CN110912516B - 一种可编程调整ip3的高线性吉尔伯特混频器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种可编程调整IP3的高线性吉尔伯特混频器，其特征在于：所述混频器包括主路径跨导级电路、辅路径跨导级电路、发射极负反馈电路、开关对电路、负载级电路和可调RC并联阵列电路；主路径跨导级电路和辅路径跨导级电路组成正交跨导级电路，主路径跨导级电路和辅路径跨导级电路将输入的电压信号转换为电流信号，并同时输出到开关对电路；辅路径跨导电路产生的电流信号中的三阶交调电流信号与主路径跨导电路产生的电流信号中的三阶交调电流信号的幅度相同、相位相差180°，并在开关对电路的输入端叠加后互相抵消；发射极负反馈电路为主路径跨导级电路提供负反馈信号；本发明可广泛应用在各种通信系统中。

Description

一种可编程调整IP3的高线性吉尔伯特混频器
技术领域
本发明涉及混频器，特别是涉及一种可编程调整IP3的高线性吉尔伯特混频器。
背景技术
混频器是射频接收系统和射频发射系统的重要组成部分，用于信号的调制或者解调，在混频器的诸多结构中，吉尔伯特混频器具有一定的增益,高隔离度,相对低的噪声以及适当的线性度,综合性能良好的优势成为混频器电路设计者采用最多的电路结构。吉尔伯特混频器核心部份通常由跨导级电路、开关级电路、负载级电路和尾电流源构成。在吉尔伯特混频器电路中，跨导级电路将电压信号转换成电流信号，本振信号通过对开关电路的周期性开启和关断来完成该电流信号的调制或者解调，实现混频功能，负载级电路,主要负责把混频产生的中频电流信号转换成电压信号输出。对于吉尔伯特混频器而言,如果本振信号具有足够的驱动能力而保证良好的开关动作,那么混频器的三阶交调信号主要来自于跨导级电路,这是由于三极管的电压和电流是非线性的指数转换关系。射频接收系统或者射频发射系统的三阶交调信号主要由混频器决定，所以对混频器的三阶交调信号抑制能力要求也愈加严格。由正交跨导和可调RC并联阵列电路构成的跨导级电路的三阶交调信号抑制性能优于传统的跨导级电路，在高性能的通信系统中应用非常广泛。
传统吉尔伯特混频器的跨导级电路通常由一对差分对管构成，提升差分跨导级电路的三阶交调信号抑制能力需要增大尾电流或者减并电阻，但是同样会增加混频器的功耗和噪声，这并是很好的折衷方法。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于提供一种可编程调整IP3的高线性吉尔伯特混频器。
为了解决上述技术问题，本发明的技术方案是：一种可编程调整IP3的高线性吉尔伯特混频器，其特征在于：所述混频器包括主路径跨导级电路、辅路径跨导级电路、发射极负反馈电路、开关对电路、负载级电路和可调RC并联阵列电路。
所述主路径跨导级电路和辅路径跨导级电路组成正交跨导级电路，所述主路径跨导级电路和辅路径跨导级电路将输入的电压信号转换为电流信号，这个电流信号包括主信号即有用信号和三阶交调信号即杂散信号，并同时输出到开关对电路。辅路径跨导电路产生的电流信号中所包含的三阶交调电流信号与主路径跨导电路产生的电流信号中所包含的三阶交调电流信号的幅度相同、相位相差180°，并在开关对电路的输入端叠加后互相抵消。
所述发射极负反馈电路为主路径跨导级电路提供负反馈信号，用于提高主路径跨导级电路的线性度和共模抑制能力。
所述可调RC并联阵列电路为辅路径跨导电路的提供负反馈信号，以调整辅路径跨导电路产生的电流信号中的三阶交调电流信号的幅度和相位。
所述开关对电路在本振信号控制下，将主路径跨导级电路和辅路径跨导级电路转换的电流信号进行周期性变换后输出到负载级电路，完成频率转换。
负载级电路用于将所述开关对电路输出的周期性变换的电流信号转换成电压信号后输出。
由于主路径跨导级电路和辅路径跨导级电路产生的电流信号包括主信号即有用信号和三阶交调信号即杂散信号，本发明采用正交跨导级电路实现三阶交调抵消技术，提高混频器的三阶交调信号即杂散信号抑制能力。同时通过采用可调RC并联阵列调整辅路径跨导电路产生的电流信号中的三阶交调电流信号的幅度和相位，保证抵消主路径跨导电路产生的电流信号的失真。
根据本发明所述的一种可编程调整IP3的高线性吉尔伯特混频器的优选方案，所述主路径跨导级电路包括差分对三极管Q1、Q2；辅路径跨导级电路包括差分对三极管Q3、Q4；三极管Q1的基极连接三极管Q4的基极，三极管Q2的基极连接三极管Q3的基极，三极管Q1的集电极连接三极管Q3的集电极，三极管Q2的集电极连接三极管Q4的集电极，从而形成三阶交调电流信号的抵消路径；差分对三极管Q1、Q2的基极作为信号的输入端；所述主路径跨导级电路和辅路径跨导级电路由差分对三极管Q1、Q2的集电极向开关对电路输出电流信号；所述辅路径跨导级电路由差分对三极管Q3、Q4的集电极向开关对电路输出电流信号。
所述高线性吉尔伯特混频器用于实现信号的调制或者解调，为了实现三阶交调抵消技术，输入跨导级电路由两对差分电路组成正交跨导级电路，分别称为主路径跨导电路和辅路径跨导电路。辅路径跨导电路产生的电流信号中的三阶交调信号与主路径跨导电路产生的电流信号中的三阶交调信号幅度相同，相位相差180°，并在输出端叠加后互相抵消。
根据本发明所述的一种可编程调整IP3的高线性吉尔伯特混频器的优选方案，所述开关对电路包括三极管QM1、QM2、QM3、QM4；三极管QM1、QM2组成一组开关对，三极管QM3、QM4组成另一组开关对；三极管QM1的发射极连接三极管QM2的发射极后连接三极管Q1的集电极和三极管Q3的集电极；三极管QM3的发射极连接三极管QM4的发射极后连接三极管Q2的集电极和三极管Q4的集电极；三极管QM1的基极与三极管QM4的基极连接，三极管QM2的基极与三极管QM3的基极连接；三极管QM1的集电极与三极管QM4的集电极连接，并连接负载级电路；三极管QM2的集电极与三极管QM3的集电极连接，并连接负载级电路。
根据本发明所述的一种可编程调整IP3的高线性吉尔伯特混频器的优选方案，发射极负反馈电路由负反馈电阻RS构成，负反馈电阻RS连接在差分对三极管Q1、Q2的发射极之间。
根据本发明所述的一种可编程调整IP3的高线性吉尔伯特混频器的优选方案，所述可调RC并联阵列电路连接在差分对三极管Q3、Q4的发射极之间。
根据本发明所述的一种可编程调整IP3的高线性吉尔伯特混频器的优选方案，所述可调RC并联阵列电路采用N位数字控制位来进行电容大小和电阻大小的控制切换；N取大于等于3的正整数；电容阵列的数字控制方式为二进制权重，电阻阵列的数字控制方式为等比例权重。
本发明所述的一种可编程调整IP3的高线性吉尔伯特混频器的有益效果是：本发明通过在辅路径跨导电路的发射极并联可调RC阵列，实现辅路径跨导电路产生的三阶交调信号的幅度和相位的调整，由此降低版图的对称性问题和高频寄生效应带来的影响，最终尽可能抵消主路径跨导电路产生的三阶交调信号。本发明与传统的高IP3的吉尔伯特混频器相比，具有三阶交调抑制能力可配置优化的优点，可广泛应用在各种高性能的通信系统中。
附图说明
图1是本发明所述的一种可编程调整IP3的高线性吉尔伯特混频器的电路原理框图。
图2是可调电容电阻并联阵列电路6的电路图。
图3是可调电容电阻并联阵列电路6的可调电容的构成电路图。
图4是可调电容电阻并联阵列电路6的可调电阻的构成电路图。
图5(a)是采用经典吉尔伯特跨导结构的混频器的仿真结果。
图5(b)是采用本发明的混频器的仿真结果。
图6(a)是提取寄生参数后本发明输出的三阶交调调整效果仿真图。
图6(b)是本发明在提取寄生参数后，并对RC并联阵列进行配置得到的最优结果。
具体实施方式
下面结合试验例及具体实施方式对本发明作进一步的详细描述。但不应将此理解为本发明上述主题的范围仅限于以下的实施例，凡基于本发明内容所实现的技术均属于本发明的范围。
参见图1，一种可编程调整IP3的高线性吉尔伯特混频器，所述混频器包括主路径跨导级电路1、辅路径跨导级电路2、发射极负反馈电路3、开关对电路4、负载级电路5和可调RC并联阵列电路6；
所述主路径跨导级电路1和辅路径跨导级电路2组成正交跨导级电路，所述主路径跨导级电路1和辅路径跨导级电路2分别将输入的电压信号转换为电流信号，并同时输出到开关对电路4；辅路径跨导电路2产生的电流信号中的三阶交调电流信号与主路径跨导电路1产生的电流信号中的三阶交调电流信号的幅度相同、相位相差180°，并在开关对电路4的输入端叠加后互相抵消。
所述发射极负反馈电路3为主路径跨导级电路1提供负反馈信号，用于提高主路径跨导级电路1的线性度和共模抑制能力。
所述可调RC并联阵列电路6为辅路径跨导电路的提供负反馈信号，以调整辅路径跨导电路产生的电流信号中的三阶交调电流信号的幅度和相位。
所述开关对电路4在本振信号控制下，将主路径跨导级电路1和辅路径跨导级电路2转换的电流信号进行周期性变换后输出到负载级电路5，完成频率转换。
负载级电路5用于将所述开关对电路4输出的周期性变换的电流信号转换成电压信号后输出。
所述高线性吉尔伯特混频器用于实现信号的调制或者解调，为了实现三阶交调抵消技术，输入跨导级电路由两对差分电路组成正交跨导级电路，分别为主路径跨导电路和辅路径跨导电路。辅路径跨导电路产生的三阶交调电流信号与主路径跨导电路产生的三阶交调电流信号幅度相同，相位相差180°，并在输出端叠加后互相抵消。正交跨导吉尔伯特混频器的输入三阶交调截取点如下式所示：
上式中Gm0为主路径跨导电路的跨导，I0为主路径跨导电路的尾电流，Gm1为辅路径跨导电路的跨导，I1为辅路径跨导电路的尾电流。为了得到更高的IIP3值,需要上式的分母越小越好，为零时IIP3无穷大，然而,由于实际电路不匹配、高频率下明显的寄生效应、三极管更加复杂的模型以及电路的高阶项效应等等因素,实际电路中的不可能完全将三阶交调信号抵消,它总是一个有限的值。上式分母等于零，可以得到：
由上面的等式可以确定Gm0、Gm1、I0、I1的相互关系，即同时满足：Gm0＝2Gm1和I0＝8I1。虽然IIP3不可能无穷大，但是可以根据Gm0、Gm1、I0、I1的相互关系设计混频器的输入跨导级电路的静态参数。
另外，由于版图的对称性问题和高频寄生效应，主路径跨导级电路1和辅路径跨导级电路2产生的三阶交调电流信号会有一定的幅度误差和相位误差，不可能幅度完全相同，相位刚好相差180°。为了尽量降低版图的对称性问题和高频寄生效应的影响，在辅路径跨导电路的发射极并联可调RC阵列，通过配置该可调RC并联阵列电路，调整辅路径跨导电路产生的三阶交调电流信号的幅度和相位，尽可能抵消主路径跨导电路产生的三阶交调电流信号，可调RC并联阵列电路能降低版图的对称性问题和高频寄生效应对三阶交调抵消技术带来的影响。改善混频器的三阶交调信号抑制能力。
在具体实施例中，所述主路径跨导级电路1包括差分对三极管Q1、Q2；辅路径跨导级电路2包括差分对三极管Q3、Q4；三极管Q1的基极连接三极管Q4的基极，三极管Q2的基极连接三极管Q3的基极，三极管Q1的集电极连接三极管Q3的集电极，三极管Q2的集电极连接三极管Q4的集电极，从而形成三阶交调电流信号的抵消路径；差分对三极管Q1、Q2的基极和差分对三极管Q3、Q4的基极均作为信号的输入端；差分对三极管Q1、Q2的发射极由恒流源提供直流电流，值为I0/2；差分对三极管Q3、Q4的发射极由另一恒流源提供直流电流，值为I1/2；所述主路径跨导级电路1和辅路径跨导级电路2由差分对三极管Q1、Q2的集电极向开关对电路4输出电流信号；所述辅路径跨导级电路2由差分对三极管Q3、Q4的集电极向开关对电路4输出电流信号。
所述开关对电路包括三极管QM1、QM2、QM3、QM4；三极管QM1、QM2组成一组开关对，三极管QM3、QM4组成另一组开关对；三极管QM1的发射极连接三极管QM2的发射极后连接三极管Q1的集电极和三极管Q3的集电极；三极管QM3的发射极连接三极管QM4的发射极后连接三极管Q2的集电极和三极管Q4的集电极；三极管QM1的基极与三极管QM4的基极连接，三极管QM2的基极与三极管QM3的基极连接；三极管QM1的集电极与三极管QM4的集电极连接，并连接负载级电路5；三极管QM2的集电极与三极管QM3的集电极连接，并连接负载级电路5。这使得开关对在本振信号控制下，将主路径跨导级电路1和辅路径跨导级电路2转换的电流信号进行周期性变换，完成频率转换。
发射极负反馈电路3由负反馈电阻RS构成，负反馈电阻RS连接在差分对三极管Q1、Q2的发射极之间。提高跨导级电路的线性度和共模抑制能力。
所述可调RC并联阵列电路6连接在差分对三极管Q3、Q4的发射极之间。
负载级电路由电阻R1、R2、电容C1、C2构成；电阻R1与电容C1并联，一端连接电源VCC，一端连接三极管QM1和三极管QM3的集电极以及输出口VOUTP。电阻R2与电容C2并联，一端连接电源VCC，一端连接三极管QM2和三极管QM4的集电极以及输出口VOUTN。VOUTP、VOUTN即混频器的中频信号输出端口。这两组并联RC网络作为负载级电路将电流信号转换电压信号输出，同时并联RC网络也起到滤波的作用，抑制开关对电路泄漏的本振信号。
所述可调RC并联阵列电路6采用N位数字控制位来进行电容大小和电阻大小的控制切换；N取大于等于3的正整数；本实施例由4位数字控制位来控制的电容阵列和4位数字控制位来控制的电阻阵列并联构成。电容阵列的数字控制方式为二进制权重，即每一位数字控制码控制的电容值比例为1，2，4，8，组合成15种电容值。电阻阵列的4为数字控制的电阻值相同，即每一位数字控制码控制的电阻值比例为1，1，1，1，组合成4种电阻值。综上所述，实现60种RC并联，最终实现辅路径跨导电路产生的三阶交调信号的幅度和相位的调整，可调整幅度和相位的组合为60种。
参见图3，可调电容电阻并联阵列电路6的可调电容由电容C21、C22及NMOS管MN21、MN22、MN23，PMOS管MP21、MP22以及电阻R21、R22、R23构成，电容C21、C22通常由精度较高的金属电容构成。电容C21的一端接辅路径跨导电路三极管Q23的发射极，另一端接到NMOS管MN23的漏极；电容C22的一端接入辅路径跨导电路三极管Q24的发射极，另一端接到NMOS管MN23的源极；NMOS管MN21、MN22及PMOS管MP21、MP22构成两个反相器，得到ctrl1及ctrl2两个逻辑电平相反的控制信号，ctrl1信号通过电阻R21接到NMOS管MN23的栅极，ctrl2信号通过电阻R22、R23分别接到NMOS管MN23的漏极及源极。
当输入数字控制信号in逻辑电平为0时，ctrl1信号逻辑电平为1，ctrl2信号逻辑电平为0，NMOS管MN23栅源电压大于阈值电压，NMOS管MN23打开，电容C21、C22被接入发射极负反馈电路。当输入数字控制信号in逻辑电平为1时，ctrl1信号逻辑电平为0，ctrl2信号逻辑电平为1，NMOS管MN23栅源电压为负，NMOS管MN23关闭，电容C21、C22从发射极负反馈电路中断开。
参见图4，可调电容电阻并联阵列电路6的可调电阻由电阻R32、R33及NMOS管MN31、MN32，PMOS管MP31以及电阻R31构成，电阻R32、R33通常由精度较高的多晶电容构成。电阻R32的一端接辅路径跨导电路三极管Q33的发射极，另一端接到NMOS管MN32的漏极；电阻R33的一端接辅路径跨导电路三极管Q34的发射极，另一端接到NMOS管MN33的源极；NMOS管MN31及PMOS管MP31构成反相器，得到逻辑电平控制信号ctrl3，ctrl3信号通过电阻R31接到NMOS管MN33的栅极。当输入数字控制信号in逻辑电平为0时，ctrl3信号逻辑电平为1，NMOS管MN32栅源电压大于阈值电压，NMOS管MN32打开，电容R32、R33被接入发射极负反馈电路。当输入数字控制信号in逻辑电平1时，ctrl3信号逻辑电平为0，NMOS管MN32栅源电压为负，NMOS管MN33关闭，电容R32、R33从发射极负反馈电路中断开。
图5(a)是采用经典吉尔伯特跨导结构的混频器的仿真结果，图5(b)是采用本发明的混频器的仿真结果。横轴为频率，纵轴为功率谱，仿真条件：fRF＝2.5G，fLO＝2.7G，Δf＝10MHz。由图5(a)、(b)可以看出，本发明的混频器的输出三阶交调得到明显改善，比经典吉尔伯特跨导结构的混频器的输出三阶交调提高了7dBm。
图6(a)是提取寄生参数后本发明输出的三阶交调调整效果仿真图。
图6(b)是本发明在提取寄生参数后，并对RC并联阵列进行配置得到的最优结果。
图6(a)、(b)的横轴为频率，纵轴为功率谱，仿真条件：fRF＝2.5G，fLO＝2.7G，Δf＝10MHz。由图6(a)、(b)可以看出，通过配置RC并联阵列，调整辅路径跨导电路产生的三阶交调信号的幅度和相位的，降低版图的对称性问题和高频寄生效应对三阶交调抵消技术带来的影响，使得输出三阶交调接近图5(b)中的前仿真值。
上面的实施结果表明：本发明的一种可编程调整IP3的高线性吉尔伯特混频器能够明显提高混频器的三阶交调特性，并且通过配置RC并联阵，降低版图的对称性问题、高频寄生效应及工艺模型差异带来的影响,实现最优的三阶交调特性。本发明技术可以广泛应用在各种高性能的通信系统中。
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。

Claims (3)

1.一种可编程调整IP3的高线性吉尔伯特混频器，其特征在于：所述混频器包括主路径跨导级电路（1）、辅路径跨导级电路（2）、发射极负反馈电路（3）、开关对电路（4）、负载级电路（5）和可调RC并联阵列电路（6）；
所述主路径跨导级电路（1）和辅路径跨导级电路（2）组成正交跨导级电路，所述主路径跨导级电路（1）和辅路径跨导级电路（2）分别将输入的电压信号转换为电流信号，并同时输出到开关对电路（4）；辅路径跨导级电路（2）产生的电流信号中所包含的三阶交调电流信号与主路径跨导级电路（1）产生的电流信号中所包含的三阶交调电流信号的幅度相同、相位相差180°，并在开关对电路（4）的输入端叠加后互相抵消；
所述发射极负反馈电路（3）为主路径跨导级电路（1）提供负反馈信号，用于提高主路径跨导级电路（1）的线性度和共模抑制能力；
所述可调RC并联阵列电路（6）为辅路径跨导级电路的提供负反馈信号，以调整辅路径跨导级电路产生的电流信号中的三阶交调电流信号的幅度和相位；
所述开关对电路（4）在本振信号控制下，将主路径跨导级电路（1）和辅路径跨导级电路（2）转换的电流信号进行周期性变换后，输出到负载级电路（5），完成频率转换；
所述负载级电路（5）用于将所述开关对电路（4）输出的周期性变换的电流信号转换成电压信号后输出；
所述主路径跨导级电路（1）包括差分对三极管Q1、Q2；辅路径跨导级电路（2）包括差分对三极管Q3、Q4；三极管Q1的基极连接三极管Q4的基极，三极管Q2的基极连接三极管Q3的基极，三极管Q1的集电极连接三极管Q3的集电极，三极管Q2的集电极连接三极管Q4的集电极，从而形成三阶交调电流信号的抵消路径；差分对三极管Q1、Q2的基极作为信号的输入端；所述主路径跨导级电路（1）和辅路径跨导级电路（2）由差分对三极管Q1、Q2的集电极向开关对电路（4）输出电流信号；所述辅路径跨导级电路（2）由差分对三极管Q3、Q4的集电极向开关对电路（4）输出电流信号；
所述可调RC并联阵列电路（6）连接在差分对三极管Q3、Q4的发射极之间；
所述可调RC并联阵列电路（6）采用N位数字控制位来进行电容大小和电阻大小的控制切换；N取大于等于3的正整数；电容阵列的数字控制方式为二进制权重，电阻阵列的数字控制方式为等比例权重。
2.根据权利要求1所述的一种可编程调整IP3的高线性吉尔伯特混频器，其特征在于：所述开关对电路包括三极管QM1、QM2、QM3、QM4；三极管QM1、QM2组成一组开关对，三极管QM3、QM4组成另一组开关对；三极管QM1的发射极连接三极管QM2的发射极后连接三极管Q1的集电极和三极管Q3的集电极；三极管QM3的发射极连接三极管QM4的发射极后连接三极管Q2的集电极和三极管Q4的集电极；三极管QM1的基极与三极管QM4的基极连接，三极管QM2的基极与三极管QM3的基极连接；三极管QM1的集电极与三极管QM4的集电极连接，并连接负载级电路（5）；三极管QM2的集电极与三极管QM3的集电极连接，并连接负载级电路（5）。
3.根据权利要求1所述的一种可编程调整IP3的高线性吉尔伯特混频器，其特征在于：发射极负反馈电路（3）由负反馈电阻RS构成，负反馈电阻RS连接在差分对三极管Q1、Q2的发射极之间。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115694370A (zh) * 2022-12-30 2023-02-03 中国航天科工集团八五一一研究所 全差分交叉耦合多栅跨导吉尔伯特混频器电路

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6438365B1 (en) * 1998-06-02 2002-08-20 Philsar Semiconductor Inc. Balanced mixer with feedback pre-amplifier
EP1313209A1 (en) * 2001-11-14 2003-05-21 Semiconductor Ideas to The Market (ItoM) BV Quadrature frequency multiplier
CN101964631A (zh) * 2010-09-15 2011-02-02 华东师范大学 一种改进型双吉尔伯特结构射频正交上混频器
CN102096073A (zh) * 2010-12-16 2011-06-15 重庆西南集成电路设计有限责任公司 多通道多模卫星导航射频集成电路
CN102394566A (zh) * 2011-09-16 2012-03-28 复旦大学 一种带有自动最优偏置和谐波控制的吉尔伯特混频器
CN103684268A (zh) * 2012-09-18 2014-03-26 北京中电华大电子设计有限责任公司 一种低功耗高线性度的增益可控有缘正交混频器
CN104734641A (zh) * 2015-03-23 2015-06-24 中国科学院微电子研究所 混频器
CN206099903U (zh) * 2016-10-17 2017-04-12 广西师范大学 一种高线性度高增益的有源混频器
CN106921346A (zh) * 2017-03-01 2017-07-04 成都通量科技有限公司 高线性度宽带上混频器
CN108683409A (zh) * 2018-05-24 2018-10-19 清华大学深圳研究生院 一种功率混频器电路

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2005091493A1 (en) * 2004-03-12 2005-09-29 Rf Magic, Inc. Harmonic suppression mixer and tuner
TW200931791A (en) * 2008-01-03 2009-07-16 Univ Nat Central Method of third-order transconductance cancellation and high-linearity mixer thereof
US8380157B2 (en) * 2008-08-05 2013-02-19 Infineon Technologies Ag Up-conversion mixer with signal processing

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6438365B1 (en) * 1998-06-02 2002-08-20 Philsar Semiconductor Inc. Balanced mixer with feedback pre-amplifier
EP1313209A1 (en) * 2001-11-14 2003-05-21 Semiconductor Ideas to The Market (ItoM) BV Quadrature frequency multiplier
CN101964631A (zh) * 2010-09-15 2011-02-02 华东师范大学 一种改进型双吉尔伯特结构射频正交上混频器
CN102096073A (zh) * 2010-12-16 2011-06-15 重庆西南集成电路设计有限责任公司 多通道多模卫星导航射频集成电路
CN102394566A (zh) * 2011-09-16 2012-03-28 复旦大学 一种带有自动最优偏置和谐波控制的吉尔伯特混频器
CN103684268A (zh) * 2012-09-18 2014-03-26 北京中电华大电子设计有限责任公司 一种低功耗高线性度的增益可控有缘正交混频器
CN104734641A (zh) * 2015-03-23 2015-06-24 中国科学院微电子研究所 混频器
CN206099903U (zh) * 2016-10-17 2017-04-12 广西师范大学 一种高线性度高增益的有源混频器
CN106921346A (zh) * 2017-03-01 2017-07-04 成都通量科技有限公司 高线性度宽带上混频器
CN108683409A (zh) * 2018-05-24 2018-10-19 清华大学深圳研究生院 一种功率混频器电路

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