JP4763206B2 - 多相フィルタ - Google Patents

Description

【０００１】
本発明は、一般的に、多相バンドパス・フィルタに関する。
【０００２】
このようなフィルタは、それ自体、例えば米国特許第４、９１４、４０８号により知られており、また例えば無線応用、テレビジョン応用又は電話応用の受信機回路に適用することが例えば可能である。このようなフィルタは、更に、異なる応用も知られているが、ここでは、このようなフィルタの可能な応用を受信機回路の背景においてより詳細に説明する。
【０００３】
米国特許第４、９１４、４０８号に説明されているフィルタの大きな欠点は、２フィルタ・チャネル間の結合が抵抗により影響されることである。従って、本発明の重要な目的は、このようなカップリング抵抗を除去した多相バンドパス・フィルタを提供することである。
【０００４】
図面を参照して、本発明による多相バンドパス・フィルタの好ましい実施例の下記説明によって、これらと共にその他の構成、特徴及び効果を更に詳細に説明する。図面において、同一参照番号は、同一又は同様の部分を表している。
【０００５】
図１は、既知の受信機回路１を概要的に示しており、アンテナ２から来る受信機信号Ｓは、第１の混合段３において、ローカル発振器５から供給される信号φと混合され、かつ受信機信号Ｓは、第２の混合段４において、ローカル発振器５から供給され、第１の信号φに対して９０°シフトされている第２の信号と混合される。同様に、位相同相信号によって示される第１の混合段３の出力信号は、フィルタ１０の第１の入力１１に供給され、同様に、直角位相信号によって示される第２の混合段４の出力信号は、フィルタ１０の第２の入力１２に供給される。フィルタ１０は、それぞれ実質的に同一方法により、第１の入力１１の同相信号及び第２の入力１２の直角信号をそれぞれ処理する２フィルタ・チャネル１３及び１４を有し、また、同相出力信号及び直角出力信号をそれぞれ供給する出力１５及び１６をそれぞれ有する。第２の出力の直角出力信号は、第１の出力の同相出力信号に対して９０°シフトされている。フィルタ・チャネル１３及び１４は、互いに同一のフィルタ特性、例えば帯域通過特性を有する。
【０００６】
以下において、ローカル発振器信号の周波数は、ｆ₁により示される。受信機信号Ｓには、多くの周波数が存在する。以下において、受信回路１が同調すべき同調周波数は、ｆ₂により表される。この周波数は、ローカル周波数ｆ１より高いものと、即ちｆ₂＝ｆ₁＋Δｆと仮定する。
【０００７】
一般的に、異なる周波数ｆ₁及びｆ₂を有する２信号が混合されると、信号成分は、異なる周波数Δｆ＝ｆ₂−ｆ₁を発生する。しかしながら、受信機信号Ｓには、更にｆ₃＝ｆ₁−Δｆを満足させる周波数ｆ₃も存在する。更に、この成分は、究極的に混合信号に、即ち異なる周波数ｆ₃−ｆ₁＝−Δｆを有する仮想ミラー信号成分を発生させることに、寄与している。フィルタ１０は、このようなミラー信号成分を抑圧することが望まれている。
【０００８】
更に、中心周波数ω_cに対してほぼ対称となる帯域通過特性を有することが望まれている。
【０００９】
周波数特性が中心周波数ω_c＞０に対して対称であり、かつミラー信号成分を効果的に抑圧するバンドパス・フィルタを設計する既知の方法は、特性が設計しようとするバンドパス・フィルタの所望特性に対応するローパス・フィルタから開始する。
【００１０】
図２Ａは、ローパス・フィルタの伝達特性を概要的に示す。周波数ωは水平軸上に示され、また伝達関数Ｈは垂直軸上に示される。実際には、周波数が０より高い信号のみが発生し、この部分の周波数特性を実線により示す。しかしながら、周波数特性は、周波数の符号に関係なく、図２Ａに点線により示すように、ω＝０に対して対称となることを意味する。
【００１１】
ローパス・フィルタは、前記ローパス・フィルタの設計によって、所望の特性、例えば１次、２次、又は更に高次、ベッセル形、バターワース形等を有することができる。所望の特性を有するローパス・フィルタから開始すると、フィルタ特性を高い周波数へ変換即ちシフトすることにより、帯域フィルタを導き出すことができる。図２Ｂは、距離ω_cだけ高い周波数へシフトした図２Ａの特性を示す。この帯域フィルタの同調周波数Ｈ_BDF（ω）は、次式を満足する。
【００１２】
【数１】

【００１３】
フィルタ特性の所望シフトは、想像軸上の互いに同一距離で全ての極及び全てのゼロのシフトに対応する。周波数に依存したインピーダンスを有する部品が専らコンデンサであるフィルタ設計では、前記容量性フィルタ部品に対して並列の複素部品Ｘをスイッチングすることにより、これを達成可能であり、そのアドミッタンスＹ_Xは、次式により、一定の複素数となる。
【００１４】
【数２】

【００１５】
図２Ｃは、コンデンサＣとこのような複素部品Ｘとの並列接続を概要的に示す。容量値Ｃを有する周波数に依存したコンデンサの従属アドミッタンスＹ_Cに対して、次式は、理想コンデンサの場合に成立する。
【００１６】
【数３】

【００１７】
図２Ｃの並列接続の周波数に依存したアドミッタンスＹに対して、以下は有効である。
【数４】

【００１８】
従って、周波数ωを有する信号の場合に、この並列回路の動作は、周波数ω−ω_CにおけるコンデンサＣの動作と同一である。従って、フィルタの全ての容量性フィルタ部品をこのような並列回路によって置換することにより、周波数ωにおける総合的なフィルタの動作は、周波数ω−ω_Cにおける元のフィルタの動作と同一となる。
【００１９】
以上の演繹は、単一フィルタに既に適用している。そこで、このようにして帯域フィルタを実現するときの問題は、アドミッタンス（又は逆に：インピーダンス）が一定の複素数となる部品を得ることの問題に移行する。これは、それ自体可能であるが、多相フィルタでは、信号が互いに同一であるが、信号が互いに９０°シフトされている、互いに同一の２つのフィルタ・チャネルが存在するという、都合のよい方法に使用することができる。そこで、このようなフィルタでは、各チャネルにおいて、アドミッタンスが実数であるが、その入力で他のチャネルから９０°シフトされて受信する部品を使用することにより、複素部品Ｘの動作を獲得できる。
【００２０】
多相帯域フィルタを構築するこのような解決方法は、米国特許第４、９１４、４０８号において既に説明されていた。そこでは、２つのフィルタ・チャネル間の実結合が図２Ｄに示すように、抵抗により実施される。その場合、各抵抗は、抵抗値Ｒ＝ω_ｃ・Ｃを有する。
【００２１】
しかしながら、既知の解決方法は、チップ上にフィルタを実現するときに得に問題となるいくつかの難点がある。プロセスのばらつきを原因として、フィルタの抵抗及びコンデンサは、比較的に大きな許容誤差を示す。従って、コンデンサ及び抵抗は、製造後、設定可能でなければならない。しかしながら、これは実現するのが困難である。
【００２２】
本発明の概要的な目的は、前述の欠点を克服することである。
【００２３】
特に、本発明の目的は、所望の周波数シフトを達成するために必要とする２つのフィルタ・チャネル間の結合を抵抗なしで実現する多相帯域フィルタを提供することである。
【００２４】
本発明の重要な構成によれば、２フィルタ・チャネル間の結合は、電圧制御電流源により、実施される。本発明によるこの原理を図３Ａに示す。図３Ａにおいて、多相フィルタは、参照番号２０により概括的に示す。フィルタ２０は、互いに区別するために、それぞれＩ及びＱにより示す互いに同一の２つのフィルタ・チャネル３０を有する。各フィルタ・チャネル３０_I、３０_Qは、１入力及び１出力を有する。フィルタ・チャネル３０_I、３０_Qの設計は、適当とする任意の設計が可能であると同時に、フィルタ・チャネルに関する種々の構造それ自体が公知なので、図３Ａに、フィルタ・チャネル３０の完全な設計は、示していない。
【００２５】
以下の説明のために、図３Ａには、同相フィルタ・チャネル３０_Iの１容量性フィルタ部品Ｃ_Iを示し、かつ対応する直交フィルタ・チャネル３０_Qの容量性フィルタ部品Ｃ_Qを示す。２つの容量性フィルタ部品Ｃ_I及びＣ_Qは、逆並列に接続された２つの電流源結合４０_QI及び４０_IQにより互いに接続されている。第１の電流源結合４０_QIは第１の電圧制御電流源４１_Iを備え、その出力は、同相フィルタ・チャネル３０_Iにおける容量性フィルタ部品Ｃ_Iに並列に接続され、一方、第２の電流源結合４０_IQは第２の電圧制御電流源４１_Qを備え、その出力は、直交フィルタ・チャネル３０_Qにおける容量性フィルタ部品Ｃ_Qに並列に接続されている。
【００２６】
第１の電圧制御電流源４１_Ｉは、第１の電圧検出器４２_Ｑの出力信号により制御されており、その入力は、容量性フィルタ部品Ｃ_Ｑと並列に接続されている。同様に、第２の電圧制御電流源４１_Ｑは、第２の電圧検出器４２_Ｉにより制御されており、その入力は、容量性フィルタ部品Ｃ_Ｉと並列に接続されている。
【００２７】
従って、第１の電圧制御電流源４１_Iは、値が第２のフィルタ・チャネル３０_Qにおける容量性フィルタ部品Ｃ_Q上の電圧に従った電流を第１のフィルタ・チャネル３０_Iに加算し、一方、第２の電圧制御電流源４１_Qは、値が第１のフィルタ・チャネル３０_Iにおける容量性フィルタ部品Ｃ_I上の電圧に従った電流を第２のフィルタ・チャネル３０_Qに加算する。
【００２８】
２つの第１の電流源結合４０_QI及び４０_IQは、必須ではないが、互いに同一である。重要なことは、両電流源結合４０_QI及び４０_IQに関して、電圧検出器４２により検出された電圧と電流源４１により発生した電流との間の比例係数が互いに同一ということだけである。換言すれば、重要なことは、２つの電流源結合４０_QI及び４０_IQが互いに同一の伝達関数を有することだけである。これは、各電流源結合４０_QI及び４０_IQがそれぞれ電圧制御電流源４１_I及び４１_Qがそれぞれ電流Ｉ_41、I及びＩ_41、Qを発生するように設計されることを意味し、その電流値は、それぞれ次式に従ってそれぞれ電圧検出器４２_Q及び４２_Iによりそれぞれ検出された電圧Ｖ_CO及びＶ_CIに従う。
【００２９】
【数５】

【００３０】
ただし、Ｃはそれぞれ容量性フィルタ部品Ｃ_I及びＣ_Qの容量値であり、またω_Cは、帯域フィルタの所望中心周波数である。
【００３１】
以下において、逆並列に接続された２つの電流源結合は、位相「ジャイレータ」により表され、また図３Ｂに示すシンボル５０により表される。ジャイレータ５０は、２つの端子５１Ａ及び５１Ｂを有する。５１Ａから５１Ｂへ接続する場合、ジャイレータ５０は、図３Ｂに示していない第１の電流源結合を備え、その端子５１Ａは電圧入力であり、またその端子５１Ｂは電流出力である。５１Ｂから５１Ａへ接続する場合、ジャイレータ５０は、図３Ｂに示していない第２の電流源結合を備え、その端子５１Ｂは電圧入力であり、またその端子５１Ａは電流出力である。２つの電流源結合は、入力電圧により分流された出力電流として定義された比例係数Ｇ_AB及びＧ_BAをそれぞれ有する。両比例係数が互いに等しいとき、又は少なくとも同一特性を有するときは、ジャイレータを対称ジャイレータとして示す。両電流源結合が同一であれば、これを達成することができるが、必須ではない。
【００３２】
図４は、本発明による多相フィルタ１００の実施例を示す。多相フィルタ１００は、同相チャネル１０１_I及び直交チャネル１０１_Qを備えており、これらは互にほぼ同一である。チャネル１０１_I及び１０１_Qは、同相入力信号ψ_I及び直交入力信号ψ_Qを受け取る入力１０２_I、１０２_Qをそれぞれ有する。チャネル１０１_I及び１０１_Qは、更に同相出力信号Ψ_I及び直交出力信号Ψ_Qを出力する出力１０３_I、１０３_Qをそれぞれ有する。入力１０２_I、１０２_Qは、電流入力である。即ち、入力信号ψ_I及びψ_Qは電流信号である。フィルタ１００が電圧信号を受け取りたいときは、入力１０２_I、１０２_Qの前の電圧・電流変換器を切り換えることができる。これには、それ自体公知の電圧・電流変換器を使用することができるので、ここで、これらをこれ以上説明しない。出力１０３_I及び１０３_Qは、電圧出力である。即ち、出力信号Ψ_I及びΨ_Qは、電圧信号である。フィルタ１００が電流信号を出力したいときは、出力１０３_I、１０３_Qの後の電圧・電流変換器を切り換えることができる。これには、それ自体公知の電圧・電流変換器を使用することができるので、ここでも、これらをこれ以上説明しない。
【００３３】
チャネル１０１_I及び１０１_Qは、複数のＮコンデンサＣ１_I、Ｃ２_I、Ｃ３_I、…ＣＮ_I、及びＣ１_Q、Ｃ２_Q、Ｃ３_Q、…ＣＮ_Qをそれぞれ備えている。ただし、Ｎ≧２。
【００３４】
同相チャネル１０１_Iにおいて、連続する２つのコンデンサＣｉ_I及びＣ［ｉ＋１］_Iは、ジャイレータ１０５ｉ_Iにより常に接続されている。同様に、直交チャネル１０１_Qにおいて、連続する２つのコンデンサＣｉ_Q及びＣ［ｉ＋１］_Qは、ジャイレータ１０５ｉ_Qにより常に接続されている。対応するジャイレータ１０５ｉ_l及び１０５ｉ_Qは、互いに同一である。ここで、「順方向」比例係数Ｇ（ｉ→ｉ＋１）及び「逆方向」比例係数Ｇ（ｉ＋１→ｉ）は、互いに同一である必要性はない。
【００３５】
対応するコンデンサＣｉ_I及びＣｉ_Qは、常に、互いに同一容量値Ｃｉを有する。異なる値のｉの場合、容量値Ｃｉは異なっていてもよい。対応するコンデンサＣｉ_I及びＣｉ_Qは、常に、対称ジャイレータ１０６ｉにより相互に接続されている。各ジャイレータ１０６ｉの比例係数Ｇｉ_IQ及びＧｉ_QIは、常に１／（ω_c・Ｃｉ）に等しい。
【００３６】
従って、本発明は、Ｉ−入力信号φ_I及びＱ−入力信号φ_Qをそれぞれ処理するフィルタ・チャネル３０_I、３０_Q；１０１_I、１０１_Qを有する多相フィルタ２０、１００を提供する。このフィルタは、２つのフィルタ・チャネル３０_I、３０_Q；１０１_I、１０１_Qにおいて互いに対応する少なくとも２つの容量性フィルタ部品Ｃ_I、Ｃ_Q；Ｃi_I、Ｃi_Qを有し、これら２つの容量性フィルタ部品Ｃ_I、Ｃ_Q；Ｃi_I、Ｃi_Qの容量値Ｃ；Ｃｉは、互いにほぼ等しい。前記２つの容量性フィルタ部品Ｃ_I、Ｃ_Q；Ｃi_I、Ｃi_Qは、逆並列にスイッチングされるほぼ等しい特性を有する２つの電流源結合４０_QI、４０_IQ；１０６iにより互いに接続されている。従って、更に高い周波数方向へ距離ωcだけフィルタ特性を遷移させることが達成される。
【００３７】
本発明の範囲が以上で説明した例に限定されることないことは、当該技術分野に習熟する者にとって、明らかである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 既知の受信機回路を概要的に示す。
【図２Ａ】 ローパス・フィルタの伝送特性を概要的に示す。
【図２Ｂ】 図２Ａの伝送特性から導き出したバンドパス・フィルタの伝送特性を概要的に示す。
【図２Ｃ】 コンデンサ及び複素部品の並列接続を概要的に示す。
【図２Ｄ】 ２つのフィルタ・チャネルを結合する既知の方法を概要的に示す。
【図３Ａ】 本発明によるカップリング原理を示す。
【図３Ｂ】 図３Ａのカップリング・スケジュールの置換表示を示す。
【図４】 本発明による多相フィルタの一実施例の基本スケジュールである。

Claims (6)

1. 所望のフィルタ特性を有するとともに、第１と第２の入力端子を有し、かつ、Ｉ入力信号（Φ_Ｉ）を受け取る入力（３１_Ｉ、１０２_Ｉ）、及び第１と第２の出力端子を有し、かつ、Ｉ出力信号（Ψ_Ｉ）を供給する出力（３２_Ｉ、１０３_Ｉ）を有する第１のフィルタ・チャネル（３０_Ｉ；１０１_Ｉ）と、
   前記第１のフィルタ・チャネル（３０_Ｉ；１０１_Ｉ）とほぼ同一であり、第３と第４の入力端子を有し、かつ、Ｉ入力信号（Φ_Ｉ）に対して９０°シフトされているＱ入力信号（Φ_Ｑ）を受け取る入力（３１_Ｑ；１０２_Ｑ）、及び第３と第４の出力端子を有し、かつ、Ｉ出力信号（Ψ_Ｉ）に対して９０°シフトされているＱ出力信号（Ψ_Ｑ）を供給する出力（３２_Ｑ、１０３_Ｑ）を有する第２のフィルタ・チャネル（３０_Ｑ；１０１_Ｑ）と
   を備えた多相フィルタ（２０；１００）であって、
   前記第１のフィルタ・チャネル（３０_Ｉ；１０１ _Ｉ）において、前記第１の入力端子及び前記第１の出力端子とが一方と接続され、前記第２の入力端子及び前記第２の出力端子とが他方と接続された第１容量性フィルタ部品（Ｃ_Ｉ、Ｃｉ_Ｉ）と、
   前記第２のフィルタ・チャネル（３０_Ｑ；１０１_Ｑ）において、前記第３の入力端子及び前記第３の出力端子とが一方と接続され、前記第４の入力端子及び前記第４の出力端子とが他方と接続され、前記第１容量性フィルタ部の容量値とほぼ等しい容量値を有する第２容量性フィルタ部品（Ｃ_Ｑ、Ｃｉ_Ｑ）と、
   前記第１のフィルタ・チャネル（３０ _Ｉ ；１０１ _Ｉ ）において前記第１容量性フィルタ部品（Ｃ _Ｉ 、Ｃｉ _Ｉ ）と並列に接続され、電流を出力する第１電圧制御電流源（４１ _Ｉ ）と、前記第２のフィルタ・チャネル（３０ _Ｑ ；１０１ _Ｑ ）において前記第２容量性フィルタ部品（Ｃ _Ｑ 、Ｃｉ _Ｑ ）と並列に接続され、かつ、検出した電圧を該第１電圧制御電流源（４１ _Ｉ ）に出力する第１電圧検出器（４２ _Ｑ ）とを有する第１電流源結合（４０ _ＱＩ ）と、
   前記第２のフィルタ・チャネル（３０ _Ｑ ；１０１ _Ｑ ）において前記第２容量性フィルタ部品（Ｃ _Ｑ 、Ｃｉ _Ｑ ）と並列に接続され、電流を出力する第２電圧制御電流源（４１ _Ｑ ）と、前記第１のフィルタ・チャネル（３０ _Ｉ ；１０１ _Ｉ ）において前記第１容量性フィルタ部品（Ｃ _Ｉ 、Ｃｉ _Ｉ ）と並列に接続され、かつ、検出した電圧を該第２電圧制御電流源（４１ _Ｑ ）に出力する第２電圧検出器（４２ _Ｉ ）とを有する第２電流源結合（４０ _ＩＱ ）と、をさらに備え、
   前記第１電圧検出器（４２ _Ｑ ）は、前記第２電圧制御電流源（４１ _Ｑ ）と並列に接続され、
   前記第２電圧検出器（４２ _Ｉ ）は、前記第１電圧制御電流源（４１ _Ｉ ）と並列に接続され、
   前記第１電流源結合（４０ _ＱＩ ）は、第１電圧検出器（４２ _Ｑ ）によって出力された電圧を入力として、前記第１のフィルタ・チャネル（３０_Ｉ；１０１ _Ｉ）に電流を出力し、
   前記第２電流源結合（４０ _ＩＱ ）は、第２電圧検出器（４２ _Ｉ ）によって出力された電圧を入力として、前記第２のフィルタ・チャネル（３０_Ｑ；１０１_Ｑ）に電流を出力する
   ことを特徴とする多相フィルタ。
2. 前記第１及び第２電圧制御電流源（４１_Ｉ、４１_Ｑ）は、電流値が
   Ｉ_４１，Ｉ＝Ｖ_ＣＱ／（ω_Ｃ・Ｃ）、Ｉ_４１，Ｑ＝Ｖ_ＣＩ／（ω_Ｃ・Ｃ）
   をそれぞれ満足する電流（Ｉ_４１，Ｉ、Ｉ_４１，Ｑ）を提供するように適応されていることを特徴とする請求項１に記載の多相フィルタ。
3. 前記第１及び第２のフィルタ・チャネル（１０１_Ｉ、１０１_Ｑ）は、前記第１電流源結合（４０_ＱＩ）及び前記第２電流源結合（４０_ＩＱ）を含むジャイレータ（１０５ｉ_Ｉ、１０５ｉ_Ｑ）と、該ジャイレータの入力及び出力に接続された前記第１容量性フィルタ部品及び前記第２容量性フィルタ部品（Ｃｉ_Ｉ及びＣ［ｉ＋１］_Ｉ、Ｃｉ_Ｑ及びＣ［ｉ＋１］_Ｑ）の組合わせを少なくとも１つ備えていることを特徴とする請求項１又は２に記載の多相フィルタ。
4. 前記組合わせにおいて、
   前記第１のフィルタ・チャネル（１０１_Ｉ）の１つ目の前記第１容量性フィルタ部品（Ｃ［ｉ＋１］_Ｉ）と、対応する前記第２のフィルタ・チャネル（１０１_Ｑ）の１つ目の前記第２容量性フィルタ部品（Ｃ［ｉ＋１］_Ｑ）とは、比例係数（Ｇｉ_ＩＱ及びＧｉ_ＱＩ）が常に１／（ω_ｃ・Ｃｉ）に等しい対称的なジャイレータ（１０６_Ｉ）に接続され、
   前記第１のフィルタ・チャネル（１０１_Ｉ）の２つ目の前記第１容量性フィルタ部品（Ｃｉ_Ｉ）と、対応する第２のフィルタ・チャネル（１０１_Ｑ）の２つ目の前記第２容量性フィルタ部品（Ｃｉ_Ｑ）とは、比例係数（Ｇ［ｉ＋１］_ＩＱ及びＧ［ｉ＋１］_ＱＩ）が常に１／（ω_ｃ・Ｃ［ｉ＋１］）に等しい対称的なジャイレータ（１０６［ｉ＋１］）に接続されていることを特徴とする請求項３に記載の多相フィルタ。
5. 前記第１のフィルタ・チャネル（３０_Ｉ；１０１_Ｉ）は、複数の前記第１容量性フィルタ部品（Ｃｉ_Ｉ）を有し、
   前記第２のフィルタ・チャネル（３０_Ｑ；１０１_Ｑ）は、複数の前記第２容量性フィルタ部品（Ｃｉ_Ｑ）を有し、
   前記第１容量性フィルタ部品と対応する前記第２容量性フィルタ部品の組合わせごとに、前記第１電流結合（４０_ＱＩ）と前記第２電流結合（４０_ＩＱ）とが設けられることを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載の多相フィルタ。
6. 個々のフィルタ・チャネル（３０_Ｉ、３０_Ｑ；１０１_Ｉ、１０１_Ｑ）は、それぞれローパス・フィルタ特性を有し、前記多相フィルタ（２０；１００）は、前記第１及び第２電流源結合（４０_ＱＩ、４０_ＩＱ；１０６ｉ）により発生されるバンドパス・フィルタ特性を有する請求項１乃至５の何れか１項に記載の多相フィルタ。

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