JP2555145B2

JP2555145B2 - 周波数変換器

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Publication number: JP2555145B2
Application number: JP63110534A
Authority: JP
Inventors: 健作田; 脩三松本; 昭夫山本
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1988-05-09
Filing date: 1988-05-09
Publication date: 1996-11-20
Anticipated expiration: 2011-11-20
Also published as: JPH01282909A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、VHF帯,UHF帯あるいはマイクロ波帯の高周
波信号を中間周波信号に変換する際等に使用される周波
数変換器に関し、更に詳しくは、局部発振周波数と入力
周波数とを混合することにより両周波数の和と差の周波
数が発生するが、その一方を所望の周波数とすれば他方
はイメージ周波数（妨害周波数）となるが、このイメー
ジ信号をある手法により相殺させて減衰させることによ
り排除するタイプの周波数変換器に関する。

〔従来の技術〕

UHF帯，マイクロ波帯の信号受信機において、受信信
号を中間周波信号に変換するのに用いられる周波数変換
回路として、イメージ周波数を除去するための狭帯域な
帯域通過形フイルタを必要とせずに、イメージ周波信号
を相殺させて減衰させ除去することのできるイメージ相
殺形周波数変換器が知られており、この例として、特開
昭61−182305号公報に記載のものがある。

しかし、このような従来の周波数変換器では、相互に
90゜位相差をもつ所要の２信号を得るのに、２個の電圧
制御発振器（VCO）を必要とする構成になっていた。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来技術では、２個の電圧制御発振器を使用して
いるため、１個ですませる場合に比べれば、回路規模が
大きくなる、また、集積回路化を行う場合、高周波スプ
リアス等の不要信号輻射の抑圧が困難である、という問
題があった。

本発明の目的は、上記の問題点を解決するため、所要
の電圧制御発振器を１個とし、回路規模の低減を図ると
共に、不要信号輻射の抑圧を容易にして集積回路化を図
るのに適したイメージ相殺形の周波数変換器を提供する
ことにある。

〔課題を解決するための手段〕

１個の電圧制御発振器を用い、この電圧制御発振器の
発振出力信号を２分割し、一方の信号は可変移相器に入
力し、その可変移相出力を前記電圧制御発振器からの他
方の発振出力信号と共に位相検波器に入力，比較して両
出力間の位相差を検出し、この位相差出力で前記移相器
を制御して位相量を90゜とすることで、位相検波器に入
力される２の信号の位相差を90゜に保つことができる。
こうして１つの発振器で相互に90゜の位相差を有した２
つの信号を得ることができるので、これを用いてイメー
ジ相殺形の周波数変換器を構成することにより、上記目
的は達成できる。

〔作用〕

電圧制御発振器（以下VCOと略す）は選局電圧により
発振信号周波数が制御される。この発振出力信号は可変
移相器に入力される。入力された発振出力信号はこの可
変移相器により位相が変化して出力される。この移相後
の信号は位相検波器の一方の入力端子に入力される。さ
らに前記VCOの発振出力信号が位相検波器の他方の入力
端子に入力される。位相検波器は、入力された２つの信
号の位相差を検出し、それに従って制御電圧を発生す
る。すなわち位相差が90゜のとき制御電圧は零であり、
位相差が90゜を中心として前後すると、それに応じて制
御電圧は変化する。

この制御電圧を制御信号として可変移相器に加え、そ
の移相量を制御する。すなわち、位相差が90゜からずれ
ると移相量を増す、あるいは減らすことにより、位相検
波器に入力する２つの信号間の位相差を90゜に保つこと
ができる。それにより90゜の位相差を有した２つの発振
出力信号を１つの電圧制御発振器により、得ることがで
きる。これによりイメージ相殺形の周波数変換器が１つ
の電圧制御発振器を用いて構成可能になる。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。第
１図は本発明の一実施例を示すブロツク図である。同図
において、１はVCO、２は可変移相器、３は位相検波
器、４はループアンプ、５はループフィルタ、７は第１
の混合器、８は第２の混合器、９は90゜電力合成器、10
は入力端子、11は出力端子、12,13は低域通過フィル
タ、15は電力分配器、20は選局電圧端子である。

ここでイメージ相殺形の動作原理の説明を兼ねて、第
１図に示した実施例の回路動作を説明する。

先ず選局電圧端子20に印加した選局電圧で発振信号周
波数を制御されたVCO1の発振出力信号を可変移相器２に
出力すると共に、位相検波器３の一方の入力側にも入力
する。

ここで可変移相器2,位相検波器3,ループアンプ4,ルー
プフィルタ５でループを形成しているので可変移相器２
の出力が位相検波器３の他方の入力側に入力する。位相
検波器３に入力される２つの信号の位相差が検出され、
該位相差が90゜であれば位相検波器３の出力は零、90゜
から前後するとそれに応じた電圧が出力され、ループア
ンプ4,ループフィルタ５を介して制御信号として可変移
相器２に印加され、可変移相器２における移相量がほゞ
90゜となるように制御され、定常状態とする。すなわち
図中ａ点とｂ点（第１の混合器７と８のそれぞれ一方の
入力側）には、周波数が等しく位相差が90゜の２信号が
存在することになる。

この90゜の位相差を有した２つの出力信号はそれぞれ
ａ点,b点を通して、それぞれ第１の混合器７と第２の混
合器８に入力する。入力端子10からは入力信号を印加し
電力分配器15で等分し、第１の混合器７と第２の混合器
８に入力する。

ここでは、混合器の出力である中間周波信号周波数が
入力信号周波数より低くなる場合について説明するた
め、第１の混合器７と第２の混合器８でそれぞれ混合さ
れ出力された信号は低域通過フィルタ12,13を通してｃ
点,d点に現れる。

以下、この場合の各信号の位相関係を説明する。入力
端子10から印加する入力信号e_iを e_iEs sin（ωｓ×ｔ） ……（１）とする。またｂ点も通り第１の混合器７に入力する局部
発振信号e_l1を e_ll＝E_l cos（ω_ｌ×ｔ） ……（２）とし、ａ点を通り第２の混合器８に入力する局部発振信
号e_l2をe_l1より90゜位相のずれた e_l2＝E_l sin（ω_ｌ×ｔ） ……（３）とする。さらに混合の結果発生するイメージ信号e_IMを
入力信号と同相とし、 e_IM＝E_IM sin（ω_IM×ｔ） ……（４）とする。イメージ信号の周波数関係は、 ω_IM＝２ω_ｌ−ωｓ ……（５）である。

以下では位相関係に注目し上記（１）〜（４）式の位
相成分のみを用いる。また前述したように混合により発
生する中間周波信号周波数を入力信号周波数より低く設
定するため、混合により発生する周波数成分のうち差の
成分を前記中間周波信号として採用し、和成分はイメー
ジ信号として除外するものとする。

第１の混合器７では入力信号に対し上記（１）式と
（２）式，イメージ信号に対し上記（４）式と（２）式
を混合し、和の周波数成分を除き、差の周波数成分に着
目すると次の式に示される周波数変換が行われる。

sin（ωｓ×ｔ）×cos（ω_ｌ×ｔ）sin（ω_ｌ−ω
ｓ）ｔ ……（６） sin（ω_IM×ｔ）×cos（ω_ｌ×ｔ）sin（ω_ｌ−
ω_IM）ｔ＝−sin（ω_ｌ−ωｓ）ｔ ……（７）となる。また、第２の混合器８では入力信号に対し上記
（１）式と（３）式，イメージ信号に対し上記（４）式
と（３）式を混合し、 sin（ωｓ×ｔ）×sin（ω_ｌ×ｔ）cos（ω_ｌ−ω
ｓ）ｔ ……（８） sin（ω_IM×ｔ）×sin（ω_ｌ×ｔ）cos（ω_ｌ−
ω_IM）ｔ＝cos（ω_ｌ−ωｓ）ｔ ……（９）となる。

図中ｃ点,d点に現れる中間周波信号とイメージ信号の
位相関係，すなわち上記（６）式〜（９）式の位相関係
を第２図に示す。

第２図において、21はｃ点での中間周波信号の位相、
22はｃ点でのイメージ信号の位相、23はｄ点での中間周
波信号の位相、24はｄ点でのイメージ信号の位相であ
る。

第２図に示した位相関係をもつ信号をｃ点,d点を通
り、90゜電力合成器９に入力する。

第３図に90゜電力合成器９の入出力信号における位相
関係を第２図とあわせて示す。第３図で中間周波信号を
実線の矢印で、イメージ信号を破線で示す。90゜電力合
成器９は、端子ｃ〜ｆ間で180゜移相を、また端子ｄ〜
ｆ間で90゜移相を、それぞれ実現する回路である。

ｃ点から入力した信号は180゜移相しｆ点へ出力し、
またｄ点から入力した信号は90゜移相しｆ点へ出力す
る。このため第３図に示すように、ｆ点ではイメージ信
号（22′と24′）が打ち消し合い中間周波信号（21′,2
3′）のみが強め合って出力する。したがって、ｆ点か
ら中間周波数信号を取り出すことでイメージ信号を相殺
できる。

以上の説明ではイメージ信号の位相と入力信号が同相
の場合であったが、イメージ信号の位相と入力信号の位
相が任意の位相差である場合にも、同様のイメージ相殺
動作が行われる。

以上説明したように、本実施例では局部発振回路とし
て１個のVCOを用い、該VCOからの発振出力信号を２分
し、その一方を90゜移相させることにより、互いに90゜
の位相差をもった２つの発振出力信号を得ているので局
部発振回路の回路構成を、２個のVCOを用いる場合に比
較して小さくでき、さらに不要な高調波スプリアス輻射
の抑圧が可能という効果がある。

以下、第１図に示した実施例を構成する各ブロックの
具体的な回路例について述べる。

第４図は可変移相器２の一具体例である。第４図にお
いて、203は入力端子、204は出力端子、R1,R2は抵抗、C
1,C2は容量、202は反転器、201は可変加算器であり、20
6は加算比を制御する信号の入力端子である。

抵抗R1と容量C1は低域通過フィルタ（LPF）を形成
し、抵抗R2と容量C2により高域通過フィルタ（HPF）を
形成する。抵抗R1とR2,容量C1とC2が同じ値を有してい
る場合を考える。

入力端子203にe_iの信号が印加されるとR1とC1からな
るLPFを通過したｇ点における信号の位相及び振幅は第
５図の32で示すようになる。

一方、C2とR2からなるHPFを通過したｈ点における信
号の位相及び振幅は第５図の31で示すようになる。信号
31と32の位相差は90゜である。ｈ点を通過した信号は反
転器202に入力し位相を180゜回転され、ｋ点における信
号は第５図の33で示すようになる。ｇ点及びｋ点を通過
した信号は可変加算器52に入力する。可変加算器52は入
力の信号の比率を制御端子206から制御信号を加えて任
意に変えて加算する。

そこで、出力端子204における出力信号e₀は、33と32
の位相間の任意の位相を出力する。すなわち入力信号e_i
に対して90゜位相がずれた信号e₀を得ることができる。
第５図は90゜移相の例を示している。

本実施例では容量C2と抵抗R2からなるHPFの出力を反
転器202の入力と接続したが、C1とR1からなるLPFの出力
を反転器202の入力と接続しても同様に90゜の位相差を
得ることができる。この場合、位相のずれは−90゜であ
ることは明らかである。

さらに、抵抗R1とR2及び容量C1とC2が同じ値を有する
場合が考えたが、それぞれが異った場合においても、同
様の効果が得られる。この場合には可変できる範囲が前
記と異なる。

第６図に可変移相器２の他の具体例を示す。第６図で
第４図におけるのと同一機能を有するものについては同
一番号を付し説明を略す。

第６図において、205は差動増幅器である。差動増幅
器205に入力する信号e_iの位相に対して、差動増幅器205
の出力は同相及び逆相の信号となる。

ここで同相の信号を抵抗R1すなわちLPFに入力し、逆
相の信号を容量C2すなわちHPFに入力する場合を考え
る。入力信号e_iに対する位相関係のみを考えると、ｌ点
における信号の位相差は０゜,n点における信号の位相差
は180゜となる。さらに各々のフィルタを通過後の信号
はｍ点では−θ_１゜,n点では（180＋θ_２）゜となる。
すなわち第５図における32と33の信号が得られる。

この２つの信号が可変加算器201に入力し、出力信号
はe₀が得られる。つまり、入力信号e_iに対し制御端子20
6からの制御信号により90゜ずれた信号e₀を得る。

本実施例においては、LPFの入力信号とHPFの入力信号
は共に差動増幅器205の出力であるため、第４図におけ
る反転器202による位相のずれがなく、よりバランスの
とれた信号が得られるという効果がある。

なお、差動出力の同相信号を容量C2に接続し、逆相信
号を抵抗R1に入力した場合も90゜の位相差をもった２つ
の信号が得られることは明らかである。

本実施例においては差動増幅器205のかわりにｌ点あ
るいはｎ点のどちらか一方に位相反転器を挿入すること
により、入力信号に対して90゜移相を行うことも可能で
ある。

第７図に可変移相器２の更に別の一具体例を示す。第
７図は第６図におけるのと同一機能を有するものについ
ては同一番号を付して説明を略す。

第７図において、R71,R72,R73,R74は抵抗、C71,C72,C
73,C74は容量である。抵抗R71と容量C71により第１のLP
Fを構成し、抵抗R72と容量C72により第２のLPFを構成す
る。さらに抵抗R73と容量C73により第１のHPFを構成
し、抵抗R74と容量C74により第２のHPFを構成する。SW
1,SW2,SW3およびSW4は切換スイッチである。

広帯域入力信号を考えた場合、各１つのLPFとHPFで
は、各フィルタの遮断周波数から大きくずれた場合、振
幅と移相量は、小さな振幅と90゜移相あるいは大きな振
幅と０゜移相となり、可変加算器201の出力は精度良く9
0゜にならない、あるいは振幅が小さくなるという問題
がある。

そこで入力周波数に応じて、切換スイッチSW1〜SW4を
切り換え、LPFとHPFのしゃ断周波数を変化させることで
出力振幅と90゜位相を得る回路構成が第７図である。す
なわち、例えばテレビ信号を考えた場合、第１のLPFと
第１のHPFのしゃ断周波数をVHF信号の中間約250MHzと
し、第２のLPFと第２のHPFのしゃ断周波数をUHF信号の
中心，約750MHzとし、入力信号がVHFの場合、信号が第
１のLPFと第１のHPFを通過するように切換スイッチSW1
〜SW4を設定し、入力信号がUHFの場合、信号が第１のLP
Fと第２のHPFを通過するように切換スイッチSW1〜SW4を
設定（第７図の状態）する。

以上により入力信号がVHFからUHFにわたる広範囲信号
周波数に対して、90゜移相の精度をあげ、また振幅を確
保することができる効果がある。

第７図においては切換スイッチを４つ用いたが切換ス
イッチSW1とSW3を省略し切換スイッチSW2とSW4の２つを
用いる場合も同様の効果がある。また、切換スイッチSW
2とSW4のかわりに直接可変加算器201に入力しても同様
に広帯域にわたり90゜移相が可能であり。さらに、周波
数範囲に応じてLPFとHPFの数を増加させることができ
る。

第８図に可変移相器の具体的回路例を示す。第８図は
能動素子としてGaAsディプリション系MESFETを用いた場
合の例である。

第８図において第７図におけるのと同一番号は同じ機
能ブロツクを示す。差動増幅器205は差動対を構成するF
ET83と84、負荷抵抗81と82、電流源としてFET85と抵抗8
6、さらにバイアス回路として抵抗111,112,87と信号減
衰コンデンサ88からなる。802はLPF、801はHPFで、第７
図に同番号で示した抵抗と容量より構成する。可変加算
器はFET95〜102、負荷抵抗93,94、バイアス抵抗92,106,
103,104,113,107,108および109、さらに直流阻止用コン
デンサ91,105、信号減衰コンデンサ110から構成する。

入力端子203に入力した信号は差動増幅器205によりｌ
点を通過する信号は同相、ｎ点を通過する信号は逆相と
２つの信号となる。各々の信号はLPF802とHPF801により
移相される。このときの出力の位相関係を第９図に示
す。

第９図において34はｌ点を通過する信号の振幅と位
相、35はｎ点を通過する信号の振幅と位相である。各々
の信号がLPF802あるいはHPF801を通過した後の信号の振
場および位相は、ｍ点では36、ｍ′点で38、ｎ点で37、
ｎ′点で39となる。これらの信号は可変加算器201に入
力し、ｑ点では310、ｒ点では311となる。加算比制御端
子206に制御電圧を印加し、それぞれの信号の加算比率
を変えて加算することで出力端子204の出力は312とな
る。すなわち入力信号の位相34に対して90゜の位相差を
有した信号312を得る。本実施例により広帯域にわたっ
て入力信号と90゜位相差を有した信号を得る効果があ
る。

なお、本実施例はLPF,HPFの数を２個に制限するもの
でなく、任意の数が可能である。

また、能動素子として本実施例ではGaAs MESFETを用
いたがSiバイポーラトランジスタによる同様の構成も可
能である。

また90゜電力合成器９はフィルタ回路を用いて構成す
ることもできるが、第10図にグループ型一方向性弾性表
面波フィルタを用いた90゜電力合成器の具体的一構成例
を示す。

42,43は入力側電極指、41は入力側接地電極指であ
る。また46は出力側電極指、45は出力側接地電極指であ
る。またS41,S42は入力端子、S43は出力端子である。各
電極指401は通過帯域の中心周波数の波長λ_０間隔で配
置されている。電極指401は対数Ｎの電極からなる１グ
ループで１個のグループより入力側の電極が形成され
る。

入力端子S41とS43に90゜位相が異った信号を入力する
と信号はFor側へ伝播し、出力端子S45より出力される。
また−90゜位相が異っている場合Rev側へ伝播し、S43か
ら出力することはない。

以上の動作より求められる信号のみを出力し、イメー
ジ信号はRev側へ伝播し、イメージ相殺動作を行うこと
ができる。

このグループ型弾性表面波フィルタにおいて各電極を
各グループからの信号が同相で加わるように配置するこ
とでサイドローブと呼ばれる挿入損失の小さくなる帯域
を通過帯域から十分遠ざけることができる。さらにグル
ープの数を変化させることで任意の通過帯域幅をもたせ
ると共に、挿入損失が小さく、かつ一方向性のため通過
帯域内のリップルの小さいフィルタが得られる。

第11図は本発明の他の一実施例を示すブロツク図であ
る。第11図においても第１図におけるのと同一機能を有
するブロツクには同一番号を付し、説明を略す。

第11図において、16,17は振幅制限増幅器である。振
幅制限増幅器16,17は、VCO発振信号及び90゜移相信号を
増幅しかつ振幅制御を行う。

今まで述べた実施例において、90゜移相後の信号の振
幅は周波数によって変化する。そこで振幅制限増幅器1
6,17により振幅制限を行うことにより、周波数によらず
一定の振幅とする。またVCO発振出力信号にも同様に振
幅制限を行うことで90゜移相後の信号と同じ振幅にす
る。この操作により第１の混合器７と第２の混合器８の
出力信号の振幅が等しくなる。そのためイメージ相殺動
作によるイメージ信号の減衰量が大きくなる。すなわ
ち、本実施例では、イメージ信号の減衰をより確実にす
る効果がある。

第12図に本発明の更に別の実施例を示す。第12図は第
11図における振幅制限増幅器16,17の挿入位置を位相検
波器３の入力後に配置したものである。本実施例におい
ても第11図と同様の効果がある。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば、入力信号帯域に
応じて移相を行う、抵抗と容量からなる高域通過フィル
タと低域通過フィルタを増やすことで、１個のVCOによ
り容易に広帯域にわたって90゜移相の異なる２つの局部
発振信号を供給できるので、回路規模が低減し、不要高
調波スプリアス輻射の抑圧が容易で集積回路化に適した
イメージ相殺形の周波数変換器を提供できるという利点
がある。

テレビジョン信号を例にとると、UHF帯,VHF帯各１
組，計２組,4個のフィルタでイメージ相殺形周波数変換
器（ミクサ）に必要な90゜位相の異なる２つの局部発振
信号が供給可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図、第２図は
第１図における要部信号の位相関係を示すベクトル図、
第３図は90゜電力合成器の入出力信号の位相関係説明
図、第４図は可変移相器の一具体例を示す回路図、第５
図は第４図に示す具体例の動作原理を示す説明図、第６
図，第７図はそれぞれ可変位相器の他の具体例を示す回
路図、第８図は可変位相器の具体的回路図、第９図は第
８図の動作原理を示す説明図、第10図は90゜電力合成器
の具体例としての一方向性SAWフィルタの形状図、第11
図，第12図はそれぞれ本発明の他の一実施例を示すブロ
ツク図、である。符号の説明１……電圧制御発振器、２……可変移相器、３……位相
検波器、７……第１の混合器、８……第２の混合器、９
……90゜電力合成器、201……可変加算器、801……高域
通過フィルタ、802……通域通過フィルタ、16,17……振
幅制限増幅器、205……差動増幅器

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】電圧制御発振器と、該電圧制御発振器の出
力を入力される可変移相器と、前記電圧制御発振器の出
力と可変移相器の出力との間で位相比較を行い両者間の
位相差が90度となるように前記可変移相器を制御する位
相制御ループ回路と、入力端子から入力される入力信号と前記電圧制御発振器
の出力とを入力される第１の周波数混合器と、前記入力
端子から入力される入力信号と前記可変移相器の出力
（前記電圧制御発振器の出力とは90度の位相差をもつ出
力）とを入力される第２の周波数混合器と、前記第１の周波数混合器からの周波数混合出力と第２の
周波数混合器からの周波数混合出力とを入力させ、両出
力にそれぞれ含まれるイメージ周波数成分は互いに打ち
消させ、両出力にそれぞれ含まれる所望の周波数成分は
互いに強め合わせて出力する90度電力合成器と、から成
ることを特徴とする周波数変換器。
【請求項２】請求項１に記載の周波数変換器において、
前記可変位相器が、抵抗と容量から成る１次の低域通過フイルタの複数個の
並列接続と、容量と抵抗から成る１次の高域通過フイル
タの複数個の並列接続と、１つの入力信号を互いに位相
反転した２つの信号として出力する位相反転出力回路
と、前記１次の低域通過フイルタの並列接続の中から１
つを選択して前記位相反転出力回路の２つの出力信号の
うちの一方を入力する第１のスイッチと、前記１次の高
域通過フイルタの並列接続の中から１つを選択して前記
位相反転出力回路の２つの出力信号のうちの他方を入力
する第２のスイッチと、制御信号を印加されて２つの入
力信号間の加算割合を変化させて加算した後に出力する
ことのできる可変加算器と、前記１次の低域通過フイル
タの並列接続の中から１つを選択してその出力信号を前
記可変加算器へ一方の入力信号として入力する第３のス
イッチと、前記１次の高域通過フイルタの並列接続の中
から１つを選択してその出力信号を前記可変加算器へ他
方の入力信号として入力する第４のスイッチと、から成
ることを特徴とする周波数変換器。