CN110545077B - 对阻挠者具有高免疫的降频转换器及其方法 - Google Patents

对阻挠者具有高免疫的降频转换器及其方法 Download PDF

Info

Publication number
CN110545077B
CN110545077B CN201811290476.8A CN201811290476A CN110545077B CN 110545077 B CN110545077 B CN 110545077B CN 201811290476 A CN201811290476 A CN 201811290476A CN 110545077 B CN110545077 B CN 110545077B
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
terminal
local oscillator
mixer
switch
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201811290476.8A
Other languages
English (en)
Other versions
CN110545077A (zh
Inventor
萨尔肯·希尤斯
梁宝文
林嘉亮
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Realtek Semiconductor Corp
Original Assignee
Realtek Semiconductor Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Realtek Semiconductor Corp filed Critical Realtek Semiconductor Corp
Publication of CN110545077A publication Critical patent/CN110545077A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN110545077B publication Critical patent/CN110545077B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/1018—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference noise filters connected between the power supply and the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1466—Passive mixer arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1491—Arrangements to linearise a transconductance stage of a mixer arrangement
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/34—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45475—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using IC blocks as the active amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45526—Indexing scheme relating to differential amplifiers the FBC comprising a resistor-capacitor combination and being coupled between the LC and the IC

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)

Abstract

降频转换器包括混频器，该混频器用来接收具有第一端和第二端的射频信号且根据具有第一端和第二端的本地振荡器信号输出包括第一端和第二端的中间信号，本地振荡器信号的第一端和第二端共同形成双相周期信号，其基本频率大致等于射频信号的期许成分的平均频率。降频转换器还包括：运算放大器，用来接收中间信号并输出具有第一端和第二端的输出信号；第一反馈网络，用来将输出信号的第二端耦合到中间信号的第一端；第二反馈网络，用来将输出信号的第一端耦合到中间信号的第二端；辅助混频器，用来接收射频信号并根据本地振荡器信号提供添加到输出信号的补充信号。辅助混频器基于使用与混频器相同的电路但用与电容串联的开关替换混频器中的每个开关。

Description

对阻挠者具有高免疫的降频转换器及其方法
技术领域
本发明涉及降频转换器(frequency down-converter)，尤其涉及线性度和动态范围获得改进的降频转换器电路和方法。
背景技术
如图1A所示，传统的降频转换器100包括：混频器110，根据本地振荡器(localoscillator,LO)信号的控制，来接收包括第一端VRF+和第二端VRF-的射频(radiofrequency,RF)信号，并输出包括第一端VX+和第二端VX-的中间信号，该本地振荡器信号包括第一端VLO+和第二端VLO-；运算放大器120，用来接收中间信号并输出包括第一端VIF+和第二端VIF-的中频(intermediate frequency,IF)信号；第一反馈网络130，用来提供VIF-和VX+之间的反馈耦合；以及第二反馈网络140，用来提供VIF+和VX-之间的反馈耦合。
如标注框COB110所示，混频器110包括：第一(第二、第三、第四)开关111(112、113、114)，用来当信号VLO+(VLO-、VLO-、VLO+-)生效(asserted)时，将VRF+(VRF-、VRF+、VRF-)连接到VX+(VX+、VX-、VX-)。如标注框COB130所示，反馈网络130包括电容131和电阻132的并联连接。反馈网络140使用与反馈网络130相同的电路来实现，但是用VX-和VIF+来分别替换其中的VX+和VIF-。因为本技术领域技术人员熟知传统的降频转换器100，所以这里不再详细描述。
现有的降频转换器100通常用在零中频(zero-IF)接收器中，其中RF信号的期许成分的平均频率精确等于或至少大致等于LO信号的基本频率(fundamental frequency)。在这种情况下，IF信号中的期许成分具有低通特性，并且通常被称为基频(baseband,BB)信号。在零中频接收器中，需要两个降频转换器和两个LO信号(包括同相信号和正交信号)：两个降频转换器中的一个使用同相信号，而另一个使用正交信号。因为本技术领域技术人员熟知“零中频接收器”、“同相”和“正交”的概念，所以这里不再详细描述。
除了期许成分之外，RF信号(由图1A的降频转换器100中的VRF+和VRF-表示)在接收器中还经常包含被称为“阻挠者(blocker)”的不期许的成分。在频率上，阻挠者与期许成分不同，但是却与期许成分一起被降频。阻挠者可能是非常有害的。首先，阻挠者会有害地降低混频器110和运算放大器120的线性度，从而使IF信号中的期许成分失真。其次，阻挠者可能有害地降低运算放大器120和后续电路中信号的期许成分的可用动态范围。虽然反馈网络130和140可以提供低通滤波功能，该低通滤波功能可以稍微衰减不期望的成分并且稍微解决动态范围的问题，但是保持期许成分的完整性的需求会限制低通截止频率(lowpasscorner frequency，低通拐角频率)以及滤波效果。再者，反馈网络130和140不能有效地减缓线性问题。
为了处理阻挠者，图1B所示的带通滤波器150可用于衰减零中频接收器中RF信号的阻挠者。带通滤波器150包括四个开关151、152、153及154，以及四个电容155、156、157及158。当VLO+(VLO-)生效时，开关151(152)用于经由电容155(156)将VRF+分流(shunt)到地。当VLO+(VLO-)生效时，开关153(154)用于经由电容157(158)将VRF-分流到地。带通滤波器150属于现有技术中称为“N路径滤波器”的一类滤波器。关于N路径滤波器的原理可参考由Klumperink等人于2017年发表在客户式集成电路会议(Custom Integrated CircuitsConference,CICC)的论文：“N-path filters and mixer-first receivers：A review”。简言之，带通滤波器150的阻抗与RF信号和LO信号之间的频率差大致成反比。如此一来，带通滤波器150对(RF信号的)期许成分具有高阻抗，但对(RF信号的)不期许成分具有低阻抗。因此，阻挠者可以有效地分流到地并衰减。
虽然带通滤波器150可以衰减阻挠者，但是这种配置存在两个问题或缺点。首先，四个电容155、156、157及和158通常非常大并且在集成电路芯片中占据大的实体区域。其次，带通滤波器150的阻抗并非无限大，因此也会将期许成分分流到地，从而造成RF信号的期许成分的损耗。此损耗通常是不可忽视的。
因此，有需要实现一种降频转换器电路配置来克服传统系统的这些缺点。
发明内容
本公开公开一种方法，此方法可以用于减轻由阻挠者引起的线性度和动态范围问题，但不使用大面积并且不会对RF信号的期许成分造成不可忽略的损失。
在一个实施例中，降频转换器包括：混频器，用来接收包括第一端和第二端的RF信号，并根据包括第一端和第二端的LO信号输出包括第一端和第二端的中间信号，其中LO信号的第一端和第二端共同形成一个双相周期信号(two-phase periodic signal)，该双相周期信号的基本频率大致等于RF信号的期许成分的平均频率；运算放大器，用来接收中间信号并输出包括第一端和第二端的输出信号；第一反馈网络，用来将输出信号的第二端耦合到中间信号的第一端；第二反馈网络，用来将输出信号的第一端耦合到中间信号的第二端；以及辅助混频器，用来接收RF信号并根据LO信号提供添加到输出信号的补充信号，其中：辅助混频器是基于使用与混频器相同的电路拓扑结构，但是将混频器中的每个开关用一个与电容串联的开关替换。
在一个实施例中，一种方法包括：接收包括第一端和第二端的RF信号；接收包括第一端和第二端的LO信号，其中LO信号的第一端和第二端共同形成一个双相周期信号，该双相周期信号的基本频率大致等于RF信号的期许成分的平均频率；使用混频器将RF信号与LO信号混合以输出包括第一端和第二端的中间信号；使用具有负反馈的运算放大器将中间信号转换为包括第一端和第二端的输出信号，该负反馈经由第一反馈网络和第二反馈网络；以及使用辅助混频器将RF信号与LO信号混合，以建立添加到输出信号以作为补充的补充信号，其中：辅助混频器是基于使用与混频器相同的电路拓扑结构，但是将混频器中的每个开关用一个与电容串联的开关替换。
附图说明
图1A显示传统降频转换器的示意图。
图1B显示带通滤波器的示意图。
图2显示根据本发明一实施例的降频转换器的功能方框图。
图3显示零中频接收器的功能方框图。
图4显示根据本发明一实施例的方法的流程图。
符号说明
100、200、330、340 降频转换器
110、210 混频器
111、112、113、114、SW1、SW2、SW3、SW4 开关
120、220、252 运算放大器
130、230 第一反馈网络
131 电容
132 电阻
140、240 第二反馈网络
150 带通滤波器
151、152、153、154 开关
155、156、157、158 电容
210A 辅助混频器
C1、C2、C3、C4 电容
250 附加网络
R1、R2 电阻
RP、RN 馈入电阻
CP、CN 反馈电容
300 零中频接收器
310、320 缓冲器
410～450 步骤
具体实施方式
本发明涉及降频转换器。虽然说明书描述了被认为是实施本发明的优选模式的本发明的若干范例实施例，但是应该理解，本发明可以以多种方式实现，并且不限于下面所描述的特定范例或者不限于实施这些例子的任何特征的特定方式。其他情况下并未显示或描述熟知的细节以避免模糊本发明。
本技术领域技术人员理解与本公开所使用的微电子有关的术语和基本概念，例如“信号”、“网络”、“电容”、“电阻”、“开关”、“反馈”、“负反馈”、“运算放大器”、“缓冲器”和“积分器”。此类的术语和基本概念对于本技术领域技术人员来说是明显且可以被了解的，因此这里不再详细说明。
在本公开中，开关是用于根据控制信号的状态有条件地将第一信号连接到第二信号的装置。控制信号有两种状态：“生效(asserted)”状态和“非生效(de-asserted)”状态。当控制信号“生效”时，开关导通，并且第一信号和第二信号被开关有效地连接。当控制信号“非生效”时，开关不导通，第一信号和第二信号不被开关连接。
在本公开中，差分信号是包括第一组成信号和第二组成信号的复合信号。第一组成信号被称为第一端，而第二组成信号被称为第二端。
图2显示根据本发明实施例的降频转换器200的功能方框图。降频转换器200包括：混频器210，用来接收包括第一端VRF+和第二端VRF-的RF信号，并根据LO信号的控制输出包括第一端VA+和第二端VA-的中间信号，该LO信号包括第一端VLO+和第二端VLO-；运算放大器220，用于接收中间信号(VA+和VA-)并输出包括第一端VB+和第二端VB-的输出信号；第一反馈网络230，用来提供VB-和VA+之间的反馈耦合；第二反馈网络240，用来提供VB+和VA-之间的反馈耦合；以及辅助混频器210A，用于根据所述LO信号(VLO+和VLO-)的控制提供RF信号(VRF+和VRF-)与输出信号(VB-和VB+)之间的电容性的耦合。
VLO+和VLO-形成一个双相周期信号，其在数学上满足以下的方程式：
VLO-(t)＝VLO+(t-T/2) (1)
这里，t表示时间变量，T是双相周期信号的基本周期，并且1/T大致等于RF信号的期许成分的平均频率。在一个实施例中，VLO+(t)和VLO-(t)两者近似在第一电平和第二电平之间来回周期性切换的方波。当VLO+(t)处于第一电平时，它被称为“生效”，在其他情况下它被称为“非生效”。VLO-(t)同理。VLO+(t)的占空比(duty cycle)是VLO+(t)“生效”时间的百分比。VLO-(t)同理。在一个实施例中，VLO+(t)和VLO-(t)都具有大约25％的占空比。在另一个实施例中，VLO+(t)和VLO-(t)都具有大约50％的占空比。在又一个实施例中，VLO+(t)和VLO-(t)都具有大约33％的占空比。
在一个实施例中，混频器210以图1中的标注框COB110所示的电路来实现。(其中的信号标记需要改变，即“VX+”和“VX-”需要分别用“VA+”和“VA-”取代。
在标注框COB210A所示的实施例中，辅助混频器210A包括：第一(第二、第三、第四)开关SW1(SW2、SW3、SW4)，用来当“VLO+”(“VLO-”、“VLO-”、“VLO+”)生效时经由第一(第二、第三、第四)电容C1(C2、C3、C4)将“VRF+”(“VRF-”、“VRF+”、“VRF-”)与“VB-”(“VB-”、“VB+”、“VB+”)连接。就电路拓扑而言，辅助混频器210A具有与混频器210相同的电路拓扑，差别在于辅助混频器210A为了电容耦合而进一步包括电容C1、C2、C3及C4。就信号交互作用而言，混频器210用来将RF信号(VRF+和VRF-)耦合到中间信号(VA+和VA-)，而辅助混频器210A用来将RF信号(VRF+和VRF-)耦合到输出信号VB-和VB+)。
在一个实施例中，反馈网络230和240都使用图1中的标注框COB130所示的电路来实现。(应改变信号标记以配合电路的应用，例如将“VX+”和“VIF-”替换为“VA+”和“VB-”)。在另一个实施例中，反馈网络230和240都使用图1中的标注框COB130所示的电路来实现，但是移除其中的电阻132。
在一个得以选择是否要采纳的实施例中，降频转换器200还包括附加网络250，附加网络250包括积分器251、第一电阻R1及第二电阻R2。积分器251包括运算放大器252、两个馈入电阻RP和RN以及两个反馈电容CP和CN。稍后将解释使用附加网络250的目的。除了附加网络250之外，降频转换器200与降频转换器100的差别还在于降频转换器200有添加辅助混频器210A。辅助混频器210A有效地实现了可以抑制RF信号的阻挠者成分的带通滤波器。图1B的传统N路径滤波器150根据LO信号利用电容将RF信号分流到地；有别于N路径滤波器150，辅助混频器210A根据LO信号(VLO+和VLO-)利用电容(即C1、C2、C3及C4)来分流RF信号(即VRF+和VRF-)到运算放大器220的输出(即VB-和VB+)。由于运算放大器220可以提供反相增益并因此提升输出信号(VB-和VB+)，基于使用相同的开关和电容，辅助混频器210A可以比图1B中的传统N路径滤波器150分流更多来自RF信号的电流。这是一种被称为“米勒效应(Millereffect)”的原理。根据此原理，电容C1、C2、C3及C4被允许使用更小的电容值(小于图1B中的传统N路径滤波器150所使用的)，却可达到相同的电流分流能力及滤波性能。
另外，图1B中的传统N路径滤波器150将不可避免地部分地将RF信号的期许成分分流到地；有别于N路径滤波器150，辅助混频器210A将不可避免地部分地将RF信号的期许成分分流到运算放大器220的输出。然而，降频转换与分流动作一起发生，因此由辅助混频器210A所分流的RF信号的期许成分的部分被降频并且成为输出信号的期许成分的一部分。换句话说，对于RF信号的期许成分而言，辅助混频器210A仅提供到达运算放大器220的输出的另外路径(除了直接通过混频器210及具有反馈网络230和240的运算放大器220之外)。因此，期许成分几乎没有损失。因此，辅助混频器210A解决了图1B中的带通滤波器150的大电容和信号损失的问题。
附加网络250用来接收输出信号(即VB+和VB-)并使用积分器251输出包括第一端VC+和第二端VC-的滤波信号。运算放大器220、积分器251与反馈网络230和240以及电阻R1和R2共同形成一个双二阶滤波器(biquadfilter)，其可以提供二阶低通滤波功能。双二阶滤波器为本技术领域技术人员所熟知，因此这里不再详细描述。本技术领域技术人员所熟知的是，积分器(例如积分器251)可以使用运算放大器(例如运算放大器252)连同两个馈入电阻(例如R1和R2)和两个反馈电容(例如CP和CN)实作，因此这里不再详细描述。
图3显示零中频接收器300的功能方框图。零中频接收器300包括：第一缓冲器310，用来接收包括第一端VI+和第二端VI-的输入RF信号，并输出包括第一端VRFI+和第二端VRFI-的第一缓冲信号；第二缓冲器320，用来接收输入RF信号并输出包括第一端VRFQ+和第二端VRFQ-的第二缓冲信号；第一降频转换器330，用来接收第一缓冲信号，并根据包括第一端VLOI+和第二端VLOI-的同相LO信号输出包括第一端VBBI+和第二端VBBI-的同相基频信号；以及第二降频转换器340，用于接收第二缓冲信号，并根据包括第一端VLOQ+和第两个端VLOQ-的正交LO信号输出包括第一端VBBQ+和第二端VBBQ-的正交基频信号。
第一降频转换器330和第二降频转换器340都使用图2的降频转换器200来实现。当实作第一降频转换器330时，应以VRFI+、VRFI-、VLOI+及VLOI-分别取代VRF+、VRF-、VLO+及VLO-，并且(如果附加网络250被包含在内)以VBBI+和VBBI-分别取代VC+和VC-，或是以VBBI+和VBBI-分别取代VB+和VB-。同样地，当实作第二降频转换器340时，应以VRFQ+、VRFQ-、VLOQ+及VLOQ-分别取代VRF+、VRF-、VLO+及VLO-，并且(如果附加网络250被包含在内)以VBBQ+和VBBQ-分别取代VC+和VC-，或是以VBBQ+和VBBQ-分别取代VB+和VB-。VLOI+、VLOQ+、VLOI-和VLOQ-形成四相周期信号，其在数学上满足以下等式：
VLOQ+(t)＝VLOI+(t-T/4) (2)
VLOI-(t)＝VLOQ+(t-T/4) (3)
VLOQ-(t)＝VLOI-(t-T/4) (4)
这里，t表示时间变量，T是四相周期信号的基本周期，1/T大致等于输入RF信号的期许成分的平均频率。在一个实施例中，VLOI+(t)、VLOQ+(t)、VLOI-(t)及VLOQ-(t)都是近似在第一电平和第二电平之间来回周期性切换的方波。当VLOI+(t)处于第一电平时，它被称为“生效”，在其他情况下它被称为“非生效”。VLOQ+(t)、VLOI-(t)及VLOQ-(t)同理。VLOI+(t)的占空比是VLOI+(t)“生效”时间的百分比。VLOQ+(t)、VLOI-(t)及VLOQ-(t)同理。在一个实施例中，VLOI+(t)、VLOQ+(t)、VLOI-(t)及VLOQ-都具有大约25％的占空比。在另一个实施例中，VLOI+(t)、VLOQ+(t)、VLOI-(t)及VLOQ-都具有大约50％的占空比。在又一个实施例中，VLOI+(t)、VLOQ+(t)、VLOI-(t)及VLOQ-都具有大约33％的占空比。
缓冲器310和320在降频转换器330和340之间提供隔离，但它们是得以选择是否要采纳的。当不使用缓冲器310和320时，VRFI+和VRFQ+两者都等于VI+，而VRFI-和VRFQ-等于VI-。优选地，当VLOI+(t)、VLOQ+(t)、VLOI-(t)及VLOQ-(t)具有大约50％的占空比时，使用缓冲器310和320，以避免降频转换器330和340之间的潜在的有害的耦合。缓冲器是提供良好反向隔离的电路，并且是本技术领域技术人员所熟知的，因此这里不再详细描述。
如图4的流程图所示，根据本发明实施例的方法包括：(步骤410)接收包括第一端和第二端的RF信号；(步骤420)接收包括第一端和第二端的LO信号，其中LO信号的第一端和第二端共同形成一个双相周期信号，该双相周期信号的基本频率大致等于RF信号的期许成分的平均频率；(步骤430)使用混频器将RF信号与LO信号混合，以输出包括第一端和第二端的中间信号；(步骤440)使用具有负反馈的运算放大器将中间信号转换为包括第一端和第二端的输出信号，该负反馈是经由第一反馈网络和第二反馈网络；以及(步骤450)使用辅助混频器将RF信号与LO信号混合，以建立添加到输出信号以作为补充的补充信号，其中：辅助混频器是基于使用与混频器相同的电路拓扑结构，但是将混频器中的每个开关用一个与电容串联的开关替换。
本发明的实施例还可以应用于低中频接收器，其中LO信号和RF信号的期许成分之间的频率差不为零，而是实质上小于LO信号的基频。
本领域技术人员将容易地观察到，可以在保留本发明的启示的同时对装置和方法进行多种修改和变化。因此，上述公开内容应被解释为仅受权利要求所限制。

Claims (10)

1.一种降频转换器，包括：
一混频器，用来接收包括第一端和第二端的一射频信号，并根据包括第一端和第二端的一本地振荡器信号输出包括第一端和第二端的一中间信号，其中该本地振荡器信号的第一端和第二端共同形成一双相周期信号，该双相周期信号的基本频率大致等于该射频信号的一期许成分的平均频率；
一运算放大器，用来接收该中间信号并输出包括第一端和第二端的一输出信号；
一第一反馈网络，用来将该输出信号的第二端耦合到该中间信号的第一端；
一第二反馈网络，用来将该输出信号的第一端耦合到该中间信号的第二端；以及
一辅助混频器，用来接收该射频信号并根据该本地振荡器信号提供添加到该输出信号的一补充信号；
其中，该辅助混频器是基于使用与该混频器相同的电路拓扑结构，但是将该混频器中的每个开关用与一电容串联的一开关替换，其中，该射频信号、该本地振荡器信号、该中间信号和该输出信号是包括第一组成信号和第二组成信号的复合信号，该第一组成信号被称为第一端，而该第二组成信号被称为第二端。
2.如权利要求1所述的降频转换器，其中该混频器包括：
一第一开关，用来当该本地振荡器信号的第一端生效时将该射频信号的第一端连接到该中间信号的第一端；
一第二开关，用来当该本地振荡器信号的第二端生效时将该射频信号的第二端连接到该中间信号的第一端；
一第三开关，用来当该本地振荡器信号的第二端生效时将该射频信号的第一端连接到该中间信号的第二端；以及
一第四开关，用来当该本地振荡器信号的第一端生效时将该射频信号的第二端连接到该中间信号的第二端。
3.如权利要求1所述的降频转换器，其中该辅助混频器包括：
一第一开关，该第一开关与一第一电容串联，其中当该本地振荡器信号的第一端生效时，该第一电容将该射频信号的第一端电容性地耦合到该输出信号的第二端；
一第二开关，该第二开关与一第二电容串联，其中当该本地振荡器信号的第二端生效时，该第二电容将该射频信号的第二端电容性地耦合到该输出信号的第二端；
一第三开关，该第三开关与一第三电容串联，其中当该本地振荡器信号的第二端生效时，该第三电容将该射频信号的第一端电容性地耦合到该输出信号的第一端；以及
一第四开关，该第四开关与一第四电容串联，其中当该本地振荡器信号的第一端生效时，该第四电容将该射频信号的第二端电容性地耦合到该输出信号的第一端。
4.如权利要求1所述的降频转换器，其中该第一反馈网络包括一反馈电阻和一反馈电容的并联连接。
5.如权利要求1所述的降频转换器，其中该第二反馈网络包括一反馈电阻和一反馈电容的并联连接。
6.如权利要求1所述的降频转换器，还包括：
一积分器，用来接收该输出信号并输出包括第一端和第二端的一滤波信号；
一第一反馈电阻，用来提供从该滤波信号的第二端至该中间信号的第一端的反馈；以及
一第二反馈电阻，用于提供从该滤波信号的第一端到该中间信号的第二端的反馈，其中，该滤波信号是包括第一组成信号和第二组成信号的复合信号，该第一组成信号被称为第一端，而该第二组成信号被称为第二端。
7.如权利要求6所述的降频转换器，其中该积分器包括一另一运算放大器、两个馈入电阻及两个反馈电容。
8.如权利要求1所述的降频转换器，其中该本地振荡器信号为占空比大致为25％的方波。
9.如权利要求1所述的降频转换器，其中该降频转换器整合在一零中频接收器中。
10.一种降频转换方法，包括：
接收包括第一端及第二端的一射频信号；
接收包括第一端及第二端的一本地振荡器信号，其中该本地振荡器信号的第一端及第二端共同形成一双相周期信号，该双相周期信号的一基本频率大致等于该射频信号的一期许成分的平均频率；
使用一混频器将该射频信号与该本地振荡器信号混合以输出包括第一端及第二端的一中间信号；
使用具有一负反馈的一运算放大器将该中间信号转换为包括第一端及第二端的一输出信号，该负反馈经由一第一反馈网络及一第二反馈网络；以及
使用一辅助混频器将该射频信号与该本地振荡器信号混合，以建立添加到该输出信号以作为补充的一补充信号；
其中，该辅助混频器是基于使用与该混频器相同的一电路拓扑结构，但是将该混频器中的每个开关用与一电容串联的一开关替换，其中，该射频信号、该本地振荡器信号、该中间信号和该输出信号是包括第一组成信号和第二组成信号的复合信号，该第一组成信号被称为第一端，而该第二组成信号被称为第二端。
CN201811290476.8A 2018-05-29 2018-10-31 对阻挠者具有高免疫的降频转换器及其方法 Active CN110545077B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US15/991,183 US10158387B1 (en) 2018-05-29 2018-05-29 Frequency down-converter with high immunity to blocker and method thereof
US15/991,183 2018-05-29

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN110545077A CN110545077A (zh) 2019-12-06
CN110545077B true CN110545077B (zh) 2022-10-14

Family

ID=64604915

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201811290476.8A Active CN110545077B (zh) 2018-05-29 2018-10-31 对阻挠者具有高免疫的降频转换器及其方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US10158387B1 (zh)
CN (1) CN110545077B (zh)
TW (1) TWI664821B (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11038493B1 (en) * 2020-02-14 2021-06-15 Qualcomm Incorporated Local oscillator (LO) for wireless communication
CN112187259B (zh) * 2020-09-11 2022-10-14 中国电子科技集团公司第十三研究所 宽带捷变频率源

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6529719B1 (en) * 2000-06-30 2003-03-04 International Business Machines Corporation Image reject mixer
US8090332B2 (en) * 2007-12-12 2012-01-03 Qualcomm, Incorporated Tracking filter for a receiver
US8331897B2 (en) * 2008-04-07 2012-12-11 Qualcomm Incorporated Highly linear embedded filtering passive mixer
EP2351360B1 (en) * 2008-10-31 2016-10-19 Synopsys, Inc. Programmable if output receiver, and applications thereof
US8078133B2 (en) * 2009-04-21 2011-12-13 Infineon Technologies Ag Reduction of gain switching induced phase jumps in high dynamic range downcoversion mixers
US20100323641A1 (en) * 2009-06-22 2010-12-23 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for using pre-distortion and feedback to mitigate nonlinearity of circuits
US8594603B2 (en) * 2009-11-08 2013-11-26 The Trustees Of Columbia University In The City Of New York Systems and methods for cancelling interferers in a receiver
TWI439044B (zh) * 2010-07-22 2014-05-21 Mstar Semiconductor Inc 一種用於消除二階互調失真之混頻器及其相關轉導電路
CN102394566B (zh) * 2011-09-16 2014-07-09 复旦大学 一种带有自动最优偏置和谐波控制的吉尔伯特混频器
US8571512B2 (en) * 2012-01-05 2013-10-29 Silicon Laboratories Inc. Implementing a passive rotating harmonic rejection mixer (RHRM) for a TV tuner in an integrated circuit
JP2013258622A (ja) * 2012-06-14 2013-12-26 Renesas Electronics Corp ダウンコンバータ及びその制御方法
CN103051288B (zh) * 2012-12-14 2015-05-06 东南大学 一种可重构无源混频器
US9209910B2 (en) * 2013-08-30 2015-12-08 Qualcomm Incorporated Blocker filtering for noise-cancelling receiver
US9479132B2 (en) * 2014-04-15 2016-10-25 Broadcom Corporation Signal conversion with gain in the forward path
JP6705376B2 (ja) * 2014-08-07 2020-06-03 日本電気株式会社 可変ｒｆフィルタおよび無線装置
US9515609B1 (en) * 2015-12-31 2016-12-06 STMicroelectronics (Alps) SAS Passive mixer with duty cycle improvement through harmonics level reduction

Also Published As

Publication number Publication date
CN110545077A (zh) 2019-12-06
TWI664821B (zh) 2019-07-01
US10158387B1 (en) 2018-12-18
TW202005283A (zh) 2020-01-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP3039789B1 (en) Harmonic rejection translational filter
JP2012521154A5 (zh)
EP2204912B1 (en) Interference-robust receiver for a wireless communication system
EP2611031A1 (en) Signal filtering
JP6462541B2 (ja) 複素バンドパスフィルタ及び受信装置
CN110545077B (zh) 对阻挠者具有高免疫的降频转换器及其方法
CN114465632B (zh) 多信道接收机及多信道接收方法
KR100881918B1 (ko) 고차의 저주파 필터링 회로 및 그 방법
WO2010076320A1 (en) Amplifier with on-chip filter
US7689189B2 (en) Circuit and method for signal reception using a low intermediate frequency reception
KR101732785B1 (ko) 믹서에 대한 시스템과 방법
JP4763206B2 (ja) 多相フィルタ
JP2009530897A (ja) コンポジットｂｐｆおよび直交信号のフィルタリング方法
EP2210338B1 (en) Mixer architecture
KR20160134842A (ko) 전하 공유 필터
CN113261208B (zh) 一种用于载波聚合的射频接收机
EP4154400A1 (en) A filter circuitry using active inductor
JP2008067090A (ja) 周波数変換器
CN112119588A (zh) 一种改进带外抑制的n路滤波器
CN108521270B (zh) 混频器以及接收机
JP2007006302A (ja) インピーダンス変換回路と、これを用いたハイパスフィルタ回路および周波数変換回路
GB2259206A (en) IF crystal filter with changeable selectivity
JP2000209065A (ja) Ｄｃ成分を除去する方法及びそれを実施するフィルタ装置
JP2007088751A (ja) 受信システム

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant