受信装置において、
更に、引算手段の出力から周波数ｆｉを中心とする信号
成分を抽出する第２の信号抽出手段を有し、前記信号成
分からＦＭ信号を復調することを特徴とするＦＭ受信装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23416793A JP3268083B2 (ja) | 1993-08-25 | 1993-08-25 | Ｆｍ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23416793A JP3268083B2 (ja) | 1993-08-25 | 1993-08-25 | Ｆｍ受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0766738A JPH0766738A (ja) | 1995-03-10 |
| JP3268083B2 true JP3268083B2 (ja) | 2002-03-25 |
Family
ID=16966717
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23416793A Expired - Fee Related JP3268083B2 (ja) | 1993-08-25 | 1993-08-25 | Ｆｍ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3268083B2 (ja) |
-
1993
- 1993-08-25 JP JP23416793A patent/JP3268083B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0766738A (ja) | 1995-03-10 |
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