JP2986254B2 - Ａｆｃ装置 - Google Patents
Ａｆｃ装置Info
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- JP2986254B2 JP2986254B2 JP3202998A JP20299891A JP2986254B2 JP 2986254 B2 JP2986254 B2 JP 2986254B2 JP 3202998 A JP3202998 A JP 3202998A JP 20299891 A JP20299891 A JP 20299891A JP 2986254 B2 JP2986254 B2 JP 2986254B2
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、π／４シフトＱＰＳＫ
信号を入力としたの自動周波数制御（ＡＦＣ）装置に関
するものである。ＡＦＣ装置は、一般に受信信号中間周
波数のずれを補正するために用いられる。また、受信部
における中間周波数のずれが実用上問題にならない場合
においても、周波数精度の高い送信局部発振波を得るた
めに用いられる。
信号を入力としたの自動周波数制御（ＡＦＣ）装置に関
するものである。ＡＦＣ装置は、一般に受信信号中間周
波数のずれを補正するために用いられる。また、受信部
における中間周波数のずれが実用上問題にならない場合
においても、周波数精度の高い送信局部発振波を得るた
めに用いられる。
【０００２】
【従来の技術】従来、通信装置の受信部のＡＦＣ装置と
しては、受信信号を受信局部発振波により中間周波数の
信号に変換し、その中間周波数のずれを周波数弁別器に
より検出し、これを受信局部発振器に帰還してその発振
周波数を制御することにより中間周波数のずれを補正す
るものが広く用いられていた（例えば、マイクロ波技術
研究会編「マイクロ波通信光学」（昭４７−３−２０）
社団法人電気通信協会ｐｐ．３５６−３６１）。
しては、受信信号を受信局部発振波により中間周波数の
信号に変換し、その中間周波数のずれを周波数弁別器に
より検出し、これを受信局部発振器に帰還してその発振
周波数を制御することにより中間周波数のずれを補正す
るものが広く用いられていた（例えば、マイクロ波技術
研究会編「マイクロ波通信光学」（昭４７−３−２０）
社団法人電気通信協会ｐｐ．３５６−３６１）。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、π／４
シフトＱＰＳＫ変調信号を入力とした場合、そのスペク
トルが、ディジタル信号のパターンにより中心周波数を
基準とする偏りが生じる場合があるので、前述のごとき
構成では、必ずしも局部発振波と受信信号との差周波数
のずれを検出できるとは限らないという欠点があった。
本発明は、上記欠点を除去するためになされたものであ
って、入力変調信号の位相に無関係なＡＦＣ制御信号を
得ることのできるＡＦＣ装置を提供することを目的とす
る。
シフトＱＰＳＫ変調信号を入力とした場合、そのスペク
トルが、ディジタル信号のパターンにより中心周波数を
基準とする偏りが生じる場合があるので、前述のごとき
構成では、必ずしも局部発振波と受信信号との差周波数
のずれを検出できるとは限らないという欠点があった。
本発明は、上記欠点を除去するためになされたものであ
って、入力変調信号の位相に無関係なＡＦＣ制御信号を
得ることのできるＡＦＣ装置を提供することを目的とす
る。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明は、次に示す入力
π／４シフトＱＰＳＫ信号ｘと、次に示す発振波ｙ及び
それを所定量移相した信号との積を求め、それら積信号
を低域ろ波する手段を有する。ｘ＝ｃｏｓ（ω 1 ｔ＋θ n ） 但し、ω 1 ：入力π／４シフトＱＰＳＫ信号ｘの角周波
数、θ n ：入力π／４シフトＱＰＳＫ信号ｘの位相、
ｔ：時間。 ｙ＝ｃｏｓ（ω 2 ｔ＋φ ） 但し、ω 2 ：発振波ｙの角周波数、φ：発振波ｙの位
相、ｔ：時間。 また、それらろ波出力信号ａ，ｃと２シンボル周期の整
数倍遅延したろ波出力信号ｂ，ｄとの積ｅ＝ａ×ｄ，ｆ
＝ｂ×ｃ，ｇ＝ａ×ｂ，ｈ＝ｃ×ｄを求め、次に示す中
間信号ｉ，ｊを作成する手段を有する。ｉ＝ｅ−ｆ ＝ｃｏｓ（θn−θn―1 ＋Δωτ＋π／２）ｊ＝ｇ＋ｈ ＝ｃｏｓ（θn−θn―1 ＋Δωτ）但し、 θn―1：θnに対し２シンボル周期の整数倍遅延
した入力π／４シフトＱＰＳＫ信号ｘの位相、Δω：入
力π／４シフトＱＰＳＫ信号ｘの周波数と発振波ｙの周
波数との周波数誤差、τ：遅延時間。更に、中間信号ｉ
とｊとの積和演算により次に示す最終信号ｑを作成する
手段と、この最終信号ｑに基づいて発振波ｙの周波数を
制御する手段とを有している。 ｑ＝（ｉ×ｊ）×（ｉ 2 −ｊ 2 ）＝ｓｉｎ（４Δωτ） 但し、信号ｑの振幅に関する定数は、本質に関係ないの
で、省略して示した。
π／４シフトＱＰＳＫ信号ｘと、次に示す発振波ｙ及び
それを所定量移相した信号との積を求め、それら積信号
を低域ろ波する手段を有する。ｘ＝ｃｏｓ（ω 1 ｔ＋θ n ） 但し、ω 1 ：入力π／４シフトＱＰＳＫ信号ｘの角周波
数、θ n ：入力π／４シフトＱＰＳＫ信号ｘの位相、
ｔ：時間。 ｙ＝ｃｏｓ（ω 2 ｔ＋φ ） 但し、ω 2 ：発振波ｙの角周波数、φ：発振波ｙの位
相、ｔ：時間。 また、それらろ波出力信号ａ，ｃと２シンボル周期の整
数倍遅延したろ波出力信号ｂ，ｄとの積ｅ＝ａ×ｄ，ｆ
＝ｂ×ｃ，ｇ＝ａ×ｂ，ｈ＝ｃ×ｄを求め、次に示す中
間信号ｉ，ｊを作成する手段を有する。ｉ＝ｅ−ｆ ＝ｃｏｓ（θn−θn―1 ＋Δωτ＋π／２）ｊ＝ｇ＋ｈ ＝ｃｏｓ（θn−θn―1 ＋Δωτ）但し、 θn―1：θnに対し２シンボル周期の整数倍遅延
した入力π／４シフトＱＰＳＫ信号ｘの位相、Δω：入
力π／４シフトＱＰＳＫ信号ｘの周波数と発振波ｙの周
波数との周波数誤差、τ：遅延時間。更に、中間信号ｉ
とｊとの積和演算により次に示す最終信号ｑを作成する
手段と、この最終信号ｑに基づいて発振波ｙの周波数を
制御する手段とを有している。 ｑ＝（ｉ×ｊ）×（ｉ 2 −ｊ 2 ）＝ｓｉｎ（４Δωτ） 但し、信号ｑの振幅に関する定数は、本質に関係ないの
で、省略して示した。
【０００５】
【作用】入力π／４シフトＱＰＳＫ信号と発振波及びそ
れを所定量移相した信号との積を求め、それら積信号を
低域ろ波し、それらろ波出力信号と２シンボル周期の整
数倍遅延したろ波出力信号との積を求め、その後、適当
に和（減算を含む）をとることにより、中間信号ｉ，ｊ
を作り出す。中間信号ｉ，ｊに適当な積和演算を施すこ
とにより、ｓｉｎ｛４（θn−θn―1）＋４Δωτ｝な
る信号を作ることができる。ここで、入力はπ／４シフ
トＱＰＳＫ信号なので、θnとθn―1は＋−π／４，＋
−３π／４であり、（θn−θn―1）は２シンボル周期
の整数倍の間での位相差なので、０，＋−π／２，＋−
πとなり、変調成分に無関係な周波数誤差の関数とな
る。これを最終信号ｑとして、発振波の周波数を制御す
る。
れを所定量移相した信号との積を求め、それら積信号を
低域ろ波し、それらろ波出力信号と２シンボル周期の整
数倍遅延したろ波出力信号との積を求め、その後、適当
に和（減算を含む）をとることにより、中間信号ｉ，ｊ
を作り出す。中間信号ｉ，ｊに適当な積和演算を施すこ
とにより、ｓｉｎ｛４（θn−θn―1）＋４Δωτ｝な
る信号を作ることができる。ここで、入力はπ／４シフ
トＱＰＳＫ信号なので、θnとθn―1は＋−π／４，＋
−３π／４であり、（θn−θn―1）は２シンボル周期
の整数倍の間での位相差なので、０，＋−π／２，＋−
πとなり、変調成分に無関係な周波数誤差の関数とな
る。これを最終信号ｑとして、発振波の周波数を制御す
る。
【０００６】
【実施例】図１は本発明の実施例の構成図である。図１
において、端子１よりπ／４シフトＱＰＳＫ信号ｘを加
える。ここで、π／４シフトＱＰＳＫ信号ｘは、式
（１）で表わされるものとする。 ｘ＝ｃｏｓ（ω1ｔ＋θn） （１） π／４シフトＱＰＳＫ信号ｘを２つに分岐し、一方を乗
算器２の第１の入力端子に、他方を乗算器４の第１の入
力端子に加える。また、可変周波数発振器５からの受信
局部発振波ｙを２つに分岐し、一方をπ／２（ｒａｄ）
移相器３を通して乗算器２の第２の入力端子に、他方を
乗算器４の第２の入力端子に加える。ここで、受信局部
発振波ｙは式（２）で表わされるものとする。 ｙ＝ｃｏｓ（ω2ｔ＋φ）
において、端子１よりπ／４シフトＱＰＳＫ信号ｘを加
える。ここで、π／４シフトＱＰＳＫ信号ｘは、式
（１）で表わされるものとする。 ｘ＝ｃｏｓ（ω1ｔ＋θn） （１） π／４シフトＱＰＳＫ信号ｘを２つに分岐し、一方を乗
算器２の第１の入力端子に、他方を乗算器４の第１の入
力端子に加える。また、可変周波数発振器５からの受信
局部発振波ｙを２つに分岐し、一方をπ／２（ｒａｄ）
移相器３を通して乗算器２の第２の入力端子に、他方を
乗算器４の第２の入力端子に加える。ここで、受信局部
発振波ｙは式（２）で表わされるものとする。 ｙ＝ｃｏｓ（ω2ｔ＋φ）
【０００７】乗算器２，４は第１，第２の入力端子に入
力された、両信号の積を求め、その結果を低域通過ろ波
器６，７に加える。低域通過ろ波器６，７の出力である
信号ａ，ｃはそれぞれ式（３），式（４）で示される。 ａ＝ｃｏｓ｛Δωｔ＋θn−φ｝ （３） 但しΔω＝ω1−ω2 ｃ＝ｃｏｓ｛Δωｔ＋θn−φ−π／２｝ （４） 信号ａは、分岐され、乗算器１２，１４のそれぞれの第
１の入力端子に加えるとともに、遅延端子１０に加え
る。信号ｃは、分岐され、乗算器１３，１５のそれぞれ
の第１の入力端子に加えるとともに、遅延素子１１に加
える。遅延素子１０，１１はそれぞれシンボル周期の２
ｎ（ｎは整数）倍の遅延（τ）を与えるので、その出力
には式（５），式（６）で示す信号ｂ，ｄが得られる。 ｂ＝ｃｏｓ｛Δωｔ＋θn―1−Δωτ−φ｝ （５） 但し θn―1；θnに対し２ｎシンボル周期の信号の位
相 ｄ＝ｃｏｓ｛Δωｔ＋θn―1−Δωτ−φ−π／２｝ （６）
力された、両信号の積を求め、その結果を低域通過ろ波
器６，７に加える。低域通過ろ波器６，７の出力である
信号ａ，ｃはそれぞれ式（３），式（４）で示される。 ａ＝ｃｏｓ｛Δωｔ＋θn−φ｝ （３） 但しΔω＝ω1−ω2 ｃ＝ｃｏｓ｛Δωｔ＋θn−φ−π／２｝ （４） 信号ａは、分岐され、乗算器１２，１４のそれぞれの第
１の入力端子に加えるとともに、遅延端子１０に加え
る。信号ｃは、分岐され、乗算器１３，１５のそれぞれ
の第１の入力端子に加えるとともに、遅延素子１１に加
える。遅延素子１０，１１はそれぞれシンボル周期の２
ｎ（ｎは整数）倍の遅延（τ）を与えるので、その出力
には式（５），式（６）で示す信号ｂ，ｄが得られる。 ｂ＝ｃｏｓ｛Δωｔ＋θn―1−Δωτ−φ｝ （５） 但し θn―1；θnに対し２ｎシンボル周期の信号の位
相 ｄ＝ｃｏｓ｛Δωｔ＋θn―1−Δωτ−φ−π／２｝ （６）
【０００８】この信号ｂを乗算器１２の第２の入力端子
に入力し、第１の入力端子に入力した信号ａとの積を求
める。これにより、乗算器１２の出力に式（７）に示す
信号ｇを得る。 ｇ＝ａ＊ｂ ＝１／２ｃｏｓ｛２Δωｔ＋θn＋θn―1−Δωτ−２φ｝ ＋１／２ｃｏｓ｛θn−θn―1＋Δωτ｝ （７） また、信号ｄを乗算器１４の第２の入力端子に入力し、
第１の入力端子に入力した信号ａとの積を求める。これ
により、乗算器１４の出力に式（８）に示す信号ｅを得
る。 ｅ＝ａ＊ｄ ＝１／２ｃｏｓ｛２Δωｔ＋θn＋θn―1−Δωτ−２φ―π／２｝ ＋１／２ｃｏｓ｛θ n ―θ n ― 1 ＋Δωτ＋π／２｝ （８） また、信号ｄを乗算器１３の第２の入力端子に入力し、
第１の入力端子に入力した信号ｃとの積を求める。これ
により、乗算器１３の出力に式（８）に示す信号ｈを得
る。 ｈ＝ｃ＊ｄ ＝１／２ｃｏｓ｛２Δωｔ＋θn＋θn―1−Δωτ−２φ−π｝ ＋１／２ｃｏｓ｛θn ―θn―1 ＋Δωτ｝ （９） さらに、信号ｂを乗算器１５の第２の入力端子に入力
し、第１の入力端子に入力した信号ｃとの積を求める。
これにより、乗算器１５の出力に式（１０）に示す信号
ｆを得る。 ｆ＝ｂ＊ｃ ＝１／２ｃｏｓ｛２Δωｔ＋θn ＋θn―1 ―Δωτ−２φ−π／２｝ ＋１／２ｃｏｓ｛θn―1−θn−Δωτ＋π／２｝ （１０）
に入力し、第１の入力端子に入力した信号ａとの積を求
める。これにより、乗算器１２の出力に式（７）に示す
信号ｇを得る。 ｇ＝ａ＊ｂ ＝１／２ｃｏｓ｛２Δωｔ＋θn＋θn―1−Δωτ−２φ｝ ＋１／２ｃｏｓ｛θn−θn―1＋Δωτ｝ （７） また、信号ｄを乗算器１４の第２の入力端子に入力し、
第１の入力端子に入力した信号ａとの積を求める。これ
により、乗算器１４の出力に式（８）に示す信号ｅを得
る。 ｅ＝ａ＊ｄ ＝１／２ｃｏｓ｛２Δωｔ＋θn＋θn―1−Δωτ−２φ―π／２｝ ＋１／２ｃｏｓ｛θ n ―θ n ― 1 ＋Δωτ＋π／２｝ （８） また、信号ｄを乗算器１３の第２の入力端子に入力し、
第１の入力端子に入力した信号ｃとの積を求める。これ
により、乗算器１３の出力に式（８）に示す信号ｈを得
る。 ｈ＝ｃ＊ｄ ＝１／２ｃｏｓ｛２Δωｔ＋θn＋θn―1−Δωτ−２φ−π｝ ＋１／２ｃｏｓ｛θn ―θn―1 ＋Δωτ｝ （９） さらに、信号ｂを乗算器１５の第２の入力端子に入力
し、第１の入力端子に入力した信号ｃとの積を求める。
これにより、乗算器１５の出力に式（１０）に示す信号
ｆを得る。 ｆ＝ｂ＊ｃ ＝１／２ｃｏｓ｛２Δωｔ＋θn ＋θn―1 ―Δωτ−２φ−π／２｝ ＋１／２ｃｏｓ｛θn―1−θn−Δωτ＋π／２｝ （１０）
【０００９】信号ｅを減算器１６の第１の入力端子に、
信号ｆを第２の入力端子にそれぞれ加え、両信号の差を
求める。これにより、減算器１６の出力に式（１１）に
示す信号ｉを得る。 ｉ＝ｅ−ｆ ＝ｃｏｓ｛θn−θn―1＋Δωτ＋π／２｝ （１１） また、信号ｇを加算器１７の第１の入力端子に、信号ｈ
を第２の入力端子にそれぞれ加え、両信号を加算する。
これにより、加算器１７の出力に式（１２）に示す信号
ｊを得る。 ｊ＝ｇ＋ｈ ＝ｃｏｓ｛θn−θn―1＋Δωτ｝ （１２）
信号ｆを第２の入力端子にそれぞれ加え、両信号の差を
求める。これにより、減算器１６の出力に式（１１）に
示す信号ｉを得る。 ｉ＝ｅ−ｆ ＝ｃｏｓ｛θn−θn―1＋Δωτ＋π／２｝ （１１） また、信号ｇを加算器１７の第１の入力端子に、信号ｈ
を第２の入力端子にそれぞれ加え、両信号を加算する。
これにより、加算器１７の出力に式（１２）に示す信号
ｊを得る。 ｊ＝ｇ＋ｈ ＝ｃｏｓ｛θn−θn―1＋Δωτ｝ （１２）
【００１０】信号ｉを加算器１８の第１の入力端子に加
え、信号ｊを加算器１８の第２の入力端子に加えて両信
号の和を求める。これにより、加算器１８の出力に式
（１３）に示す信号ｋを得る。 ｋ＝ｉ＋ｊ ＝√２ｃｏｓ｛θn−θn―1＋Δωτ＋π／４｝ （１３） また、信号ｊを減衰器１９の第１の入力端子に加え、前
記信号ｉを減算器１９の第２の入力１端子に加えて両信
号の差を求める。これにより、減算器１９の出力に式
（１４）に示す信号ｌを得る。 ｌ＝ｊ−ｉ ＝√２ｃｏｓ｛θn−θn―1＋Δωτ−π／４｝ （１４） 加算器１８から出力された信号ｋと減算器１９から出力
された信号ｌを、遅延検波出力信号として出力端子２
０，２１を介して外部に出力する。
え、信号ｊを加算器１８の第２の入力端子に加えて両信
号の和を求める。これにより、加算器１８の出力に式
（１３）に示す信号ｋを得る。 ｋ＝ｉ＋ｊ ＝√２ｃｏｓ｛θn−θn―1＋Δωτ＋π／４｝ （１３） また、信号ｊを減衰器１９の第１の入力端子に加え、前
記信号ｉを減算器１９の第２の入力１端子に加えて両信
号の差を求める。これにより、減算器１９の出力に式
（１４）に示す信号ｌを得る。 ｌ＝ｊ−ｉ ＝√２ｃｏｓ｛θn−θn―1＋Δωτ−π／４｝ （１４） 加算器１８から出力された信号ｋと減算器１９から出力
された信号ｌを、遅延検波出力信号として出力端子２
０，２１を介して外部に出力する。
【００１１】一方、信号ｉを乗算器２３の第１および第
２の入力端子に入力し、信号ｉを２乗する。これによ
り、乗算器２３の出力に式（１５）に示す信号ｎを得
る。 ｎ＝ｉの２乗 ＝１／２＋１／２ｃｏｓ｛２（θn−θn―1）＋２Δωτ＋π｝ （１５ ） 同様にして、信号ｊを乗算器２４の第１および第２の入
力端子に入力し、信号ｊを２乗する。これにより、乗算
器２４の出力に式（１６）に示す信号ｏを得る。 ｏ＝ｊの２乗 ＝１／２＋１／２ｃｏｓ｛２（θn−θn―1）＋２Δωτ｝ （１６） さらに、信号ｎ，ｏを減算器２５に入力し、両信号の差
を求める。これにより、減算器２５の出力に式（１７）
に示す信号ｐを得る。 ｐ＝ｎ−ｏ ＝−ｃｏｓ｛２（θn−θn―1）＋２Δωτ｝ （１７） 一方、信号ｉおよびｊを乗算器２２に入力し、両信号の
積を求める。これにより、乗算器２２の出力に式（１
８）に示す信号ｍを得る。 ｍ＝ｉ＊ｊ ＝１／２ｃｏｓ｛２（θn−θn―1）＋２Δωτ＋π／２｝ （１８）
２の入力端子に入力し、信号ｉを２乗する。これによ
り、乗算器２３の出力に式（１５）に示す信号ｎを得
る。 ｎ＝ｉの２乗 ＝１／２＋１／２ｃｏｓ｛２（θn−θn―1）＋２Δωτ＋π｝ （１５ ） 同様にして、信号ｊを乗算器２４の第１および第２の入
力端子に入力し、信号ｊを２乗する。これにより、乗算
器２４の出力に式（１６）に示す信号ｏを得る。 ｏ＝ｊの２乗 ＝１／２＋１／２ｃｏｓ｛２（θn−θn―1）＋２Δωτ｝ （１６） さらに、信号ｎ，ｏを減算器２５に入力し、両信号の差
を求める。これにより、減算器２５の出力に式（１７）
に示す信号ｐを得る。 ｐ＝ｎ−ｏ ＝−ｃｏｓ｛２（θn−θn―1）＋２Δωτ｝ （１７） 一方、信号ｉおよびｊを乗算器２２に入力し、両信号の
積を求める。これにより、乗算器２２の出力に式（１
８）に示す信号ｍを得る。 ｍ＝ｉ＊ｊ ＝１／２ｃｏｓ｛２（θn−θn―1）＋２Δωτ＋π／２｝ （１８）
【００１２】そして、信号ｍとｐを乗算器２６に入力
し、両信号の積を求める。これにより、乗算器２６の出
力に式（１９）に示す信号ｑを得る。 ｑ＝ｍ＊ｐ ＝＋１／４ｓｉｎ｛４（θn−θn―1）＋４Δωτ｝ （１９） 上記式（１９）の第１項の（θn−θn―1）は、π／４
シフトの２シンボル周期分なので、０，±π／２，±
π，であり、４（θn−θn―1）は２πの整数倍とな
り、式（１９）は、式（２０）となる。 ｑ＝＋１／４ｓｉｎ（４Δωτ） （２０） 式（２０）から、信号ｑの大きさは、変調信号に依存す
ることなく周波数誤差Δωの関数になることが、わか
る。よって、信号ｑを可変周波数発振器５に帰還するこ
とにより、ＡＦＣが可能となる。
し、両信号の積を求める。これにより、乗算器２６の出
力に式（１９）に示す信号ｑを得る。 ｑ＝ｍ＊ｐ ＝＋１／４ｓｉｎ｛４（θn−θn―1）＋４Δωτ｝ （１９） 上記式（１９）の第１項の（θn−θn―1）は、π／４
シフトの２シンボル周期分なので、０，±π／２，±
π，であり、４（θn−θn―1）は２πの整数倍とな
り、式（１９）は、式（２０）となる。 ｑ＝＋１／４ｓｉｎ（４Δωτ） （２０） 式（２０）から、信号ｑの大きさは、変調信号に依存す
ることなく周波数誤差Δωの関数になることが、わか
る。よって、信号ｑを可変周波数発振器５に帰還するこ
とにより、ＡＦＣが可能となる。
【００１３】図２は、図１における可変周波数発振器５
の構成図である。図２において、信号ｑを基準周波数発
振源である電圧制御水晶発振器１０２の周波数制御端子
に入力する。発振器１０２の出力は２つに分岐し、一方
を分周器１０３に入力する。分周器１０３の出力を位相
比較器１０４に入力する。位相比較器１０４の他方の入
力端子には、受信局部発振周波数が出力される電圧制御
発振器１０６の出力信号を分周器１０５で分周された信
号が入力される。比較器１０４の出力を積分器１０７で
積分し、積分出力を電圧制御発振器１０６の電圧制御端
子に帰還することによりＡＦＣがかけられる。また、１
０３，１０４，１０５，１０６，１０７は、受信局部発
振用シンセサイザ１２０が構成されることが理解できよ
う。
の構成図である。図２において、信号ｑを基準周波数発
振源である電圧制御水晶発振器１０２の周波数制御端子
に入力する。発振器１０２の出力は２つに分岐し、一方
を分周器１０３に入力する。分周器１０３の出力を位相
比較器１０４に入力する。位相比較器１０４の他方の入
力端子には、受信局部発振周波数が出力される電圧制御
発振器１０６の出力信号を分周器１０５で分周された信
号が入力される。比較器１０４の出力を積分器１０７で
積分し、積分出力を電圧制御発振器１０６の電圧制御端
子に帰還することによりＡＦＣがかけられる。また、１
０３，１０４，１０５，１０６，１０７は、受信局部発
振用シンセサイザ１２０が構成されることが理解できよ
う。
【００１４】また送信用局部発振用シンセサイザ１３０
は、受信局部発振用シンセサイザ１２０と同様に分周器
１０８、比較器１０９、分周器１１０、電圧制御発振器
１１２、及び積分器１１１から構成され、動作は受信局
部発振器１２０と同様である。よって、端子１１３よ
り、端子１に加えられたπ／４シフトＱＰＳＫ信号を基
準とした送信局部発振器出力を得ることができる。
は、受信局部発振用シンセサイザ１２０と同様に分周器
１０８、比較器１０９、分周器１１０、電圧制御発振器
１１２、及び積分器１１１から構成され、動作は受信局
部発振器１２０と同様である。よって、端子１１３よ
り、端子１に加えられたπ／４シフトＱＰＳＫ信号を基
準とした送信局部発振器出力を得ることができる。
【００１５】図３は本発明の第２の実施例を示す構成図
であり、信号ｋ，ｌは、図１と同じ構成によって作成さ
れるものである。図３において、信号ｋを乗算器６１の
第１および第２の入力端子に入力し、信号ｋを２乗す
る。これにより、乗算器６１の出力に式（２１）に示す
信号ｎ1 を得る。 ｎ1 ＝ｋの２乗 ＝１＋ｃｏｓ｛２（θn−θn―1）＋２Δωτ＋π／２｝ （２１） 同様にて、信号ｌを乗算器６２の第１および第２の入力
端子に入力し、信号ｌを２乗する。これにより、乗算器
６２の出力に式（２２）に示す信号ｏ1を得る。 ｏ1 ＝ｌの２乗 ＝１＋ｃｏｓ｛２（θn−θn―1）＋２Δωτ―π／２｝ （２２）
であり、信号ｋ，ｌは、図１と同じ構成によって作成さ
れるものである。図３において、信号ｋを乗算器６１の
第１および第２の入力端子に入力し、信号ｋを２乗す
る。これにより、乗算器６１の出力に式（２１）に示す
信号ｎ1 を得る。 ｎ1 ＝ｋの２乗 ＝１＋ｃｏｓ｛２（θn−θn―1）＋２Δωτ＋π／２｝ （２１） 同様にて、信号ｌを乗算器６２の第１および第２の入力
端子に入力し、信号ｌを２乗する。これにより、乗算器
６２の出力に式（２２）に示す信号ｏ1を得る。 ｏ1 ＝ｌの２乗 ＝１＋ｃｏｓ｛２（θn−θn―1）＋２Δωτ―π／２｝ （２２）
【００１６】さらに、信号ｎ1 ，ｏ1を減算器６３に入
力し、両信号の差を求める。これにより、減算器６３の
出力に式（２３）に示す信号ｐ 1 を得る。 ｐ1 ＝ｎ1 −ｏ1 ＝＋２ｃｏｓ｛２（θn−θn―1）＋２Δωτ−π／２｝ （２３） 一方、信号ｋ及びｌを乗算器６４に入力し、両信号の積
を求める。これにより、乗算器６４の出力に式（２４）
に示す信号ｍ 1 を得る。 ｍ1 ＝ｋ＊ｌ ＝ｃｏｓ｛２（θn−θn―1）＋２Δωτ｝ （２４） そして、両信号ｍ1とｐ1を乗算器６５に入力し、両信号
の積をもとめる。これにより、乗算器６５の出力に式
（２５）に示す信号ｑ 1 を得る。 ｑ1 ＝ｍ1 ＊ｐ1 ＝＋ｓｉｎ｛４（θn−θn―1）＋４Δωτ｝ （２５） 式（２５）は、前述の式（１９）で示した信号と実質同
一であり、信号ｑ1の大きさは、変調信号に依存するこ
となく周波数誤差Δωの関数になることがわかる。
力し、両信号の差を求める。これにより、減算器６３の
出力に式（２３）に示す信号ｐ 1 を得る。 ｐ1 ＝ｎ1 −ｏ1 ＝＋２ｃｏｓ｛２（θn−θn―1）＋２Δωτ−π／２｝ （２３） 一方、信号ｋ及びｌを乗算器６４に入力し、両信号の積
を求める。これにより、乗算器６４の出力に式（２４）
に示す信号ｍ 1 を得る。 ｍ1 ＝ｋ＊ｌ ＝ｃｏｓ｛２（θn−θn―1）＋２Δωτ｝ （２４） そして、両信号ｍ1とｐ1を乗算器６５に入力し、両信号
の積をもとめる。これにより、乗算器６５の出力に式
（２５）に示す信号ｑ 1 を得る。 ｑ1 ＝ｍ1 ＊ｐ1 ＝＋ｓｉｎ｛４（θn−θn―1）＋４Δωτ｝ （２５） 式（２５）は、前述の式（１９）で示した信号と実質同
一であり、信号ｑ1の大きさは、変調信号に依存するこ
となく周波数誤差Δωの関数になることがわかる。
【００１７】図４は、本発明の第３の実施例を示す構成
図である。この実施例は、図１及び図３に示す入力π／
４シフトＱＰＳＫ信号から遅延検波信号ｋ，ｌを得る部
分を他の構成で、実現したものである。すなわち、受信
局部発振波ｙから、順次位相が、π／４（ｒａｄ）ずつ
ずれた４つの信号を生成し、この信号を用いて入力π／
４シフトＱＰＳＫ信号を順次位相が、π／４（ｒａｄ）
ずつずれた４つの基底周波数帯のπ／４シフトＱＰＳＫ
信号に周波数変換し、所定の信号処理を加えて遅延検波
信号を得るものであり、信号ｋ，ｌに基づいて周波数誤
差に関する信号を得る構成は、図３と同一である。
図である。この実施例は、図１及び図３に示す入力π／
４シフトＱＰＳＫ信号から遅延検波信号ｋ，ｌを得る部
分を他の構成で、実現したものである。すなわち、受信
局部発振波ｙから、順次位相が、π／４（ｒａｄ）ずつ
ずれた４つの信号を生成し、この信号を用いて入力π／
４シフトＱＰＳＫ信号を順次位相が、π／４（ｒａｄ）
ずつずれた４つの基底周波数帯のπ／４シフトＱＰＳＫ
信号に周波数変換し、所定の信号処理を加えて遅延検波
信号を得るものであり、信号ｋ，ｌに基づいて周波数誤
差に関する信号を得る構成は、図３と同一である。
【００１８】図４において、π／４シフトＱＰＳＫ信号
ｘを４つに分岐し、それぞれ乗算器３６，３７，３８，
３９の第１の入力端子に加える。また、可変周波数発振
器５からの受信局部発振波ｙを乗算器３６の第２の入力
端子と移相器３２に加え、該移相器３２の出力を乗算器
３７の第２の入力端子と移相器３３に加え、該移相器３
３の出力を乗算器３８の第２の入力端子と移相器３４に
加え、移相器３４の出力を乗算器３９の入力端子に加え
る。移相器３２〜３４は、入力信号にπ／４（ｒａｄ）
の位相変化を与えるもので、乗算器３６〜３９の各第２
の入力端子には、π／４（ｒａｄ）ずつ累積的に位相が
異なる信号を入力することとなる。
ｘを４つに分岐し、それぞれ乗算器３６，３７，３８，
３９の第１の入力端子に加える。また、可変周波数発振
器５からの受信局部発振波ｙを乗算器３６の第２の入力
端子と移相器３２に加え、該移相器３２の出力を乗算器
３７の第２の入力端子と移相器３３に加え、該移相器３
３の出力を乗算器３８の第２の入力端子と移相器３４に
加え、移相器３４の出力を乗算器３９の入力端子に加え
る。移相器３２〜３４は、入力信号にπ／４（ｒａｄ）
の位相変化を与えるもので、乗算器３６〜３９の各第２
の入力端子には、π／４（ｒａｄ）ずつ累積的に位相が
異なる信号を入力することとなる。
【００１９】各乗算器３６〜３９は、第１，第２の入力
端子に入力された両信号の積を求め、その結果をそれぞ
れ低域通過ろ波器４０〜４３を通じて出力する。この出
力信号ｒ1 ，ｒ2 ，ｒ3 ，ｒ4 は、式（２６）〜式（２
９）に示す基底周波数帯のπ／４シフトＱＰＳＫ信号で
ある。 ｒ1 ＝ｃｏｓ｛Δωｔ＋θn−φ｝ （２６） ｒ2 ＝ｃｏｓ｛Δωｔ＋θn −φ−π／４｝ （２７） ｒ3 ＝ｃｏｓ｛Δωｔ＋θn −φ−π／２｝ （２８） ｒ4 ＝ｃｏｓ｛Δωｔ＋θn −φ−３π／４｝ （２９） さらに、前記信号ｒ2 ， ｒ4については、遅延素子４
４，４５を通じて２シンボル周期分の遅延時間ｔを与
え、式（３０）に示す信号ｖ1 ，式（３１）に示す信号
ｖ2 を得る。 ｖ1 ＝ｃｏｓ｛Δωｔ＋θn―1−φ−Δωτ−π／４｝ （３０） ｖ2 ＝ｃｏｓ｛Δωｔ＋θn―1−φ−Δωτ−３π／４｝ （３１） 前記信号ｒ1 とｖ1 を乗算器４６に入力し、両信号の積
を求める。これにより、乗算器４６の出力に式（３２）
に示す信号ｗ1 を得る。
端子に入力された両信号の積を求め、その結果をそれぞ
れ低域通過ろ波器４０〜４３を通じて出力する。この出
力信号ｒ1 ，ｒ2 ，ｒ3 ，ｒ4 は、式（２６）〜式（２
９）に示す基底周波数帯のπ／４シフトＱＰＳＫ信号で
ある。 ｒ1 ＝ｃｏｓ｛Δωｔ＋θn−φ｝ （２６） ｒ2 ＝ｃｏｓ｛Δωｔ＋θn −φ−π／４｝ （２７） ｒ3 ＝ｃｏｓ｛Δωｔ＋θn −φ−π／２｝ （２８） ｒ4 ＝ｃｏｓ｛Δωｔ＋θn −φ−３π／４｝ （２９） さらに、前記信号ｒ2 ， ｒ4については、遅延素子４
４，４５を通じて２シンボル周期分の遅延時間ｔを与
え、式（３０）に示す信号ｖ1 ，式（３１）に示す信号
ｖ2 を得る。 ｖ1 ＝ｃｏｓ｛Δωｔ＋θn―1−φ−Δωτ−π／４｝ （３０） ｖ2 ＝ｃｏｓ｛Δωｔ＋θn―1−φ−Δωτ−３π／４｝ （３１） 前記信号ｒ1 とｖ1 を乗算器４６に入力し、両信号の積
を求める。これにより、乗算器４６の出力に式（３２）
に示す信号ｗ1 を得る。
【００２０】 ｗ1 ＝ ｒ1 ＊ ｖ1 ＝１／２ｃｏｓ｛２Δωｔ＋θn＋θn―1−Δωτ−２φ−π／４｝ ＋１／２ｃｏｓ｛θn−θn―1＋Δωτ＋π／４｝ （３２） また、前記信号ｒ3 とｖ1を乗算器４７に入力し、両信
号の積を求める。これにより、乗算器４７の出力に式
（３３）に示す信号ｗ2を得る。 ｗ2 ＝ ｒ3 ＊ ｖ1 ＝１／２ｃｏｓ｛２Δωｔ＋θn＋θn―1−Δωτ−２φ−３π／４｝ ＋１／２ｃｏｓ｛θn−θn―1＋Δωτ―π／４｝ （３３）また、信号ｒ 3 ，ｖ 2 を乗算器４８に入力し、両信号の積
を求める。これにより 、乗算器４８の出力に式（３４）
に示す信号ｗ 3 を得る。 ｗ 3 ＝ｒ 3 ＊ｖ 2 ＝１／２ｃｏｓ｛２Δωｔ＋θ n ＋θ n ― 1 −Δωτ−２φ−５π／４｝ ＋１／２ｃｏｓ｛θ n −θ n ― 1 ＋Δωτ＋π／４｝ （３４） また、信号ｒ1 ，ｖ2 を乗算器４９に入力し、両信号の
積を求める。これにより、乗算器４９の出力に式（３
５）に示す信号ｗ4を得る。 ｗ4 ＝ ｒ1 ＊ ｖ2 ＝１／２ｃｏｓ｛２Δωｔ＋θn＋θn―1−Δωτ−２φ−３π／４｝ ＋１／２ｃｏｓ｛θn−θn―1＋Δωτ＋３π／４｝ （３５）
号の積を求める。これにより、乗算器４７の出力に式
（３３）に示す信号ｗ2を得る。 ｗ2 ＝ ｒ3 ＊ ｖ1 ＝１／２ｃｏｓ｛２Δωｔ＋θn＋θn―1−Δωτ−２φ−３π／４｝ ＋１／２ｃｏｓ｛θn−θn―1＋Δωτ―π／４｝ （３３）また、信号ｒ 3 ，ｖ 2 を乗算器４８に入力し、両信号の積
を求める。これにより 、乗算器４８の出力に式（３４）
に示す信号ｗ 3 を得る。 ｗ 3 ＝ｒ 3 ＊ｖ 2 ＝１／２ｃｏｓ｛２Δωｔ＋θ n ＋θ n ― 1 −Δωτ−２φ−５π／４｝ ＋１／２ｃｏｓ｛θ n −θ n ― 1 ＋Δωτ＋π／４｝ （３４） また、信号ｒ1 ，ｖ2 を乗算器４９に入力し、両信号の
積を求める。これにより、乗算器４９の出力に式（３
５）に示す信号ｗ4を得る。 ｗ4 ＝ ｒ1 ＊ ｖ2 ＝１／２ｃｏｓ｛２Δωｔ＋θn＋θn―1−Δωτ−２φ−３π／４｝ ＋１／２ｃｏｓ｛θn−θn―1＋Δωτ＋３π／４｝ （３５）
【００２１】さらに、前記信号ｗ1とｗ3を加算器５０に
入力し、両信号の和を求める。これにより、加算器５０
の出力に式（３６）に示す信号ｋを得る。 ｋ＝ ｗ1＋ ｗ3 ＝ｃｏｓ｛θn−θn―1＋Δωτ＋π／４｝ （３６） また、前記信号ｗ 2 とｗ4を減算器５１に入力し、両信号
の差を求める。これにより減算器５１の出力に式（３
２）に示す信号ｌを得る。 ｌ＝ ｗ2− ｗ4 ＝ｃｏｓ｛θn−θn―1＋Δωτ−π／４｝ （３７） 式（３６），（３７）にした信号ｋ，ｌは、式（１
３），（１４）に示したものと同じである。
入力し、両信号の和を求める。これにより、加算器５０
の出力に式（３６）に示す信号ｋを得る。 ｋ＝ ｗ1＋ ｗ3 ＝ｃｏｓ｛θn−θn―1＋Δωτ＋π／４｝ （３６） また、前記信号ｗ 2 とｗ4を減算器５１に入力し、両信号
の差を求める。これにより減算器５１の出力に式（３
２）に示す信号ｌを得る。 ｌ＝ ｗ2− ｗ4 ＝ｃｏｓ｛θn−θn―1＋Δωτ−π／４｝ （３７） 式（３６），（３７）にした信号ｋ，ｌは、式（１
３），（１４）に示したものと同じである。
【００２２】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように本発明によ
れば、可変周波数発振器に帰還するＡＦＣ信号は入力さ
れたπ／４シフトＱＰＳＫ信号の変調信号に無関係であ
るので、該変調信号のパターンにより入力π／４シフト
ＱＰＳＫ信号にスペクトルとの偏りが生じても安定なＡ
ＦＣをかけることができる。
れば、可変周波数発振器に帰還するＡＦＣ信号は入力さ
れたπ／４シフトＱＰＳＫ信号の変調信号に無関係であ
るので、該変調信号のパターンにより入力π／４シフト
ＱＰＳＫ信号にスペクトルとの偏りが生じても安定なＡ
ＦＣをかけることができる。
【図１】図１は本発明の実施例の構成図
【図２】図２は図１における可変周波数発振器の構成図
【図３】図３は本発明の他の実施例を示す構成図
【図４】図４は本発明の更に他の実施例を示す構成図
２ 乗算器 ３ 移相器 ４ 乗算器 ５ 可変周波数発振器 ６，７ 低域通過ろ波器 １０，１１ 遅延素子 １２〜１５ 乗算器 １６ 減算器 １７，１８ 加算器 １９ 減算器 ２２〜２４ 乗算器 ２５ 減算器２６ 乗算器
Claims (1)
- 【請求項１】 次に示す入力π／４シフトＱＰＳＫ信号
ｘを基準にして、次に示す発振波ｙに対して、自動周波
数制御をかけるＡＦＣ装置であって、ｘ＝ｃｏｓ（ω 1 ｔ＋θ n ） （但し、ω 1 ：入力π／４シフトＱＰＳＫ信号ｘの角周
波数、θ n ：入力π／４シフトＱＰＳＫ信号ｘの位相、
ｔ：時間） ｙ＝ｃｏｓ（ω 2 ｔ＋φ ） （但し、ω 2 ：発振波ｙの角周波数、φ：発振波ｙの位
相、ｔ：時間） 前記π／４シフトＱＰＳＫ信号ｘと、発振波ｙ及びそれ
を所定量移相した信号との積を求め、それら積信号を低
域ろ波する手段と、 それらろ波出力信号ａ，ｃと２シンボル周期の整数倍遅
延したろ波出力信号ｂ，ｄとの積ｅ＝ａ×ｄ，ｆ＝ｂ×
ｃ，ｇ＝ａ×ｂ，ｈ＝ｃ×ｄを求め、次に示す中間信号
ｉ，ｊを作成する手段と、ｉ ＝ｅ―ｆ＝ｃｏｓ（θn―θn―1 ＋Δωτ＋π／２）ｊ ＝ｇ＋ｈ＝ｃｏｓ（θn―θn―1 ＋Δωτ） （但し、θn―1：θn に対し２シンボル周期の整数倍遅
延した入力π／４シフトＱＰＳＫ信号ｘの位相、Δω：
入力π／４シフトＱＰＳＫ信号ｘの周波数と発振波ｙの
周波数との周波数誤差、τ：遅延時間）前記中間信号ｉ
とｊとの積和演算により、次に示す最終信号ｑを作成す
る手段と、 ｑ＝（ｉ×ｊ）×（ｉ 2 −ｊ 2 ）＝ｓｉｎ（４Δωτ） この最終信号ｑに基づいて、前記発振波ｙの周波数を制
御する手段とを備えたＡＦＣ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3202998A JP2986254B2 (ja) | 1991-08-13 | 1991-08-13 | Ａｆｃ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3202998A JP2986254B2 (ja) | 1991-08-13 | 1991-08-13 | Ａｆｃ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0548341A JPH0548341A (ja) | 1993-02-26 |
| JP2986254B2 true JP2986254B2 (ja) | 1999-12-06 |
Family
ID=16466640
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3202998A Expired - Fee Related JP2986254B2 (ja) | 1991-08-13 | 1991-08-13 | Ａｆｃ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2986254B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1754363A (zh) * | 2004-04-28 | 2006-03-29 | 三菱电机株式会社 | 自动频率控制电路以及自动频率控制方法 |
-
1991
- 1991-08-13 JP JP3202998A patent/JP2986254B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0548341A (ja) | 1993-02-26 |
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|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19990914 |
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