CN103051288B

CN103051288B - 一种可重构无源混频器

Info

Publication number: CN103051288B
Application number: CN201210544211.2A
Authority: CN
Inventors: 樊祥宁; 包宽; 王志功
Original assignee: Southeast University
Current assignee: Southeast University
Priority date: 2012-12-14
Filing date: 2012-12-14
Publication date: 2015-05-06
Anticipated expiration: 2032-12-14
Also published as: CN103051288A

Abstract

一种可重构的无源混频器，包括跨导级、双平衡开关级以及跨阻级，跨导级将输入射频信号转化成射频电流，射频电流经过双平衡开关级实现电流下变频，下变频之后的电流通过跨阻级转换为中频电压输出。其中跨导级的跨导值由一位控制字（VC）控制，跨阻级的跨阻值由另一位控制字(VC1)控制。无源混频器通过这2位控制字（VC、VC1）配置其4种增益模式，其他性能如噪声系数、线性度和功耗也得到相应配置。

Description

一种可重构无源混频器

技术领域

本发明涉及一种可重构无源混频器，属于混频器技术领域。

背景技术

当前空间环境中，多种模式和标准的通信电波在空间广泛共存。多模多标准无线通信技术的发展要求接收机能够兼容多种通信模式和标准，进而要求接收机射频前端及其关键模块电路具有一定的可重构性，以使接收机能够根据所选通信模式的需要对其关键电路模块进行配置，从而达到低成本低功耗的接收。

混频器是接收机的重要模块，起到将射频信号从载波下变频到基带的作用。考虑到多模多标准通信系统的信号动态范围非常大，若混频器在增益、噪声、线性度等性能上可以根据不同通信标准的要求进行重构，则对多标准接收机整体的重构能力、功耗和性能的优化有重要意义。

传统接收机中的混频器采用的是经典吉尔伯特结构，有较好的噪声性能、增益、隔离度和线性度。但是经典吉尔伯特结构混频器的闪烁噪声性能较差，同时其垂直的架构导致该结构不方便重构。

发明内容

由于无源混频器在闪烁噪声、线性度和增益方面有独特的优势，本发明提供一种可重构无源混频器，在电流换向无源混频器架构的基础上，拓展了其跨导级和跨阻级的重构能力，从而使混频器的变频增益、线性度和噪声性能都具有了可重构性。本发明混频器可以通过外部两位控制字实现对混频器增益的重构。在增益得到重构的同时，混频器的噪声性能和线性度也得到了重够。满足了多模多标准接收机射频前端对混频器重构性能的要求。

为实现上述发明目的，采用的技术方案如下：

一种可重构无源混频器，其特征是：包括跨导级、双平衡开关级和跨阻级，跨导级将输入射频信号转化成射频电流，射频电流经过双平衡开关级实现电流下变频，下变频之后的电流通过跨阻级转换为中频电压输出，其中：

跨导级包括第一、第二两路自偏置差分跨导和一对互补开关管，第一路自偏置差分跨导恒定工作，第二路自偏置差分跨导由一对互补开关管控制其工作状态；

第一路自偏置差分跨导包括四个MOS管和两个电阻，分别是PMOS管PM0及PM1，NMOS管NM0及NM1，电阻R0、R1；PMOS管PM0及PM1的源极连接电源电压，PMOS管PM0的栅极与NMOS管NM0的栅极以及电阻R0的一端连接在一起，PMOS管PM0的漏极与NMOS管NM0的漏极以及电阻R0的另一端连接在一起，PMOS管PM1的栅极与NMOS管NM1的栅极以及电阻R1的一端连接在一起，PMOS管PM1的漏极与NMOS管NM1的漏极以及电阻R1的另一端连接在一起，NMOS管NM0的源极连接NMOS管NM1的源极并接地；

第二路自偏置差分跨导包括四个MOS管和两个电阻，分别是PMOS管PM2及PM3，NMOS管NM2及NM3，电阻R2、R3；PMOS管PM2的源极与PMOS管PM3的源极互连，PMOS管PM2的栅极与NMOS管NM2的栅极以及电阻R2的一端连接在一起并连接到第一路自偏置差分跨导中PMOS管PM0的栅极，作为射频信号正输入端RFin+，PMOS管PM2的漏极与NMOS管NM2的漏极以及电阻R2的另一端连接在一起并连接到第一路自偏置差分跨导中PMOS管PM0的漏极作为跨导级负输出端RFo-，PMOS管PM3的栅极与NMOS管NM3的栅极以及电阻R3的一端连接在一起并连接到第一路自偏置差分跨导中PMOS管PM1的栅极，作为射频信号负输入端RFin-，PMOS管PM3的漏极与NMOS管NM3的漏极以及电阻R3的另一端连接在一起并连接到第一路自偏置差分跨导中PMOS管PM1的漏极作为跨导级正输出端RFo+，NMOS管NM2的源极与NMOS管NM3的源极连接并接地；

一对互补开关管包括PMOS管PM4及NMOS管NM4，PMOS管PM4的源极连接电源电压，PMOS管PM4的漏极连接第二路自偏置差分跨导中PMOS管PM2及PM3的源极，PMOS管PM4的栅极连接反相器的输出端，反相器的输入端连接NMOS管NM4的栅极并作为片外控制信号VC的输入端，NMOS管NM4的源极接地，NMOS管NM4的漏极连接第二路自偏置差分跨导中NMOS管NM2及NM3的源极；

双平衡开关级包括四个NMOS管NM5、NM6、NM7、NM8及两个电容C0、C1，NMOS管NM5和NMOS管NM7的漏极互连作为中频电流正输出端IFo+，NMOS管NM6和NMOS管NM8的漏极互连作为中频电流负输出端IFo-，NMOS管NM5和NMOS管NM8的栅极互连作为本振信号负输入端LO-，NMOS管NM6和NMOS管NM7的栅极互连作为本振信号正输入端LO+，NMOS管NM5和NMOS管NM6的衬底互连并接地，NMOS管NM7和NMOS管NM8的衬底互连并接地，NMOS管NM5和NMOS管NM6的源极互连并连接电容C0的一端，电容C0的另一端连接跨导级正输出端RFo+，NMOS管NM7和NMOS管NM8的源极互连并连接电容C1的一端，电容C1的另一端连接跨导级负输出端RFo-；

跨阻级包括两级米勒补偿运算放大器、电阻R4、R5、R6、R7以及NMOS管NM9、NM10，NMOS管NM9的栅极与NM10的栅极互连，作为片外控制信号VC1的输入端，NMOS管NM9的源极连接电阻R4的一端，电阻R4的另一端与电阻R5的一端以及两级米勒补偿运算放大器正输入端连接在一起并连接到双平衡开关级中频电流正输出端IFo+，电阻R5的另一端与NMOS管NM9的漏极以及两级米勒补偿运算放大器正输出端Out+连接，NMOS管NM10的源极连接电阻R7的一端，电阻R7的另一端与电阻R6的一端以及两级米勒补偿运算放大器负输入端连接在一起并连接到双平衡开关级中频电流负输出端IFo-，电阻R6的另一端与NMOS管NM10的漏极以及两级米勒补偿运算放大器负输出端Out-连接；

两级米勒补偿运算放大器包括PMOS管PM5、PM6、PM7、PM8、PM9、PM10、PM11、PM12；NMOS管NM11、NM12、NM13、NM14、NM15、NM116以及电阻R8、R9、R10、R11；电容C2、C3；PMOS管PM7、PM8、PM9、PM10的源极均连接电源电压，PMOS管PM7、PM8、PM9、PM10的栅极连接在一起，PMOS管PM7的漏极与电容C2的一端、NMOS管NM13的漏极连接在一起并连接在一起作为运算放大器的正输出端Out+,电容C2的另一端串联电阻R8后与PMOS管PM5的漏极、NMOS管NM11的漏极、NMOS管NM13的栅极连接在一起，PMOS管PM5的源极与PMOS管PM6的源极、PMOS管PM6的漏极连接在一起，PMOS管PM5的栅极连接到双平衡开关级中频电流负输出端IFo-，PMOS管PM6的栅极连接到双平衡开关级中频电流正输出端IFo+，PMOS管PM6的漏极与电阻R9的一端、NMOS管NM12的漏极以及NMOS管NM14的栅极连接在一起，电阻R9的另一端串联电容C3后与PMOS管PM9的漏极、NMOS管NM14的漏极连接在一起作为运算放大器的负输出端Out-，NMOS管NM11的栅极与NMOS管NM12的栅极互连并连接到NMOS管NM15的栅极和漏极以及PMOS管PM11的漏极，NMOS管NM16的栅极和漏极互连并连接PMOS管PM12的漏极，PMOS管PM11的栅极与电阻R10、R11的一端连接在一起，电阻R10、R11的另一端分别连接Out+、Out-，PMOS管PM12的栅极连接参考电压Vref，PMOS管PM11的源极与PMOS管PM12的源极互连并连接PMOS管PM10的漏极，NMOS管NM11、NM12、NM13、NM14、NM15、NM116的源极均接地。

本发明的优点及显着效果：

本发明无源混频电路可以对变频增益、线性度、噪声系数和功耗等性能进行重构，可以根据不同通信标准的需要进行灵活配置。跨导级的跨导值由一位控制字（VC）控制，跨阻级的跨阻值由另一位控制字(VC1)控制。无源混频器通过这2位控制字配置混频器的4种增益模式，其他性能如噪声系数、线性度和功耗也得到相应配置，适用于多模多标准接收机射频前端。

附图说明：

图1为本发明的整体电路框图；

图2为本发明的跨导级电路图；

图3为本发明的双平衡开关级电路图；

图4为本发明的跨阻级电路图；

图5为本发明跨阻级中的运算放大器电路图；

图6为本发明变频增益重构仿真图。

具体实施方式：

如图1所示，可重构的无源混频器包括跨导级、双平衡开关级以及跨阻级。射频电压信号v_RF+、v_RF-分别从差分输入端RFin+和RFin-输入，跨导级将射频电压信号转化成射频电流i_RF+、i_RF-，射频电流经过双平衡开关级实现电流下变频，下变频之后的电流i_IF+、i_IF-通过跨阻级转换为中频电压信号v_IF+和v_IF-。其中跨导级的跨导值由一位控制字（VC）控制，跨阻级的跨阻值由另一位控制字(VC1)控制。无源混频器通过这2位控制字（VC、VC1）配置其4种增益模式，其他性能如噪声系数、线性度和功耗也得到相应配置（重构）。

如图2所示，跨导级包括PMOS管PM0、PM1、PM2、PM3、PM4；NMOS管NM0、NM1、NM2、NM3和NM4；电阻R0、R1、R2和R3；PMOS管PM0、PM1、NMOS管NM0、NM1构成第一路差分跨导，电阻R0和R1为这一路跨导提供自偏置。PMOS管PM2、PM3、NMOS管NM2和NM3构成第二路差分跨导，电阻R2和R3为这一路跨导提供自偏置；PMOS管PM4和NMOS管NM4作为开关，控制第二路跨导的导通与断开，当控制信号VC为1时，第二路跨导工作，当控制信号VC为0时，第二路跨导不工作。

如图3所示，跨导级的输出差分电流i_RF+、i_RF-分别经过电容C0和C1流入双平衡开关级。双平衡开关级包括NMOS管NM5、NM6、NM7和NM8，NM5和NM7的漏极短接作为中频电流正输出端IFo+，NM6和NM8的漏极短接作为中频电流负输出端IFo-。下变频之后的电流i_IF+、i_IF-从NM5和NM8的漏极流出。NM5和NM8和栅极短接作为本振信号负输入端LO-，NM6和NM7的栅极短接作为本振信号正输入端LO+。

如图4所示，跨阻级包括两级米勒补偿运算放大器、电阻R4、R5、R6、R7；NMOS管NM9、NM10。R4与NM9串联，然后再与电阻R5并联后作为运算放大器的反馈电阻。相应的，电阻R6与NM10串联，然后再与电阻R7并联后作为运算放大器的反馈电阻。反馈电阻跨接在运算放大器的输入和输出端，将下变频后的低频电流信号转化为电压信号。控制信号VC1控制NM9和NM10的栅极，当VC1为1时，NM9和NM10是导通的，这时反馈回路中包括电阻R4、R5、R6和R7；当VC1为0时，NM9和NM10是关断的，这时反馈回路中只包括电阻R5和R6。即通过控制字VC1配置反馈电阻的阻值，实现了通过跨阻级的重构。

如图5所示，两级米勒补偿运算放大器包括PMOS管PM5、PM6、PM7、PM8、PM9、PM10、PM11、PM12；NMOS管NM11、NM12、NM13、NM14、NM15、NM116；电阻R8、R9、R10、R11、电容C2、C3。其中PMOS管PM7、PM8、PM9、PM10是电流源，提供电流偏置。PMOS管PM5和PM6是运算放大器输入管，NMOS管NM11和NM12是运算放大器第一级负载，NMOS管NM13和NM14是运算放大器第二级放大管。NMOS管NM13和NM14的漏极是运算放大器的差分输出端Out+、Out-。电阻R8、R9、电容C2、C3跨接在运算放大器的第一级输出和第二级输出之间作为其相位裕度的补偿电路。电阻R10、R11、PMOS管PM11、PM12、NMOS管NM15、NM16构成了运算放大器的共模反馈电路；参考电压Vref从PMOS管PM12的栅极输入，共模反馈电平从第NMOS管NM15的漏极输出至NMOS管NM11和NM12的栅极。

重构机理：对于电流换向无源混频器，射频输入电压信号经过跨导级、双平衡开关级和跨阻级后，其变频增益（VCG）为：VCG=g_m×R_F×2/π，其中g_m为跨导级的跨导值，R_F为跨阻级的跨阻值，2/π是由于频率变换产生的损耗。在本发明中，g_m由VC控制，R_F由VC1控制，所以变频增益可以表示为：VCG=g_m(VC)×R_F(VC1)×2/π，即g_m和R_F分别是VC和VC1的函数。控制字（VC,VC1）有4种组合，分别为（0，0）、（0，1）、（1，0）、（1，1），于是该无源混频器的增益就有4种重构方式。即混频器的变频增益是可变的。当VC=1时，PMOS管PM4和NMOS管NM4均导通且工作于线性区，这时PMOS管PM0、NMOS管NM0、PMOS管PM1和NMOS管NM1构成的这一路跨导级和由PMOS管PM2、NMOS管NM2、PMOS管PM3和NMOS管NM3构成的第二路跨导级均工作，提供较高跨导；当VC=0时，PMOS管PM4和NMOS管NM4均关断，这时仅有由PMOS管PM0、NMOS管NM0、PMOS管PM1和NMOS管NM1构成的这一路跨导级工作，而由PMOS管PM2、NMOS管NM2、PMOS管PM3和NMOS管NM3构成的第二路跨导级不工作，此时消耗较低功耗，提供较低跨导。从而实现gm由VC控制。混频器在工作于低增益模式时其两路跨导级只有一路工作，另一路是关断的，即其消耗电流比高增益模式要小。这对于低功耗可重构多模多标准接收机意义重大，因为当接收信号功率较高时，选用低增益模式既可以节省功耗，又能够降低对后级电路线性度的要求。混频器的噪声性能和线性度性能和变频增益大小也紧密相关。当混频器处于高增益模式其噪声系数很低，适合用于信号微弱时的信号接收；反之，当信号强度较高，幅度较大时，可选择混频器的低增益模式，此时混频器的线性度高，可以无失真的接收大幅度信号。

跨阻级有类似的重构机理。当控制电压VC1=1时，NMOS管NM9和NM10都导通且处于深度线性区，此时，电阻R4和R5并联，R6和R7并联，跨阻级提供的跨阻值由两个电阻并联提供。当控制电压VC1=0时，NMOS管NM9和NM10都导通且处于截止区，此时，电阻R4和R7没有连入电路，跨阻级提供的跨阻值由电阻R5和R6提供，这时可以提供较大跨阻。

图6展示了可重构的混频器在四种重构模式下的变频增益（VCG）和输出中频频率（Freq.）之间的关系。当控制字（VC,VC1）在（0，1）、（0，0）、（1，1）、（1，0）这四种组合之间变化时，变频增益相应的有8dB增加至25dB,增益变化步长大约为6dB。即该混频器的增益是可重构的，这种增益的可重构同时带来了功耗、噪声和线性度等性能的可重构。

本发明上述实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。

Claims

1.一种可重构无源混频器，其特征是：包括跨导级、双平衡开关级和跨阻级，跨导级将输入射频信号转化成射频电流，射频电流经过双平衡开关级实现电流下变频，下变频之后的电流通过跨阻级转换为中频电压输出，其中：

第二路自偏置差分跨导包括四个MOS管和两个电阻，分别是PMOS管PM2及PM3，NMOS管NM2及NM3，电阻R2、R3；PMOS管PM2的源极与PMOS管PM3的源极互连，PMOS管PM2的栅极与NMOS管NM2的栅极以及电阻R2的一端连接在一起并连接到第一路自偏置差分跨导中PMOS管PM0的栅极，作为射频信号正输入端RFin+，PMOS管PM2的漏极与NMOS管NM2的漏极以及电阻R2的另一端连接在一起并连接到第一路自偏置差分跨导中PMOS管PM0的漏极作为跨导级负输出端RFo-，PMOS管PM3的栅极与NMOS管NM3的栅极以及电阻R3的一端连接在一起并连接到第一路自偏置差分跨导中PMOS管PM1的栅极，作为射频信号负输入端RFin-，PMOS管PM3的漏极与NMOS管NM3的漏极以及电阻R3的另一端连接在一起并连接到第一路自偏置差分跨导中PMOS管PM1的漏极作为跨导级正输出端RFo+，NMOS管NM2的源极与NMOS管NM3的源极连接；

两级米勒补偿运算放大器包括PMOS管PM5、PM6、PM7、PM8、PM9、PM10、PM11、PM12；NMOS管NM11、NM12、NM13、NM14、NM15、NM116以及电阻R8、R9、R10、R11；电容C2、C3；PMOS管PM7、PM8、PM9、PM10的源极均连接电源电压，PMOS管PM7、PM8、PM9、PM10的栅极连接在一起，PMOS管PM7的漏极与电容C2的一端、NMOS管NM13的漏极连接在一起并作为运算放大器的正输出端Out+,电容C2的另一端串联电阻R8后与PMOS管PM5的漏极、NMOS管NM11的漏极、NMOS管NM13的栅极连接在一起，PMOS管PM5的源极与PMOS管PM6的源极、PMOS管PM6的漏极连接在一起，PMOS管PM5的栅极连接到双平衡开关级中频电流负输出端IFo-，PMOS管PM6的栅极连接到双平衡开关级中频电流正输出端IFo+，PMOS管PM6的漏极与电阻R9的一端、NMOS管NM12的漏极以及NMOS管NM14的栅极连接在一起，电阻R9的另一端串联电容C3后与PMOS管PM9的漏极、NMOS管NM14的漏极连接在一起作为运算放大器的负输出端Out-，NMOS管NM11的栅极与NMOS管NM12的栅极互连并连接到NMOS管NM15的栅极和漏极以及PMOS管PM11的漏极，NMOS管NM16的栅极和漏极互连并连接PMOS管PM12的漏极，PMOS管PM11的栅极与电阻R10、R11的一端连接在一起，电阻R10的另一端连接Out+，电阻R11的另一端连接Out-，PMOS管PM12的栅极连接参考电压Vref，PMOS管PM11的源极与PMOS管PM12的源极互连并连接PMOS管PM10的漏极，NMOS管NM11、NM12、NM13、NM14、NM15、NM116的源极均接地。