CN103245960A

CN103245960A - 一种用于gnss接收机的放大、混频及滤波装置

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Publication number: CN103245960A
Application number: CN201310162301XA
Authority: CN
Inventors: 江金光; 魏斌斌
Original assignee: Wuhan University WHU
Current assignee: Wuhan University WHU
Priority date: 2013-05-06
Filing date: 2013-05-06
Publication date: 2013-08-14
Anticipated expiration: 2033-05-06
Also published as: CN103245960B

Abstract

本发明涉及一种用于GNSS接收机的放大、混频及滤波装置，包含依次连接的一个高增益且增益可控的低噪声放大器、无源正交混频器组件和一个多相滤波器。本发明采用了一种新型的低噪声放大器。该低噪声放大器采用电流源负载，较大提高了增益，并且实现了增益可控功能。同时相比于传统电感负载的低噪声放大器，因为不包含芯片面积较大的负载电感，大幅减少了制造成本。低噪声放大器的高增益使电路对后级模块的噪声容限增加，使得电路后级的两路正交解调混频器得以采用无电流消耗的无源混频器和多相滤波器，减少了功耗。因为电路的高增益和增益可调功能，还使得后级模块的设计要求降低，进一步减小了整机功耗。

Description

一种用于GNSS接收机的放大、混频及滤波装置

技术领域

本发明涉及一种放大、混频及滤波装置，尤其是涉及一种用于GNSS接收机的放大、混频及滤波装置。

背景技术

全球导航卫星系统（GNSS）在船舶、汽车、飞机等运动物体的定位导航、授时较频、高精度测量和监控上得到广泛应用。目前随着移动终端的普及和基于位置服务的发展，GNSS更是被广泛应用于手机，平板电脑等移动终端。这类移动终端采用电池供电，为了提高续航能力，减小其无线系统中射频前端部分的功耗具有重要意义。高性能低功耗的射频集成电路的设计实现，正是解决这一问题的重要手段。

发明内容

本发明主要是解决现有技术所存在的技术问题；提供了一种能大幅减少GNSS接收机射频前端功耗的低噪声放大器和混频器电路，能够使电路在满足GNSS接收机射频前端性能指标的前提下，消耗很小的功率，从而缓解移动终端GNSS无线接收环节的大功耗的问题的一种用于GNSS接收机的放大、混频及滤波装置。

本发明的上述技术问题主要是通过下述技术方案得以解决的：

一种用于GNSS接收机的放大、混频及滤波装置，其特征在于：包含依次连接的一个高增益且增益可控的低噪声放大器、无源正交混频器组件和一个多相滤波器。

本发明创造性的发明了一种用于GNSS接收机的放大、混频及滤波装置。本装置的电路不仅能较好地满足GNSS接收机的性能指标要求，而且相比同类电路在低功耗方面有较大优势。低噪声放大器决定接收机整体噪声系数，直接影响接收机的灵敏度。在满足噪声系数指标的前提下，进行低功耗设计是低噪声放大器设计的难题。为了实现低功耗设计，电路采用了一种新型的电流源负载低噪声放大器。使得电路在噪声系数影响不大的前提下，不但减少了射频部分功耗，而且由于其高增益和增益可调特性，减少了后级模块的增益要求，进一步减少了整机功耗。

在上述的一种用于GNSS接收机的放大、混频及滤波装置，所述低噪声放大器采用差分输入，包括跨导部分组件、电流源负载以及偏置电路组件；

所述跨导部分组件包括源电感结构的共源MOS管MN1、共源MOS管MN2，共栅MOS管 MN3、共栅MOS管MN4，以及用于匹配的无源电感L1、无源电感L2、无源电感L3、无源电感L4、电容C1以及电容C2；其中电感L1一端接地，一端与MN1源端连接；电感L2一端接地，一端与MN2源端连接；电容C1分别与MN1的栅端与源端连接；电容C2分别与MN2的栅端与源端连接；L3一端与MN3的栅端连接，另一端与隔直电容C3连接；L4一端与MN4的栅端连接，另一端与隔直电容C4连接；MN1漏端与MN3源端连接；MN2漏端与MN4源端连接；

所述电流源负载包括P型的MOS管MP1、MOS管MP2；其中 MP1的漏端与MN3的漏端连接，栅端连接控制电压V_control，源端连接电源电压；MP2的漏端与MN4的漏端连接，栅端连接控制电压V_control，源端连接电源电压；

所述偏置电路组件包括电阻R1~电阻R9， N型MOS管MN5~ MN8，P型MOS管MP3；

所述偏置电阻R1~电阻R6，为跨导部分组件提供偏置电压；所述共栅晶体管MN3和共栅晶体管MN4的栅偏置电压，由自身的漏端电压通过电阻R5和R6偏置；电阻R1~电阻R4构成分压网络,提供MN1和MN2的栅偏置；所述电阻R1~电阻R6的连接方式如下：其中R5一端连接MN3栅端，一端连接MN3漏端；R6一端连接MN4栅端，一端连接MN4漏端；R3一端连接MN3漏端，一端与C3和L3的连接点相连；R4一端连接MN4漏端，一端与C4和L4的连接点相连；R1一端与C3和L3的连接点相连，一端接地；R2一端与C4和L4的连接点相连，一端接地；

所述电阻R7~电阻R9， N型MOS管MN5~ MN8，P型MOS管MP3产生所述电流源负载的P型MOS管MP1、MOS管MP2的栅端控制电压V_control；电压V_control由N型MOS管MN5源端连接的等效电阻和MOS的阈值电压决定；其中MP3的漏端与其栅端连接并连接控制电压V_control，源端连接电源电压；MN5的漏断连接MP3的漏端，栅端连接R7和MN6漏端，源端连接R8和MN6的栅端；MN6的漏断连接电阻R7和MN5的栅端，栅端连接电阻R8和MN5源端，源端接地；MN7的漏断连接电阻R7和MN5的栅端，栅端连接控制电压b1，源端接地；MN8的漏断连接电阻R8和R9，栅端连接控制电压b0，源端接地；电阻R7一端连接电源电压，一端连接MN5栅端和MN6漏端；电阻R8一端连接MN5源端和MN6漏断，一端连接电阻R9；电阻R9一端电阻R8，一端接地。

在上述的一种用于GNSS接收机的放大、混频及滤波装置，所述无源正交混频器组件包括I路混频器电路和Q路混频器电路；

所述I路混频器电路包含MOS管MN9~MOS管MN12；其中MN9源端连接射频信号正端RF_out+，栅端连接本振信号I路正端LO,I+，漏端连接多相滤波器的I+路输入端；MN10源端连接射频信号正端RF_out+，栅端连接本振信号I路负端LO,I-，漏端连接多相滤波器的I-路输入端；MN11源端连接射频信号负端RF_out-，栅端连接本振信号I路负端LO,I-，漏端连接多相滤波器的I+路输入端；MN12源端连接射频信号负端RF_out-，栅端连接本振信号I路正端LO,I+，漏端连接多相滤波器的I-路输入端；

所述Q路混频器电路包含MOS管MN13~MOS管MN16；其中MN13源端连接射频信号正端RF_out+，栅端连接本振信号Q路正端LO,Q+，漏端连接多相滤波器的Q+路输入端；MN14源端连接射频信号正端RF_out+，栅端连接本振信号Q路负端LO,Q-，漏端连接多相滤波器的Q-路输入端；MN15源端连接射频信号负端RF_out-，栅端连接本振信号Q路负端LO,Q-，漏端连接多相滤波器的Q+路输入端；MN16源端连接射频信号负端RF_out-，栅端连接本振信号Q路正端LO,Q+，漏端连接多相滤波器的Q-路输入端；

在上述的一种用于GNSS接收机的放大、混频及滤波装置，所述多相滤波器包括一个电容电阻阵列，所述电容电阻阵列包括电容C7~C14以及电阻R10~R17；其中 R10，R12，R14，R16一端分别与左侧输入端I+,Q+,I-,Q-连接，另一端分别与R11，R13，R15，R17连接；R11，R13，R15，R17一端分别与R10，R12，R14，R16连接，另一端分别与右侧输出端I+,Q+,I-,Q-连接；C7，C9，C11，C13一端分别与左侧输入端I+,Q+,I-,Q-连接，另一端分别与R12~R13，R14~R15，R16~R17 ，R10~R11连接点连接； C8，C10，C12，C14一端分别与右侧输出端Q+,I-,Q- ,I+连接，另一端分别与R10~R11，R12~R13，R14~R15，R16~R17连接点连接。

因此，本发明具有如下优点：能大幅减少GNSS接收机射频前端功耗的低噪声放大器和混频器电路，能够使电路在满足GNSS接收机射频前端性能指标的前提下，消耗很小的功率，从而缓解移动终端GNSS无线接收环节的大功耗的问题。

附图说明

图1是本发明的电路拓扑结构图。

图2是本发明的低噪声放大器核心放大部分电路原理图。

图3是本发明的低噪声放大器偏置原理图。

图4是本发明的混频器原理图。

图5是本发明的多相滤波器原理图。

图6是本发明的转换增益仿真测试图。

图7是本发明的噪声系数仿真测试图。

图8是本发明的输入反射仿真测试图。

具体实施方式

下面通过实施例，并结合附图，对本发明的技术方案作进一步具体的说明。

实施例：

以下结合附图说明本发明的具体实施方法。

图1是本发明的电路拓扑结构图，如图1所示，一种用于GNSS接收机的低噪声放大器、混频器和混频器包含一个低噪声放大器电路101，I,Q两路混频器电路102，和一个多相滤波器电路103。

低噪声放大器101采用差分输入，图1中RFin+，RFin-为低噪声放大器101差分输入信号，RFout+，RFout-为低噪声放大器101差分输出信号。B0，1为低噪声放大器101数字增益控制信号。

混频器电路102实现信号的正交解调，图1中LO，I+、LO，I-、LO，Q+和LO，Q-为混频所需要的四相正交本振信号，图1中IF0，I+、IF0，I-、IF0，Q+和IF0，Q-为混频器解调后的中频信号。

多相滤波器电路103，用于滤除中频信号中的镜像信号。图1中IF1，I+、IF1，I-、IF1，Q+和IF1，Q-为经多相滤波器电路103滤除镜像信号后的中频信号。

图2是本发明的低噪声放大器核心放大部分原理图，包含于上述低噪声放大器电路101。电路包含跨导部分201，电流源负载202，和偏置电阻R1-6。

跨导部分201由源电感结构的共源MOS管MN1-2，共栅MOS管 MN3-4，以及用于匹配的无源电感L1-4，电容C1-2组成。源电感L1-2，使得共源MOS管MN1，MN2的栅端产生一个50欧姆的实数阻抗。电感L1-4和电容C1-2使电路在工作频点谐振，消除工作频点的虚部阻抗，使电路与50欧姆输入信号源匹配。低噪声放大器电路的噪声主要来自处在第一级共源放大管MN1-2，通过合理设置MN1-2尺寸，即可优化电路噪声。共栅管MN3-4用于隔离输出输入信号，使输入阻抗不受输出负载影响，保持稳定。

电流源负载202由P型MOS管MP1-2构成。电流源的电流大小由MP1-2的栅电压Vcontrol决定。相比于传统的电感型负载，电流源负载较大地提高了电路的负载阻抗，也就增加了电路的增益。同时，电流负载因为代替了大芯片面积的电感，较大地节省了制造成本。但是，MP1-2也增加了电路的输出噪声，通过合理设计MP1-2尺寸，可使噪声系数满足性能要求。

共栅晶体管MN3-4的栅偏置电压，由自身的漏端电压通过电阻R5-6偏置。电阻R1-4构成分压网络，同时将共栅晶体管MN3-4漏端的电压通过分压方式提供给共源管MN1-2。电阻R1-6全部采用大电阻实现，不但可以减小通过偏置进入放大电路的噪声，而且由于R1-4阻值远大于50欧姆，使得在GHz工作频点下，由R1-4构成的反馈网络不再起作用，消除了偏置电路对信号的影响。因为共栅共源管对MN1-4的偏置全部通过自偏置实现，图2中控制电压Vcontrol就决定了低噪声放大器核心放大部分的工作电流，该控制电压由下述的偏置电路产生。

图3是本发明的低噪声放大器偏置原理图，电路包含于上述图1中的低噪声放大器电路101。图3中控制电压Vcontrol为图2中电流源负载202中的MP1-2的栅电压。电路为阈值电压型偏置，流过P型MOS管MP3的电流大小近似等于MOS管阈值电压除以MN5源端的电阻。P型MOS管MP3的电流大小决定了输出控制电压Vcontrol，所以通过调节MN5源端的电阻，就可以调节Vcontrol的大小。MN1源端的电阻为由电阻R8-9和开关管MN7-8构成的数字可调电阻。控制信号b0，b1决定了数字可调电阻的大小，从而决定低噪声放大器核心放大部分的工作电流。

图4是发明的混频器原理图，即图1中的I,Q两路混频器电路102部分。图4中的混频器采用无源双平衡混频器实现。前级低噪声放大器的高增益使得后级混频器的噪声容限变大，使得噪声较大的无源混频器得以采用。无源混频器不消耗电流，电路节省了用于正交解调的两路I,Q混频器支路的功耗。图4中MN9-16为无源混频器的开关MOS管。LO，I+、LO，I-、LO，Q+和LO，Q-为混频所需要的四相正交本振信号， IF0，I+、IF0，I-、IF0，Q+和IF0，Q-为混频器解调后的中频信号。无源混频器的并不能放大信号，但通过合理设置开关MOS管MN9-16的尺寸，可使混频器的插入损耗很小。无源混频器优化后的插入损耗小于3dB，本发明的低噪声放大器的增益可达到45dB，低噪声放大器和混频器的总增益在40dB以上，仍然大于传统结构低噪声放大器加混频器的20-30dB。

图5是本发明的多相滤波器原理图，即图1中多相滤波器电路103。多相滤波器由电容电阻阵列构成，用于滤除正交解调后信号中包含的镜像信号。图5电容电阻对R10-17~C7-14各自构成90度移相网络，使得其极点频率处的正频信号无损通过，而完全消除其极点频率处的负频镜像信号。图5中多相滤波器为二阶多相滤波器，使滤波器满足GNSS接收机带宽要求。R10，12，14，16~C7，9，11，13为第一级滤波器，其极点频率位于2MHz，R11，13，15，17~ C8，10，12，14构成第二级滤波器，其极点频率位于8MHz。

电流采用CMOS 0.18μm工艺制造，在1.8V供电电压下共消耗2mA电流，较同类电路有较大的低功耗优势。

图6是本发明的转换增益仿真测试图，测试频点为GPS L1频率1.57542GHz，测试本振信号频率为1.571328GHz，大小为0dB，中频频率位于4.092MHz。测试结果显示，电路在4.092MHz的转换增益为45dB，并且通过设置控制电压b0，b1，电路增益可以有10dB的变化范围。

图7是本发明的噪声系数仿真测试图，测试频点为GPS L1频率1.57542GHz，测试本振信号频率为1.571328GHz，大小为0dB，中频频率位于4.092MHz时，电路的噪声系数为3.8dB，能充分满足GNSS接收机的系统要求。

图8是本发明的输入反射仿真测试图，在GPS L1频率1.57542GHz附近，电路的输入反射系数S11小于-15dB，能较好地满足了系统的输入匹配要求。

本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。

Claims

1.一种用于GNSS接收机的放大、混频及滤波装置，其特征在于：包含依次连接的一个高增益且增益可控的低噪声放大器、无源正交混频器组件和一个多相滤波器。

2.根据权利要求1所述的一种用于GNSS接收机的放大、混频及滤波装置，其特征在于：所述低噪声放大器采用差分输入，包括跨导部分组件、电流源负载以及偏置电路组件；

3.根据权利要求2所述的一种用于GNSS接收机的放大、混频及滤波装置，其特征在于：所述无源正交混频器组件包括I路混频器电路和Q路混频器电路；

所述Q路混频器电路包含MOS管MN13~MOS管MN16；其中MN13源端连接射频信号正端RF_out+，栅端连接本振信号Q路正端LO,Q+，漏端连接多相滤波器的Q+路输入端；MN14源端连接射频信号正端RF_out+，栅端连接本振信号Q路负端LO,Q-，漏端连接多相滤波器的Q-路输入端；MN15源端连接射频信号负端RF_out-，栅端连接本振信号Q路负端LO,Q-，漏端连接多相滤波器的Q+路输入端；MN16源端连接射频信号负端RF_out-，栅端连接本振信号Q路正端LO,Q+，漏端连接多相滤波器的Q-路输入端。

4.根据权利要求3所述的一种用于GNSS接收机的放大、混频及滤波装置，其特征在于：所述多相滤波器包括一个电容电阻阵列，所述电容电阻阵列包括电容C7~C14以及电阻R10~R17；其中 R10，R12，R14，R16一端分别与左侧输入端I+,Q+,I-,Q-连接，另一端分别与R11，R13，R15，R17连接；R11，R13，R15，R17一端分别与R10，R12，R14，R16连接，另一端分别与右侧输出端I+,Q+,I-,Q-连接；C7，C9，C11，C13一端分别与左侧输入端I+,Q+,I-,Q-连接，另一端分别与R12~R13，R14~R15，R16~R17 ，R10~R11连接点连接； C8，C10，C12，C14一端分别与右侧输出端Q+,I-,Q- ,I+连接，另一端分别与R10~R11，R12~R13，R14~R15，R16~R17连接点连接。