CN114629441A - 一种接收机无源下混频器抑制谐波的校正方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种接收机无源下混频器抑制谐波的校正方法，属于集成电路技术领域。本发明射频信号经过无源IQ混频器与本振信号LO进行下混频产生中频信号，中频信号经过一级跨阻放大器对信号放大输入到电阻网络，电阻网络输出信号接入到下一级跨阻放大器进而输出，所述电阻网络包括增益校正电阻阵列RA、相位校正电阻阵列RP和固定阻值电阻阵列。本发明通过改变电阻网络里所有可变电阻的大小来解决相位和增益匹配问题，显著提高了谐波抑制比。本发明仅利用到了电阻阵列便可以完成增益和相位的精确匹配，因此具有易于设计的优点，由于没有用到Gm级和电容，也大大节省了谐波抑制结构电路尺寸，在一定程度上降低了成本。

Description

一种接收机无源下混频器抑制谐波的校正方法

技术领域

本发明属于集成电路技术领域，涉及一种接收机无源下混频器抑制谐波的校正方法，具体涉及一种适用于射频接收机前端电路的无源下混频器抑制谐波的校正方法。

背景技术

混频器是射频收发机的核心模块之一，主要起到将信号的频率进行变换的作用。在射频接收机中，它一般位于低噪声放大器之后，主要功能是将射频信号下变频至中频，以供后续的信号处理。在传统的接收机设计中，常用片外滤波把干扰信号滤除，所以对干扰信号影响不大。但是，随着技术朝着尽可能减少片外元件以此来降低成本方向发展，谐波抑制问题亟需解决。

混频器分为有源混频器和无源混频器两种，以无源混频器较为常用。由于无源混频器需要用到本振信号LO(local oscillator)为方波信号，假设本振信号是50％理想占空比的方波信号，其方波特性如下：

由此，可以看出存在着奇次谐波分量，如果在本振信号的奇次谐波附近存在干扰信号时，其干扰信号将会随着混频器混入带内，对有用信号造成严重干扰。

采用谐波抑制混频器是解决该问题有效方法，通过消除奇次谐波分量，便可以非常有效地提高混频器的抑制谐波干扰的能力，谐波抑制比即为衡量谐波抑制能力的指标。同上述，假定本振信号为50％理想占空比，f₁、f₂、f₃为相邻的三相时钟(如0°、45°、90°)，则它们的混频特性如下公式：

把上述式(2)(3)(4)按照

的权重相加，则输出的信号如下：

从上式(5)可以看出，在输出信号中三阶和五阶谐波均已消除。在理论上，该方式可以使得谐波抑制比趋于无穷大，但由于真实电路非理想，会导致出现增益失配和相位失配，所以谐波抑制比通常仅为30-40dB。

传统的谐波抑制混频器，采用了多级的谐波抑制结构，典型的传统两级谐波抑制混频器采用的结构如图1所示，在射频输入信号后增加Gm级，其比值为

本部分为第一次谐波抑制；在第一级跨阻放大器之后存在的固定阻值比例为

的电阻网络，构成第二次谐波抑制。由于该结构存在两次谐波抑制，其谐波抑制效果也较为良好，但是由于其需要用到Gm级使设计变得复杂，尺寸也相应较大。

发明内容

针对上述问题，本发明提供一种接收机无源下混频器抑制谐波的校正方法，实现相位和增益的精确匹配，从而显著提高谐波抑制比。

为实现上述目的，本发明的技术方案如下：

一种接收机无源下混频器抑制谐波的校正方法，其特征在于，

射频信号经过无源IQ混频器与本振信号LO进行下混频产生中频信号，中频信号经过一级跨阻放大器对信号放大输入到电阻网络，电阻网络输出信号接入到下一级跨阻放大器进而输出。所述电阻网络包括增益校正电阻阵列RA、相位校正电阻阵列RP和固定阻值电阻阵列。

增益校正电阻阵列RA，为可调节阻值的电阻阵列，上一级Q支路的输出中频信号包含互相差分的信号，RA两端分别接入上述差分信号，I支路与Q支路输出阻抗不匹配，通过调节RA阻值可以调节Q路增益与I路相匹配；

相位校正电阻阵列RP，为可调节阻值的电阻阵列，上一级I支路输出中频信号包含互相差分的信号，RP的输入端接入上述差分信号，RP的输出端接入下一级电路，通过调节RP的阻值，从而引入一定幅度的正交信号与相位偏移信号进行矢量合成，可以校正I路与Q路之间的相位偏移，达到精确匹配；

固定阻值电阻阵列，输入端为前一级输出的中频信号，输出端为下一级电路的输入信号。

相位校正原理如图2，在XOY坐标系中某相位下的中频信号用矢量M表示，由于相位不匹配存在偏移，导致矢量M下偏移至M’，与矢量M正交的信号N同向的一定大小的矢量N’，此时M’+N’即与M同相位。不同相位条件下的中频信号和不同的相位偏移方向，校正方法同上。

所述IQ正交电流型无源混频器由I、Q两路组成，两路射频信号输入分别为RFP和RFN，四路本振信号输入分别LOIP、LOIN、LOQP和LOQN，四路输出分别为IFIP、IFIN、IFQP和IFQN，其中对于I路，参考电平VB通过四个相同的电阻分别与四个MOS管的栅极连接；本振信号LOIN与LOIP通过四个等阻值电容分别与第一、二、三和四个MOS管的栅极连接；射频信号RFP与第一个和第三个MOS管的源极连接，射频信号RFN与第二个和第四个MOS管的源极连接；第一个和第四个MOS管的漏极相连接并接入输出IFIP，第二个和第三个MOS管的漏极相连接并接入输出IFIN；对于Q路，其电路连接关系与I路相同，其本振信号输入为LOQN和LOQP，输出信号为IFQN和IFQP。

本发明中本振信号为八相本振信号，若采用十六相本振信号，可以采用两个谐波抑制混频器。

具体来说，本发明的一种接收机无源下混频器抑制谐波的校正方法具有以下有益效果：

本发明为无源混频器的谐波抑制提供了新的片上集成校正方法，设置了可调节电阻网络，通过改变电阻网络里所有可变电阻的大小来解决相位和增益匹配问题，显著提高了谐波抑制比。对比传统的谐波抑制结构，它仅利用到了电阻阵列便可以完成增益和相位的精确匹配，因此具有易于设计的优点，由于没有用到Gm级和电容，也大大节省了谐波抑制结构电路尺寸，在一定程度上降低了成本。

附图说明

图1为传统的谐波抑制混频器示意图；

图2为本发明相位校正原理示意图；

图3为实现本发明的谐波抑制混频器示意图；

图4为IQ正交电流型混频器示意图；

图5为IQ正交电流型混频器内部结构示意图。

具体实施方式

为了使本发明的技术方案更加清楚，下面结合附图详细描述。

如图3所示，实现本发明接收机无源下混频器抑制谐波的校正方法的谐波抑制混频器包括2个IQ正交电流型无源混频器、跨阻放大器1(TIA1)、电阻网络(R_NET)、跨阻放大器2(TIA2)。

所述无源混频器输入端与射频信号(RF_N和RF_P)以及八相本振信号(LO*8)相连，所述2个IQ正交电流型无源混频器输出端与跨阻放大器1输入端相连，所述跨阻放大器1输出端与电阻网络输入端相连，所述电阻网络输出端相连与跨阻放大器2输入端相连，所述跨阻放大器2输出端与输出信号(IF_IN,IF_IP,IF_QN,IF_QP)相连。所述八相本振信号相位为Ψ、Ψ+45°、Ψ+90°、Ψ+135°、Ψ+180°、Ψ+225°、Ψ+270°和Ψ+315°，所述Ψ为某一固定角度，为了便于观察计算，通常令Ψ＝0°。

所述2个IQ正交电流型无源混频器，第一个IQ正交电流型无源混频器存在两路射频信号输入分别为RFP和RFN，和四路本振信号输入为LO_0°、LO_180°、LO_90°和LO_270°，四路中频信号输出IF_0°、IF_180°、IF_90°和IF_270°。其第二个IQ正交电流型无源混频器存在两路射频信号输入分别为RFP和RFN，和四路本振信号输入为LO_45°、LO_225°、LO_135°和LO_315°，四路中频信号输出IF_45°、IF_225°、IF_135°和IF_315°。

所述跨阻放大器1的输入分为8路，分别为IF_0°、IF_180°、IF_90°、IF_270°IF_45°、IF_225°、IF_135°和IF_315°，其中，IF_0°和IF_180°为首个独立跨阻放大器的输入；IF_90°和IF_270°为第二个独立跨阻放大器的输入；IF_45°和IF_225°为第三个独立跨阻放大器的输入；IF_135°和IF_315°为第四个独立跨阻放大器的输入；

所述跨阻放大器1(TIA1)的输出分为8路，分别为T_0°、T_45°、T_90°、T_135°、T_180°、T_225°、T_270°和T_315°。其中，T_0°和T_180°为首个独立跨阻放大器的输出；T_270°和T_90°为第二个独立跨阻放大器的输出；T_225°和T_45°为第三个独立跨阻放大器的输出；T_315°和T_135°为第四个独立跨阻放大器的输出。

所述电阻网络包括2个增益校正电阻阵列RA、4个相位校正电阻阵列RP和4个固定阻值电阻阵列。

所述2个增益校正电阻阵列RA。其中，第一个增益校正电阻阵列RA分别接在T_45°和T_225°，第二个增益校正电阻阵列RA两端分别接在T_135°和T_315°。

所述4个固定阻值电阻阵列。其中，第一个固定阻值电阻阵列中三个电阻(阻值比例17:12:17)输入端依次接T_0°、T_45°和T_90°，三个电阻输出端相连接入T_IP；第二个固定阻值电阻阵列中三个电阻(阻值比例17:12:17)输入端依次接T_180°、T_225°和T_270°，三个电阻输出端相连接入T_IN；第三个固定阻值电阻阵列中三个电阻(阻值比例17:12:17)输入端依次接T_90°、T_135°和T_180°，三个电阻输出端相连接入T_QP；第四个固定阻值电阻阵列中三个电阻(阻值比例17:12:17)输入端依次接T_270°、T_315°和T_0°，三个电阻输出端相连接入T_QN。

所述4个相位校正电阻阵列RP。其中，第一个相位校正电阻阵列RP中两个电阻输入端依次接T_90°和T_180°，两个电阻输出端相连通过两路开关接入T_IP；第二个相位校正电阻阵列RP中两个电阻输入端依次接T_0°和T_270°，两个电阻输出端相连通过两路开关接入T_IN；第三个相位校正电阻阵列RP中两个电阻输入端依次接T_180°和T_270°，两个电阻输出端相连通过两路开关接入T_QP；第四个相位校正电阻阵列RP中两个电阻输入端依次接T_90°和T_0°，两个电阻输出端相连通过两路开关接入T_QN。

所述跨阻放大器2(TIA2)的输入总体分为4路，分别为T_IP、T_IN、T_QP和T_QN；输出总体也分为4路，分别为IF_IN、IF_IP、IF_QN和IF_QP。其中，T_IP和T_IN为首个独立跨阻放大器的输入，IF_IN和IF_IP为首个独立跨阻放大器的输出；T_QP和T_QN为第二个独立跨阻放大器的输入，IF_QN和IF_QP为第二个独立跨阻放大器的输出。

图4所示，所述独立无源混频器即为单独I路(或Q路)无源混频器，由I、Q组成的正交电流型混频器存在两路射频信号输入分别为RFP和RFN，四路本振信号输入分别LOIP、LOIN、LOQP和LOQN，为四路输出分别为IFIP、IFIN、IFQP和IFQN。参考图5，其中对于I路，参考电平VB通过四个相同的电阻分别与四个MOS管的栅极连接；本振信号LON与LOP通过四个等阻值电容(C1、C2、C3和C4)分别与第一、二、三和四个MOS管的栅极连接；射频信号RFP与第一个和第三个MOS管的源极连接，射频信号RFN与第二个和第四个MOS管的源极连接；第一个和第四个MOS管的漏极相连接并接入输出IFP，第二个和第三个MOS管的漏极相连接并接入输出IFN。

在SUB6G射频接收机前端电路中，时钟信号CLKP和CLKN通过LO振荡器产生八相本振信号LO*8接入如图3所示谐波抑制混频器，射频信号RF_P和RF_N经过低噪声放大器(LNA)放大后接入如图3所示的谐波抑制混频器。在给定的射频信号频率为3.1GHz，时钟信号CLK频率为4GHz，LO八相本振信号频率为1GHz，调节电阻网络里的可变电阻值即可优化相位和增益匹配。

经过仿真验证，本方案能够很好的抑制三阶和五阶谐波分量，在选择不同的电阻值时，谐波抑制比会有一定的变化，经过对比，取谐波抑制比最优值可达到80dB。

以上通过详细实施案例描述了本发明的新型的谐波抑制混频器，本领域的研究人员和技术人员可以根据上述的步骤作出形式或内容方面的非实质性的改变而不偏离本发明实质保护的范围。因此，本发明不局限于以上实施例中所公开的内容，本发明的保护范围应以权利要求所述为准。

Claims (4)

1.一种接收机无源下混频器抑制谐波的校正方法，其特征在于，

射频信号经过无源IQ混频器与本振信号LO进行下混频产生中频信号，中频信号经过一级跨阻放大器对信号放大输入到电阻网络，电阻网络输出信号接入到下一级跨阻放大器进而输出，所述电阻网络包括增益校正电阻阵列RA、相位校正电阻阵列RP和固定阻值电阻阵列，其中：增益校正电阻阵列RA为可调节阻值的电阻阵列，上一级Q支路的输出中频信号包含两两差分信号，RA两端分别接入上述差分信号，I支路与Q支路输出阻抗不匹配，通过调节RA阻值调节Q路增益与I路相匹配；相位校正电阻阵列RP为可调节阻值的电阻阵列，上一级I支路输出中频信号包含两两差分信号，RP的输入端为前一级输出的中频信号，RP的输出端为下一级电路的输入信号，通过调节RP的阻值引入一定幅度的正交信号与相位偏移信号进行矢量合成，校正I路与Q路之间的相位偏移，达到精确匹配；固定阻值电阻阵列的输入端为前一级输出的中频信号，输出端为下一级电路的输入信号。

2.如权利要求1所述的接收机无源下混频器抑制谐波的校正方法，其特征在于，本振信号LO为八相本振信号LO信号。

3.如权利要求1所述的接收机无源下混频器抑制谐波的校正方法，其特征在于，本振信号LO为十六相本振信号LO信号。

4.如权利要求1所述的接收机无源下混频器抑制谐波的校正方法，其特征在于，固定阻值电阻阵列包含3个固定阻值电阻，按照

的比例确定具体电阻值。

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