CN111277223A - 一种具有干扰抑制的高阶耦合网络及其应用 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种具有干扰抑制的高阶耦合网络及其应用，所述高阶耦合网络由电感、电容以及电感之间的耦合效应实现，输入输出传递函数具有高品质因数频率选择特性；可应用于放大器电路、混频器电路模块或接收机、发射机中，充当负载、级间匹配网络或阻抗变换网络功能，并实现顺利通过有用信号、有效抑制干扰信号的特性。所述高阶耦合网络包含一个四端口变压器耦合网络及一个电感电容耦合网络，两个耦合网络之间存在连接及耦合，网络的输入输出传递函数呈现带通特性。采用本具有干扰抑制的高阶耦合网络的低噪声放大器可以对带外的干扰信号进行有效抑制，所采用的高阶级间匹配网络不会恶化低噪声放大器的噪声系数、增益，也不会增加直流功耗。

Description

一种具有干扰抑制的高阶耦合网络及其应用

技术领域

本发明涉及一种具有干扰抑制的高阶耦合网络及其应用，属于电路与系统领域，特别是微电子与固态电子学的微波/射频/毫米波集成电路技术领域。

背景技术

近年来无线通信技术发展迅速，智能手机、平板电脑等便携式终端逐渐成为人们日常生活中不可或缺的工具，对超高数据率通信的需求日益增大。同时卫星通信、汽车防撞雷达等技术也发展迅速。Sub-6GHz中频段、特别是毫米波频段具有更大的信道带宽因此可以提供更大的数据容量，研究多频段可重构低功耗、高集成度的宽带无线收发机设计是如今国际上前沿和研究热点。由于多种无线系统共存，应用场景复杂，每个收发机面临着其他收发机的严重干扰，同时也需要承受自身的自干扰。干扰抑制技术是宽带无线收发机设计中核心和关键技术。

无线收发机中，接收机的设计往往非常关键。在无线收发机中，接收射频小信号时，接收系统的工作频段以外(简称“带外”)干扰信号会改变射频接收系统电路的工作状态，对射频接收系统的增益、噪声、带宽、线性度等性能造成不良的影响，甚至导致接收系统无法正常工作。此外，由于射频接收系统电路本身存在非线性，位于工作频段以内(简称“带内”)的有用信号附近的干扰信号会产生再生频谱，这些再生频谱可能直接煙没临近频段内的有用信号，恶化射频接收系统的噪声和线性度等性能，降低接收机系统的灵敏度。在距离天线最近的低噪声放大器中抑制干扰信号，对减弱接收机后续各级模块电路因干扰信号产生的性能恶化，以及保证射频接收机正常工作和提升性能具有重要意义。而低噪声放大器作为接收机的第一级电路，其性能将直接决定整个接收机的性能，而在射频/毫米波频段内，因为高频寄生的影响，噪声会比传统的射频接收发机高很多，同时增益也会变低。设计具有抗干扰功能的低噪声放大器具有很大挑战。

同样地，无线收发机中，发射机的临近信道功率泄露也会对其他接收机造成干扰，临近信道功率泄露比(ACLR或ACPR)是发射机设计的一种重要指标。功率放大器的临近信道功率泄露比性能直接决定了整个发射机的临近信道功率泄露比。设计具有抑制临近信道功率的功率放大器，也即临近信道干扰抑制的功率放大器同样具有很大挑战。

射频/毫米波频段的工作频率范围通常为几百MHz甚至数十GHz，在接收机中采用的反馈抵消或额外添加窄带滤波器等方法来抑制接收到的干扰信号往往无法满足在工作的宽带要求，并且会引入额外的噪声。在毫米波接收系统中，常用的带外干扰抑制方法是在低噪声放大器中引入陷波反馈环路，或是在接收机中采用镜像抑制混频器。引入陷波反馈环路的方法是在低噪声放大器电路的输入端和输出端之间添加带陷滤波器，滤除干扰信号。但是，该方法将恶化低噪声放大器的噪声系数和输入阻抗匹配，同时反馈环路会影响低噪声放大器的增益。采用镜像抑制混频器的方法是在低噪声放大器电路后级采用一对或多对正交复数混频器电路。但是，该方法只能对带外镜像频率干扰进行抑制，对于临近干扰或者非镜频干扰抑制能力较弱，同时成对的混频器电路也将增加接收机链路上的损耗并且提高系统复杂度。

文献“N.Shiramizu,T.Nakamura,T.Masuda,and K.Washio,“A24-GHz low-powerfully integrated receiver with image-rejection using Rich-Transformer Direct-Stacked/Coupled technique,”in 2010IEEE Radio Frequency Integrated CircuitsSymposium,2010,pp.369–372.”采用了在低噪声放大器中引入陷波反馈环路的方法，在低噪声放大器输出端和输入端之间加入一个LC带陷滤波器。可以在下边带实现大于36dB的干扰信号抑制，但其噪声系数较高，平均噪声系数大于7dB，且带宽较窄，仅仅约4GHz。

文献“K.Wang,C.Meng,T.Lo,and G.Huang,“0.35-μm SiGe BiCMOS weaver imagerejection receiver with 60-GHz double-quadrature sub-harmonic Schottky Diodemixer and 10-GHz double quadrature Gilbert mixer,”in 2017IEEE Asia PacificMicrowave Conference,2017,pp.899–902.”，采用了镜像抑制混频器的接收机方法，其接收机工作频率范围可以覆盖48-62GHz，可以实现约40dB的镜像频率干扰抑制。但此接收机中共采用了6个混频器，极大的增加了系统复杂程度，且毫米波频段的宽带正交本振信号存在较大的幅度相位误差，会进一步影响系统干扰抑制的能力。

综合上述，传统的射频/毫米波接收机干扰抑制的方法面临工作带宽窄，噪声系数恶化等问题，而接收机中增加的用于抑制干扰信号的电路单元，将极大增加接收机的复杂程度，或者仅针对特定干扰频率(如镜像干扰频率)有较高的抑制作用。

另外，发射机中的临近信道干扰抑制，传统主要是通过数字预失真技术，但这会对基带和数模转换器(DAC)提出很高的要求，系统较复杂，且成本较高，目前缺少有效的射频域/毫米波域的临近信道干扰抑制技术。

发明内容

发明目的：本发明的目的在于提供一种具有干扰抑制的高阶耦合网络以解决传统射频/毫米波频段干扰抑制技术抑制干扰能力不强的问题；并提供该具有干扰抑制的高阶耦合网络在放大器电路、混频器电路模块或接收机、发射机中的应用，以解决传统用于射频/毫米波频段抑制干扰信号的电路单元会恶化放大器的噪声系数、增益，增加直流功耗且增加系统复杂度的问题，以及射频域/毫米波域的临近信道干扰抑制技术缺失问题。

技术方案：本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：

一种具有干扰抑制的高阶耦合网络，所述高阶耦合网络由电感、电容以及电感之间的耦合效应实现，包含一个四端口变压器耦合网络及一个电感电容耦合网络，两个耦合网络之间存在连接及耦合；所述高阶耦合网络的输入输出传递函数具有频率选择特性。

作为优选，所述四端口变压器耦合网络的输入端作为所述高阶耦合网络的输入端，所述四端口变压器耦合网络的输出端作为所述高阶耦合网络的输出端；所述电感电容耦合网络位于所述四端口变压器耦合网络的主次电感之间，且所述电感电容耦合网络的输入端连接所述四端口变压器耦合网络的输入端，所述电感电容耦合网络的输出端连接所述四端口变压器耦合网络的输出端。

作为优选，所述电感电容耦合网络包括第一支路和第二支路；所述第一支路和第二支路分别设有至少一个电感，所述电感至少一端串联有电容，所述电感两端或电感与两端串联电容的电路两端并联有电容；所述四端口变压器耦合网络的主次电感之间存在耦合，所述四端口变压器耦合网络的主电感分别与第一支路和第二支路上的电感存在耦合，所述四端口变压器耦合网络的次电感分别与第一支路和第二支路上的电感存在耦合，所述第一支路上的电感与第二支路上的电感存在耦合。

作为优选，所述第一支路上的电感正端与第二支路上的电感正端之间通过电容相连，第一支路上的电感负端与第二支路上的电感负端之间通过电容相连。

作为优选，所述四端口变压器耦合网络，包括第一电感L1、第二电感L2，第一电感L1与第二电感L2间存在耦合；所述电感电容耦合网络，包括第三电感L3、第四电感L4以及第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6，第一电容C1、第三电感L3、第二电容C2三者串联后与第五电容C5并联，第三电容C3、第四电感L4、第四电容C4三者串联后与第六电容C6并联，第三电感L3与第四电感L4间存在耦合；第一电容C1正端和第三电容C3正端分别与第一电感L1的正负端连接，第二电容C2负端和第四电容C4负端分别与第二电感L2的正负端连接，第一电容C1负端和第三电容C3负端分别与第三电感L3正端和第四电感L4正端连接，第二电容C2正端和第四电容C4正端分别与第三电感L3负端和第四电感L4负端连接，第五电容C5正负端分别连接第一电感L1和第二电感L2的正端，第六电容C6正负端分别连接第一电感L1和第二电感L2的负端；第一电感L1与第三电感L3间存在耦合，第一电感L1与第四电感L4间存在耦合，第二电感L2与第三电感L3间存在耦合，第二电感L2与第四电感L4间存在耦合。

作为优选，所述四端口变压器耦合网络，包括第五电感L5、第六电感L6，第五电感L5与第六电感L6间存在耦合；所述电感电容耦合网络，包括第七电感L7、第八电感L8以及第七电容C7、第八电容C8、第九电容C9、第十电容C10、第十一电容C11、第十二电容C12、第十三电容C13、第十四电容C14，第七电容C7、第七电感L7与第十一电容C11的并联整体、第八电容C8三者串联，第九电容C9、第八电感L8与第十二电容C12的并联整体、第十电容C10三者串联，第十三电容C13的正负端分别与第七电感L7和第八电感L8正端连接，第十四电容C14的正负端分别与第七电感L7和第八电感L8负端连接，第七电感L7与第八电感L8间存在耦合；第七电容C7正端和第九电容C9正端分别与第五电感L5的正负端连接，第八电容C8负端和第十电容C10负端分别与第六电感L6的正负端连接，第七电容C7负端和第九电容C9负端分别与第五电感L5正端和第六电感L6正端连接，第八电容C8正端和第十电容C10正端分别与第五电感L5负端和第六电感L6负端连接；第五电感L5与第七电感L7间存在耦合，第五电感L5与第八电感L8间存在耦合，第六电感L6与第七电感L7间存在耦合，第六电感L6与第八电感L8间存在耦合。

具体实现时，网络中的电感采用片上电感实现或键合线实现，电容采用片上电容、片上可变电容或电感间的寄生电容实现。

一种基于所述的具有干扰抑制的高阶耦合网络的放大器电路，所述放大器电路包含输入、输出匹配网络、放大单元以及至少一个具有干扰抑制的高阶耦合网络；所述具有干扰抑制的高阶耦合网络位于两级放大单元之间作为级间匹配网络。

一种基于所述的具有干扰抑制的高阶耦合网络的混频器电路，所述混频器电路包含混频单元及具有干扰抑制的高阶耦合网络；在下混频器电路中，所述具有干扰抑制的高阶耦合网络位于混频单元之前作为输入匹配网络；在上混频器电路中，所述具有干扰抑制的高阶耦合网络位于混频单元之后作为负载。

一种基于所述的具有干扰抑制的高阶耦合网络的接收机或发射机，在接收机中，所述具有干扰抑制的高阶耦合网络位于低噪声放大器电路和混频器电路之间，充当两者的级间匹配网络；低噪声放大器电路的输出端连接具有干扰抑制的高阶耦合网络的输入端，混频器电路的输入端连接具有干扰抑制的高阶耦合网络的输出端；

在发射机中，所述具有干扰抑制的高阶耦合网络位于混频器电路和功率放大器电路之间，充当两者的级间匹配网络；混频器的输出端连接具有干扰抑制的高阶耦合网络的输入端，功率放大器的输入端连接具有干扰抑制的高阶耦合网络的输出端。

有益效果：本发明与现有技术相比，具有以下技术效果：

1、本发明一种具有干扰抑制的高阶耦合网络，能够有效抑制干扰信号，解决了传统射频/毫米波频段干扰抑制技术抑制干扰能力不强的问题；

2、本发明一种具有干扰抑制的高阶耦合网络，解决了传统用于射频/毫米波频段抑制干扰信号的电路单元会恶化放大器的噪声系数、增益，增加直流功耗且增加系统复杂度的问题。

3、本发明一种具有干扰抑制的高阶耦合网络，可广泛应用于低噪声放大器、功率放大器、混频器等电路模块或接收机、发射机中，充当负载、级间匹配网络或阻抗变换网络功能，实现干扰信号抑制，具有新颖性和通用性。

附图说明

图1是本发明一种具有干扰抑制的高阶耦合网络的结构框图。

图2是本发明一种具有干扰抑制的高阶耦合网络的具体实施例电路原理图。

图3是本发明一种具有干扰抑制的高阶耦合网络的具体实施例电路原理图。

图4是本发明一种基于高阶耦合网络的具有干扰抑制的低噪声放大器电路的具体实施例电路原理图。

图5是本发明一种基于高阶耦合网络的具有干扰抑制的低噪声放大器电路的增益特性曲线图。

图6是本发明一种基于高阶耦合网络的具有干扰抑制的接收机的具体实施例原理图。

图7是本发明一种基于高阶耦合网络的具有干扰抑制的发射机的具体实施例原理图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

本发明公开的一种具有干扰抑制的高阶耦合网络，由电感、电容以及电感之间的耦合效应实现，输入输出传递函数具有高品质因数频率选择特性；可以应用于放大器电路、混频器电路模块或接收机、发射机中，充当负载、级间匹配网络或阻抗变换网络功能，并实现顺利通过有用信号、有效抑制干扰信号的特性。所述具有干扰抑制的高阶耦合网络及其应用，可以适用的频率大约为1GHz～100GHz。

如图1所示，本发明实施例所述的具有干扰抑制的高阶耦合网络包含一个四端口变压器耦合网络及一个电感电容耦合网络，两个耦合网络之间存在连接及耦合；该高阶耦合网络的输入输出传递函数呈现带通特性。四端口变压器耦合网络的输入端作为高阶耦合网络的输入端，四端口变压器耦合网络的输出端作为高阶耦合网络的输出端；电感电容耦合网络位于四端口变压器耦合网络的主次电感之间，且电感电容耦合网络的输入端连接四端口变压器耦合网络的输入端，电感电容耦合网络的输出端连接四端口变压器耦合网络的输出端。

电感电容耦合网络包括第一支路和第二支路；第一支路和第二支路分别设有至少一个电感，电感至少一端串联有电容，电感两端或电感与两端串联电容的电路两端并联有电容；四端口变压器耦合网络的主次电感之间存在耦合，四端口变压器耦合网络的主电感分别与第一支路和第二支路上的电感存在耦合，四端口变压器耦合网络的次电感分别与第一支路和第二支路上的电感存在耦合，第一支路上的电感与第二支路上的电感存在耦合。第一支路上的电感正端与第二支路上的电感正端，以及第一支路上的电感负端与第二支路上的电感负端之间也可以通过电容相连。

所述的具有干扰抑制的高阶耦合网络，通过合理设计其电感、电容、耦合系数，可以使其传递函数具有多对复数极零点，从而具有较陡的滚降，呈现高品质因数频率选择特性。如图2所示，是本发明实施例所述的具有干扰抑制的高阶耦合网络的一种具体电路结构，其中四端口变压器耦合网络，包括第一电感L1、第二电感L2，第一电感L1与第二电感L2间存在耦合系数k12；电感电容耦合网络，包括第三电感L3、第四电感L4以及第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6，第一电容C1、第三电感L3、第二电容C2三者串联后与第五电容C5并联，第三电容C3、第四电感L4、第四电容C4三者串联后与第六电容C6并联，第三电感L3与第四电感L4间存在耦合系数k34；第一电容C1正端和第三电容C3正端分别与第一电感L1的正负端连接，第二电容C2负端和第四电容C4负端分别与第二电感L2的正负端连接，第一电容C1负端和第三电容C3负端分别与第三电感L3正端和第四电感L4正端连接，第二电容C2正端和第四电容C4正端分别与第三电感L3负端和第四电感L4负端连接，第五电容C5正负端分别连接第一电感L1和第二电感L2的正端，第六电容C6正负端分别连接第一电感L1和第二电感L2的负端；第一电感L1与第三电感L3间存在耦合系数k13，第一电感L1与第四电感L4间存在耦合系数k14，第二电感L2与第三电感L3间存在耦合系数k23，第二电感L2与第四电感L4间存在耦合系数k24。调整耦合系数，可以调节所实现的频率选择特性的中心频率、截止频率，品质因数、干扰信号抑制比。

如图3所示，是本发明实施例所述的具有干扰抑制的高阶耦合网络的另一种具体电路结构，其中四端口变压器耦合网络，包括第五电感L5、第六电感L6，第五电感L5与第六电感L6间存在耦合系数k56；电感电容耦合网络，第七电感L7、第八电感L8以及第七电容C7、第八电容C8、第九电容C9、第十电容C10、第十一电容C11、第十二电容C12、第十三电容C13、第十四电容C14，第七电容C7、第七电感L7与第十一电容C11的并联整体、第八电容C8三者串联，第九电容C9、第八电感L8与第十二电容C12的并联整体、第十电容C10三者串联，第十三电容C13的正负端分别与第七电感L7和第八电感L8正端连接，第十四电容C14的正负端分别与第七电感L7和第八电感L8负端连接，第七电感L7与第八电感L8间存在耦合系数k78；第七电容C7正端和第九电容C9正端分别与第五电感L5的正负端连接，第八电容C8负端和第十电容C10负端分别与第六电感L6的正负端连接，第七电容C7负端和第九电容C9负端分别与第五电感L5正端和第六电感L6正端连接，第八电容C8正端和第十电容C10正端分别与第五电感L5负端和第六电感L6负端连接；第五电感L5与第七电感L7间存在耦合系数k57，第五电感L5与第八电感L8间存在耦合系数k58，第六电感L6与第七电感L7间存在耦合系数k67，第六电感L6与第八电感L8间存在耦合系数k68。调整耦合系数，可以调节所实现的频率选择特性的中心频率、截止频率，品质因数、干扰信号抑制比。

具有干扰抑制的高阶耦合网络由电感、电容以及电感之间的耦合效应实现。具有干扰抑制的高阶耦合网络中的电感之间互相形成变压器耦合结构，可以拓展有效信号带宽并且不会引入额外的损耗。电感可以采用片上电感实现或键合线实现，电容可以采用片上电容、片上可变电容或电感间的寄生电容实现。

本发明实施例所述的具有干扰抑制的高阶耦合网络可应用于放大器电路、混频器电路模块或接收机、发射机中，充当负载、级间匹配网络或阻抗变换网络功能，并实现顺利通过有用信号、有效抑制干扰信号的特性。其中放大器电路可以是低噪声放大器、功率放大器，放大器电路包含输入、输出匹配网络、若干放大单元以及至少一个具有干扰抑制的高阶耦合网络；该具有干扰抑制的高阶耦合网络位于两级放大单元之间作为级间匹配网络。下面以低噪声放大器电路做具体说明。

如图4所示，本发明实施例公开的一种基于高阶耦合网络的具有干扰抑制的低噪声放大器电路，具有干扰抑制的高阶耦合网络应用在低噪声放大器电路中，充当前一级的负载，前后两级之间的级间匹配网络；本发明实施例的低噪声放大器具有有效的干扰抑制功能，在频域实现在有用信号频段对有用信号放大，在带外干扰信号频段对干扰信号抑制。低噪声放大器电路包含输入、输出匹配网络、四端口变压器耦合网络、具有干扰抑制的高阶耦合网络及放大单元；所述低噪声放大器电路第一级采用差分共栅或共源放大器结构，第二级至第四级采用差分共源放大器结构；其中第一级与第二级放大单元之间采用四端口变压器耦合网络作为级间匹配网络，第二级与第三级放大单元之间和第三级与第四级放大单元之间采用具有干扰抑制的高阶耦合网络作为级间匹配网络；第一级放大单元包括第一晶体管M1、第二晶体管M2，第二级放大单元包括第三晶体管M3、第四晶体管M4，第三级放大单元包括第五晶体管M5、第六晶体管M6，第四级放大单元包括第七晶体管M7、第八晶体管M8；第三晶体管M3和第四晶体管M4的漏极连接具有干扰抑制的高阶耦合网络的输入端，第五晶体管M5和第六晶体管M6的栅极连接具有干扰抑制的高阶耦合网络的输出端，第五晶体管M5和第六晶体管M6的漏极连接另一个具有干扰抑制的高阶耦合网络的输入端，第七晶体管M7和第八晶体管M8的栅极连接另一个具有干扰抑制的高阶耦合网络的输出端。

基于高阶耦合网络的具有干扰抑制的低噪声放大器电路具有良好的宽带带通特性。在上下边带外的信号会被衰减，频带内的有用信号会被放大。采用该高阶耦合网络不仅可以实现前一级放大单元与后一级放大单元匹配，而且可以达到抑制带外干扰信号的效果，同时不会恶化低噪声放大器噪声以及直流功耗。如图5所示，是本发明一种基于高阶耦合网络的具有干扰抑制的低噪声放大器电路的增益特性曲线图。从图中可以看出，有用信号频段的增益高，有用信号得到放大，而带外干扰信号频率处的增益较低，干扰信号将被抑制。

本发明实施例公开的一种具有干扰抑制的高阶耦合网络的混频器电路，包含混频单元及具有干扰抑制的高阶耦合网络；在下混频器电路中，干扰抑制的高阶耦合网络位于混频单元之前作为输入匹配网络；在上混频器电路中，干扰抑制的高阶耦合网络位于混频单元之后作为负载。

如图6所示，本发明实施例公开的一种基于高阶耦合网络的具有干扰抑制的接收机，所述具有干扰抑制的高阶耦合网络位于低噪声放大器电路和混频器电路之间，充当两者的级间匹配网络；接收机整体具有有效的干扰抑制功能，在频域实现在有用信号频段对有用信号放大，在带外干扰信号频段对干扰信号抑制；低噪声放大器电路的输出端连接具有干扰抑制的高阶耦合网络的输入端，混频器电路的输入端连接具有干扰抑制的高阶耦合网络的输出端。

如图7所示，本发明实施例公开的一种具有干扰抑制的高阶耦合网络的发射机，所述具有干扰抑制的高阶耦合网络位于混频器电路和功率放大器电路之间，充当两者的级间匹配网络；混频器的输出端连接具有干扰抑制的高阶耦合网络的输入端，功率放大器的输入端连接具有干扰抑制的高阶耦合网络的输出端。

以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (10)

1.一种具有干扰抑制的高阶耦合网络，其特征在于，所述高阶耦合网络由电感、电容以及电感之间的耦合效应实现，包含一个四端口变压器耦合网络及一个电感电容耦合网络，两个耦合网络之间存在连接及耦合；所述高阶耦合网络的输入输出传递函数具有频率选择特性。

2.根据权利要求1所述的一种具有干扰抑制的高阶耦合网络，其特征在于，所述四端口变压器耦合网络的输入端作为所述高阶耦合网络的输入端，所述四端口变压器耦合网络的输出端作为所述高阶耦合网络的输出端；所述电感电容耦合网络位于所述四端口变压器耦合网络的主次电感之间，且所述电感电容耦合网络的输入端连接所述四端口变压器耦合网络的输入端，所述电感电容耦合网络的输出端连接所述四端口变压器耦合网络的输出端。

3.根据权利要求1所述的一种具有干扰抑制的高阶耦合网络，其特征在于，所述电感电容耦合网络包括第一支路和第二支路；所述第一支路和第二支路分别设有至少一个电感，所述电感至少一端串联有电容，所述电感两端或电感与两端串联电容的电路两端并联有电容；所述四端口变压器耦合网络的主次电感之间存在耦合，所述四端口变压器耦合网络的主电感分别与第一支路和第二支路上的电感存在耦合，所述四端口变压器耦合网络的次电感分别与第一支路和第二支路上的电感存在耦合，所述第一支路上的电感与第二支路上的电感存在耦合。

4.根据权利要求3所述的一种具有干扰抑制的高阶耦合网络，其特征在于，所述第一支路上的电感正端与第二支路上的电感正端之间通过电容相连，第一支路上的电感负端与第二支路上的电感负端之间通过电容相连。

5.根据权利要求3所述的一种具有干扰抑制的高阶耦合网络，其特征在于，所述四端口变压器耦合网络，包括第一电感L1、第二电感L2，第一电感L1与第二电感L2间存在耦合；所述电感电容耦合网络，包括第三电感L3、第四电感L4以及第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6，第一电容C1、第三电感L3、第二电容C2三者串联后与第五电容C5并联，第三电容C3、第四电感L4、第四电容C4三者串联后与第六电容C6并联，第三电感L3与第四电感L4间存在耦合；第一电容C1正端和第三电容C3正端分别与第一电感L1的正负端连接，第二电容C2负端和第四电容C4负端分别与第二电感L2的正负端连接，第一电容C1负端和第三电容C3负端分别与第三电感L3正端和第四电感L4正端连接，第二电容C2正端和第四电容C4正端分别与第三电感L3负端和第四电感L4负端连接，第五电容C5正负端分别连接第一电感L1和第二电感L2的正端，第六电容C6正负端分别连接第一电感L1和第二电感L2的负端；第一电感L1与第三电感L3间存在耦合，第一电感L1与第四电感L4间存在耦合，第二电感L2与第三电感L3间存在耦合，第二电感L2与第四电感L4间存在耦合。

6.根据权利要求4所述的一种具有干扰抑制的高阶耦合网络，其特征在于，所述四端口变压器耦合网络，包括第五电感L5、第六电感L6，第五电感L5与第六电感L6间存在耦合；所述电感电容耦合网络，包括第七电感L7、第八电感L8以及第七电容C7、第八电容C8、第九电容C9、第十电容C10、第十一电容C11、第十二电容C12、第十三电容C13、第十四电容C14，第七电容C7、第七电感L7与第十一电容C11的并联整体、第八电容C8三者串联，第九电容C9、第八电感L8与第十二电容C12的并联整体、第十电容C10三者串联，第十三电容C13的正负端分别与第七电感L7和第八电感L8正端连接，第十四电容C14的正负端分别与第七电感L7和第八电感L8负端连接，第七电感L7与第八电感L8间存在耦合；第七电容C7正端和第九电容C9正端分别与第五电感L5的正负端连接，第八电容C8负端和第十电容C10负端分别与第六电感L6的正负端连接，第七电容C7负端和第九电容C9负端分别与第五电感L5正端和第六电感L6正端连接，第八电容C8正端和第十电容C10正端分别与第五电感L5负端和第六电感L6负端连接；第五电感L5与第七电感L7间存在耦合，第五电感L5与第八电感L8间存在耦合，第六电感L6与第七电感L7间存在耦合，第六电感L6与第八电感L8间存在耦合。

7.根据权利要求1-6任一项所述的一种具有干扰抑制的高阶耦合网络，其特征在于，网络中的电感采用片上电感实现或键合线实现，电容采用片上电容、片上可变电容或电感间的寄生电容实现。

8.一种基于根据权利要求1-6任一项所述的一种具有干扰抑制的高阶耦合网络的放大器电路，其特征在于，所述放大器电路包含输入、输出匹配网络、放大单元以及至少一个具有干扰抑制的高阶耦合网络；所述具有干扰抑制的高阶耦合网络位于两级放大单元之间作为级间匹配网络。

9.一种基于根据权利要求1-6任一项所述的一种具有干扰抑制的高阶耦合网络的混频器电路，其特征在于，所述混频器电路包含混频单元及具有干扰抑制的高阶耦合网络；一种具有干扰抑制的高阶耦合网络的在下混频器电路中，所述具有干扰抑制的高阶耦合网络位于混频单元之前作为输入匹配网络；在上混频器电路中，所述具有干扰抑制的高阶耦合网络位于混频单元之后作为负载。

10.一种基于根据权利要求1-6任一项所述的一种具有干扰抑制的高阶耦合网络的接收机或发射机，其特征在于，在接收机中，所述具有干扰抑制的高阶耦合网络位于低噪声放大器电路和混频器电路之间，充当两者的级间匹配网络；低噪声放大器电路的输出端连接具有干扰抑制的高阶耦合网络的输入端，混频器电路的输入端连接具有干扰抑制的高阶耦合网络的输出端；在发射机中，所述具有干扰抑制的高阶耦合网络位于混频器电路和功率放大器电路之间，充当两者的级间匹配网络；混频器的输出端连接具有干扰抑制的高阶耦合网络的输入端，功率放大器的输入端连接具有干扰抑制的高阶耦合网络的输出端。

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