CN114640312A - 一种基于移相网络的多模自混频倍频器电路 - Google Patents

一种基于移相网络的多模自混频倍频器电路 Download PDF

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Abstract

本发明一种基于移相网络的多模自混频倍频器电路，差分输入信号（Vi）经跨导电路后输出的差分信号分别输入至开关对一和开关对二，且跨导电路的输出端之间连接有开关一；同时，差分输入信号的一端经相位调节器后输入开关对一和开关对二的一侧控制端，另一端经相位调节器后输入开关二，开关二与开关对一和开关对二的另一侧控制端，且开关对一和开关对二的的差分输出端均分别接入两个负载网络，上述两个负载网络与开关对一和开关对二的连接处构成差分输出端（VO）。本发明一种基于移相网络的多模自混频倍频器电路，可应用于偶次倍频和奇次倍频，且输入输出均为全差分结构。

Description

一种基于移相网络的多模自混频倍频器电路
技术领域
本发明涉及一种倍频器电路，尤其是涉及一种基于移相网络能够实现多模工作的自混频倍频器电路，属于集成电路技术领域。
背景技术
倍频器，是信号发生电路（如图1-1所示）中的核心模块，其作用是产生输入信号数倍频的信号输出，可应用于高频的本振信号产生中，以及一些简单调制的通信系统中。图1-1中的无线接收机中，压控振荡器VCO工作在频率为fOSC，通过N倍放大的倍频器后倍频输出信号的频率为N*fOSC（如图1-2所示），与之对应的接收机中接收信号的中心频率是fRF，如果fRF=N*fOSC,此时模拟基带放大器BB AMP输出就是经过下变频解调输出的模拟基带信号，由于可见，倍频器的作用是将本振信号fOSC倍频，达到所需要的中心频率进行下变频，N就是倍频器的倍频倍数。
图2即为常规的倍频器电路，MOS管（M1和M2）构成输入差分对，其漏端（Drain）输出接在一起，负载为电阻R1、电感L1和电容C1构成的网络，输入信号Vi工作频率是fi，输出信号Vo的工作频率是fo，fi=N*fo，其中N是倍频器的倍数。
假设M1和M2的IV特性转换函数如下：
Figure DEST_PATH_IMAGE002
（1）
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE004
,也就是ai是MOS管（M1和M2）的n阶跨导。
所以加入输入信号为
Figure DEST_PATH_IMAGE006
，那么MOS管M1的电流输出就是：
Figure DEST_PATH_IMAGE008
（2）
MOS管M2的电流输出是：
Figure DEST_PATH_IMAGE010
（3）
由于MOS管（M1和M2）是差分对管，特性非常接近，则输出电流为：
Figure DEST_PATH_IMAGE012
（4）
也就是输入输出只含有偶次分量，而没有奇数分量。
假如该电路是二倍频倍频器，输出电阻R1、电感L1、电容C1构成的振荡网络工作在2w的频率，也就是其它分量基本被滤除之后，那么io(t)可以改写为：
Figure DEST_PATH_IMAGE014
（5）
其中a2为DC，
Figure DEST_PATH_IMAGE016
就是倍频的结果。
由上述分析可知：常规的倍频器电路存在如下问题：
①只能做偶次的倍频，虽然倍频效果较好，但无法做奇次的倍频；
②输入是差分信号，但是输出是单端信号，在集成电路中，单端信号意味着容易受干扰，信号质量受电源阻抗影响很大，虽然输出可以加一个单端转差分的变压器，但是差分特性是窄带的，而且输出信号质量同样受单端阻抗影响。
为此，提出了如图3的另一种基于差分选频网络的倍频器方案，其中，MOS管（M1和M2）还是输入差分对，电感L1、电容C1和电感L2、电容C2组成了差分负载。以三次倍频为例说明，假设M1和M2有图2一样的IV特性曲线，输入信号为
Figure DEST_PATH_IMAGE006A
，则有输出差分信号：
Figure DEST_PATH_IMAGE018
（6）
也就是输出信号中只有奇次阶信号，假设负载L1，C1谐振在w的三倍频，则输出信号为：
Figure DEST_PATH_IMAGE020
（7）
式（7）中的第二项即为三倍频器的输出。
由上述分析可知：从该式可以看到这种结构的问题：
①虽然输入输出是差分结构，但只能产生奇次阶的分量，做奇数次倍频；
②通常在频率较高的时候，由于器件速率限制，输出三倍频往往幅度很小，也就是从输入的一阶到输出的倍频幅度转换增益是负数，甚至输出比输入幅度要小很多，从而影响转换效率。
综上所述，亟需一种能够解决上述问题的倍频器电路。
发明内容
本发明的目的在于克服上述不足，提供一种基于移相网络的多模自混频倍频器电路，作为时钟信号的倍频器，无论是偶次倍频还是奇次倍频都有效，且输入输出均为全差分结构。
本发明的目的是这样实现的：
一种基于移相网络的多模自混频倍频器电路，其特征在于：
差分输入信号经跨导电路后输出的差分信号分别输入至开关对一和开关对二，且跨导电路的输出端之间连接有开关一；同时，差分输入信号的一端经相位调节器后输入开关对一和开关对二的一侧控制端，另一端经相位调节器后输入开关二，开关二与开关对一和开关对二的另一侧控制端，且开关对一和开关对二的的差分输出端均分别接入两个负载网络，上述两个负载网络与开关对一和开关对二的连接处构成差分输出端。
优选的，跨导电路由两个MOS管构成；开关对一和开关对二为分别有两个MOS管构成的镜像电路，负载网络为有可调电感和可调电容构成了LC网络。
一种基于移相网络的多模自混频倍频器电路，输入信号Vi的两端分别经隔直电容一和隔直电容二后连接至MOS管一和MOS管二的栅极，MOS管一和MOS管二的栅极之间连接有偏置电阻一和偏置电阻二，偏置电阻一和偏置电阻二之间的电压点为偏置电压一，MOS管一和MOS管二的源级接地，且MOS管一的漏极和MOS管二的漏极之间连接开关一；
输入信号的一端经相位调节器一和隔直电容三后连接至MOS管三和MOS管六的栅极，另一端经相位调节器二和隔直电容三后连接至开关二的触点一，MOS管三的栅极和开关二的触点一之间连接有偏置电阻三和偏置电阻四，电阻三和偏置电阻四之间的电压点为偏置电压二；开关二的触点二连接至偏置电压二，开关二的控制端连接至MOS管四和MOS管五的栅极；
MOS管三的源级和MOS管四的源级共同连接至 MOS管一的漏极，MOS管五的源级和MOS管六的源级共同连接至MOS管二的漏极；
MOS管三的漏极和MOS管五的漏极相连构成的信号输出端的一端，MOS管四的漏极和MOS管六M6的漏极相连构成的信号输出端的另一端，且信号输出端的两端分别连接至负载一和负载二。
优选的，开关二并联设置有两组，两个开关二的触点一相连接，触点二相连接，触点三分别连接至MOS管四和MOS管五的栅极。
优选的，负载一为由并联的可调电感一和可调电容一构成的LC电路，和负载二由并联的可调电感二和可调电容六构成的LC电路。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
本发明增加相位调节器（T1和T2）构成的移相网络有助于实现最大转换增益，提升电路效率，因为它可以弥补倍频过程中有源管相位失配，从而提升转换效率。这个移相器的实现不限定类型，较为简单的是基于传输线移相，也可以是LC移相等。
同时，输入输出均为全差分结构，避免了常规倍频器的单端结构的弊端，对于集成电路而言受干扰的影响小。
最后，通过可配置开关实现了偶次倍频和奇次倍频的可配置，从而可灵活配置倍频器的倍数。
附图说明
图1-1为倍频器在无线接收机中应用电路示意图。
图1-2为图1-1的频谱图。
图2为一种常规倍频器的电路图。
图3为一种基于差分放大电路的倍频器。
图4为一种基于三倍频器的倍频发射机电路示意图。
图5-1和图5-2为图4电路对应的QPSK星座图各个信号变化情况。
图6为本发明一种基于移相网络的多模自混频倍频器电路。
具体实施方式
参见图6，本发明涉及的一种基于移相网络的多模自混频倍频器电路，输入信号Vi的两端分别经隔直电容一C1和隔直电容二C2后连接至MOS管一M1和MOS管二M2的栅极，MOS管一M1和MOS管二M2的栅极之间连接有偏置电阻一R1和偏置电阻二R2，偏置电阻一R1和偏置电阻二R2之间的电压点为偏置电压一VB1，MOS管一M1和MOS管二M2的源级接地，且MOS管一M1的漏极和MOS管二M2的漏极之间连接开关一SW1。
输入信号Vi的一端经相位调节器一T1和隔直电容三C3后连接至MOS管三M3和MOS管六M6的栅极，另一端经相位调节器二T2和隔直电容三C4后连接至开关二SW2的触点一。MOS管三M3的栅极和开关二SW2的触点一之间连接有偏置电阻三R3和偏置电阻四R4，电阻三R3和偏置电阻四R4之间的电压点为偏置电压二VB2。开关二SW2的触点二连接至偏置电压二VB3，开关二SW2的控制端连接至MOS管四M4和MOS管五M5的栅极。优选的，开关二SW2并联设置有两组，两个开关二SW2的触点一相连接，触点二相连接，触点三分别连接至MOS管四M4和MOS管五M5的栅极。
MOS管三M3的源级和MOS管四M4的源级共同连接至 MOS管一M1的漏极，MOS管五M5的源级和MOS管六M6的源级共同连接至MOS管二M2的漏极。
MOS管三M3的漏极和MOS管四M4的漏极分别经由负载一和负载二接地；MOS管五M5的漏极和MOS管六M6的漏极分别经由负载一和负载二接地。负载一和负载二之间构成输出端。
下面对本发明电路进行分析说明：
其中：
MOS管一M1和MOS管二M2是输入跨导，
MOS管三M3、MOS管四M4、MOS管五M5、MOS管六M6是开关对，提供信号的切换功能；
电感一L1，电容一C1，电感二L2，电容二C2是负载，电容一C1，电容二C2是输入对MOS管一M1和MOS管二M2的隔直电容，电阻一R1和电阻二R2是MOS管一M1和MOS管二M2的偏置电阻，偏置电压一为VB1；
电容三C3和电容四C4是MOS管（M3-M6）的隔直电容，电阻三R3和电阻四R4是开关对的偏置电阻，VB2是偏置电压二。
工作时：
从输入信号Vi到开关对gate经过了相位调节器（T1和T2），用以调节相位，最大化倍频器的转换增益和效率。
一、首先偶次倍频的其工作远离如下（以二倍频为例，此时SW1为打开状态，SW2指向LO）：
MOS管一M1端的输入信号为
Figure DEST_PATH_IMAGE022
，MOS管一M1输出信号为
Figure DEST_PATH_IMAGE024
，这里
Figure DEST_PATH_IMAGE026
是MOS管一M1输入到输出的相位差，随着输入频率增加，MOS管一M1的输入电压和输出电流相位差不再是180度，而随着频率会产生一定的漂移。
同时，MOS管三M3和MOS管四M4的信号可以写作：
Figure DEST_PATH_IMAGE028
（8）
以经过开关对，输出以2倍频为例：
Figure DEST_PATH_IMAGE030
（9）
假设电感一L1，电容一C1和电感二L2，电容二C2工作在二倍频（2ω），于是输出差分信号为
Figure DEST_PATH_IMAGE032
，为二倍频。
显然如果
Figure DEST_PATH_IMAGE034
不等于0，那么输出信号无法达到最大，所以此时选择移相网络移相的条件：
Figure DEST_PATH_IMAGE036
（10）
这里k为整数，即可满足最大转换增益。
二、对于奇次频率倍频的情况，此时SW1闭合，SW2指向VB3，以三次倍频为例：
MOS管一M1和MOS管二M2产生二次，其输出信号可以写作：
Figure DEST_PATH_IMAGE038
（11）
经过开关对并通过负载的L1，C1，和L2，C2在三次频率的选择可以得到输出信号为：
Figure DEST_PATH_IMAGE040
（12）
选择移相网络移相的条件：
Figure DEST_PATH_IMAGE042
（13）
这里k为整数，即可满足最大转换增益。
综上所述，本发明增加相位调节器（T1和T2）构成的移相网络有助于实现最大转换增益，提升电路效率，因为它可以弥补倍频过程中有源管相位失配，从而提升转换效率。同时，输入输出均为全差分结构，避免了常规倍频器的单端结构的弊端，对于集成电路而言受干扰的影响小、最后，通过可配置开关（SW1、SW2）实现了偶次倍频和奇次倍频的可配置，从而可灵活配置倍频器的倍数；同时输出LC网络也转为可配置频点。例如在二倍频条件下，LC谐振频率可以调谐在2w0，在三倍频的情况下，LC谐振频率通过切换电容或者电感，调谐在3w0即可。
本发明应用的场景主要有两个，①作为时钟信号的倍频器，此时采用本发明倍频器后无论是偶次倍频还是奇次倍频都有效，而且输入输出为全差分结构；②作为收发机前端，可以实现调制和解调功能。
下面结合图4对基于本发明的倍频器构成的三倍频发射机进行阐述：
假设输入信号为
Figure DEST_PATH_IMAGE044
，是一个QPSK调制信号，经过倍频器之后为
Figure DEST_PATH_IMAGE046
，这里载波信号频率变化为3倍，而信号的幅度是和转换增益G1相关，相位也是三倍，对于QPSK信号来说，调制信号变化如图5-1和图5-2所示，此时输入信号的1从第一象限转换到了第二象限，2从第二象限变为第一象限，3从第三象限变为第四象限，4则由第四象限进入第三象限，由此再接收解调的时候只需要根据此对应关系重新解码即可。
另外：需要注意的是，上述具体实施方式仅为本专利的一个优化方案，本领域的技术人员根据上述构思所做的任何改动或改进，均在本专利的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种基于移相网络的多模自混频倍频器电路，其特征在于：
差分输入信号（Vi）经跨导电路后输出的差分信号分别输入至开关对一和开关对二，且跨导电路的输出端之间连接有开关一；同时，差分输入信号的一端经相位调节器后输入开关对一和开关对二的一侧控制端，另一端经相位调节器后输入开关二，开关二与开关对一和开关对二的另一侧控制端，且开关对一和开关对二的的差分输出端均分别接入两个负载网络，上述两个负载网络与开关对一和开关对二的连接处构成差分输出端（VO）。
2.根据权利要求1所述一种基于移相网络的多模自混频倍频器电路，其特征在于：跨导电路由两个MOS管构成；开关对一和开关对二为分别有两个MOS管构成的镜像电路，负载网络为有可调电感和可调电容构成了LC网络。
3.根据权利要求1或2所述一种基于移相网络的多模自混频倍频器电路，其特征在于：所述相位调节器为移相器或延时器。
4.一种基于移相网络的多模自混频倍频器电路，其特征在于：输入信号Vi的两端分别经隔直电容一（C1）和隔直电容二（C2）后连接至MOS管一（M1）和MOS管二（M2）的栅极，MOS管一（M1）和MOS管二（M2）的栅极之间连接有偏置电阻一（R1）和偏置电阻二（R2），偏置电阻一（R1）和偏置电阻二（R2）之间的电压点为偏置电压一（VB1），MOS管一（M1）和MOS管二（M2）的源级接地，且MOS管一（M1）的漏极和MOS管二（M2）的漏极之间连接开关一（SW1）；
输入信号（Vi）的一端经相位调节器一（T1）和隔直电容三（C3）后连接至MOS管三（M3）和MOS管六（M6）的栅极，另一端经相位调节器二（T2）和隔直电容三（C4）后连接至开关二（SW2）的触点一，MOS管三（M3）的栅极和开关二（SW2）的触点一之间连接有偏置电阻三（R3）和偏置电阻四（R4），电阻三（R3）和偏置电阻四（R4）之间的电压点为偏置电压二（VB2）；开关二（SW2）的触点二连接至偏置电压二（VB3），开关二（SW2）的控制端连接至MOS管四（M4）和MOS管五（M5）的栅极；
MOS管三（M3）的源级和MOS管四（M4）的源级共同连接至 MOS管一（M1）的漏极，MOS管五（M5）的源级和MOS管六（M6）的源级共同连接至MOS管二（M2）的漏极；
MOS管三（M3）的漏极和MOS管五（M5）的漏极相连构成的信号输出端（Vo）的一端，MOS管四（M4）的漏极和MOS管六M6的漏极相连构成的信号输出端（Vo）的另一端，且信号输出端（Vo）的两端分别连接至负载一和负载二。
5.根据权利要求4所述一种基于移相网络的多模自混频倍频器电路，其特征在于：开关二（SW2）并联设置有两组，两个开关二（SW2）的触点一相连接，触点二相连接，触点三分别连接至MOS管四（M4）和MOS管五（M5）的栅极。
6.根据权利要求4所述一种基于移相网络的多模自混频倍频器电路，其特征在于：负载一为由并联的可调电感一（L1）和可调电容一（C1）构成的LC电路，和负载二由并联的可调电感二（L2）和可调电容六（C6）构成的LC电路。
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