CN116232231A - 一种下变频器及增益控制方法 - Google Patents

一种下变频器及增益控制方法 Download PDF

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CN116232231A CN202211573781.4A CN202211573781A CN116232231A CN 116232231 A CN116232231 A CN 116232231A CN 202211573781 A CN202211573781 A CN 202211573781A CN 116232231 A CN116232231 A CN 116232231A
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黄凯
杨昆明
贺黉胤
钟世广
张芳芳
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Abstract

本发明公开了一种下变频器及增益控制方法跨导放大器、混频开关和跨阻放大器，跨导放大器与混频开关连接，跨导放大器用于接收射频输入电压，跨导放大器用于将射频输入电压转换为射频输出电流，混频开关将射频输出电流混频处理，混频开关输出中频电流信号，跨阻放大器包括反馈电阻阵列，反馈电阻阵列与混频开关连接，跨阻放大器用于将中频电流信号转换为中频电压信号。跨导放大器将接收到的射频信号降噪处理后，输出射频电流信号，对射频电流信号混频处理，转换成中频电压信号，实现下变频功能；同时，通过控制跨阻放大器中的反馈电阻阵列来控制信号的增益，相比传统下变频器，扩大了增益控制的动态范围，提高了增益控制的步进精度。

Description

一种下变频器及增益控制方法
技术领域
本发明涉及下变频器增益控制方法技术，特别是一种下变频器及增益控制方法。
背景技术
由于射频接收机接收的信号大小存在变化,且接收机周围存在各种不同强度的干扰，因此需要使用下变频器对射频信号与本振信号混频，将射频信号转换为相对容易处理的中频信号，并根据输入信号和干扰的强度调整最佳的接收机增益，从而满足不同接收机的需求。
接收机的增益控制一般通过控制下变频器之前的低噪声放大器和下变频器之后的中频放大器实现。低噪声放大器处理的是射频电压信号，工作频率高，一般工作在开环模式下，增益控制的精度有限，增益步进常常为6dB或以上。中频放大器处理中频电压信号，工作频率相对较低，一般工作在闭环模式下，增益控制精度高，增益步进可达到1dB甚至更小。下变频增益控制较为复杂，通常设计成固定增益。
然而随着接收机的增益控制范围和控制精度要求的越来越高，设计一个增益动态范围更大、步进精度更高的下变频器，有着十分重要实际意义。
发明内容
本发明的目的在于至少解决现有技术中存在的接收机的增益动态范围较小、和步进精度较低的技术问题。为此，本发明提出一种下变频器及增益控制方法。
本发明提供的技术方案一提供一种下变频器，包括跨导放大器、混频开关和跨阻放大器，跨导放大器与混频开关连接，跨导放大器用于接收射频输入电压信号，跨导放大器用于将射频输入电压信号转换为射频输出电流信号，混频开关将射频输出电流信号混频处理，混频开关输出中频电流信号，跨阻放大器包括反馈电阻阵列，反馈电阻阵列与混频开关连接，跨阻放大器用于将中频电流信号转换为中频电压信号。
进一步地，混频开关包括第一晶体管和第二晶体管，第一晶体管和第二晶体管的漏极分别与跨导放大器连接，第一晶体管和第二晶体管的源极分别与跨阻放大器连接。
进一步地，跨阻放大器还包括运算放大器，运算放大器与反馈电阻阵列连接，运算放大器的输入端与反馈电阻阵列的一端连接，运算放大器的输出端与反馈电阻阵列的另一端连接。
进一步地，反馈电阻阵列包括开关和电阻，开关设置为不少于一个，开关和电阻的数量相同，开关与电阻串联，电阻与电阻并联。
进一步地，反馈电阻阵列包括开关和电阻，开关设置为不少于一个，开关和电阻的数量相同，开关与电阻串联，电阻与电阻串联。
进一步地，还包括电容，电容一端与跨导放大器连接，电容的另一端与混频开关连接。
本发明提供的技术方案二提供一种增益控制方法，应用于上述下变频器，包括：
跨导放大器接收射频输入电压信号，将射频输入电压转换为射频输出电流信号；
电容将射频输出电流信号交流耦合，以得到射频交流信号；
将射频交流信号与本振信号混频，输出中频电流信号；
跨阻放大器将中频电流信号转换为中频电压信号。
进一步地，将射频输入电压转换为射频输出电流信号的计算公式为：
iRF＝Gmeff×VRF
其中，iRF为射频输出电流，Gmeff为跨导放大器的有效跨导，VRF为射频输入电压。
进一步地，将射频交流信号与本振信号混频，输出中频电流信号，计算公式为：
iIF＝α×iRF＝Gmeff×α×VRF
其中，iIF为中频电流信号，α为混频电流的增益，iRF为射频输出电流，Gmeff为跨导放大器的有效跨导，VRF为射频输入电压。
进一步地，跨阻放大器将中频电流信号转换为中频电压信号，计算公式为：
VIF＝iIF×Rfb＝Gmeff×α×VRF×Rfb
GC＝Gmeff×α×Rfb
其中，VIF为中频电压信号，iIF为中频电流信号，α为混频电流的增益，iRF为射频输出电流，Gmeff为跨导放大器的有效跨导，VRF为射频输入电压，Rfb为电阻阵列的阻值，GC为下变频器的转换增益。
本发明的有益效果是：
本发明公开一种下变频器及增益控制方法跨导放大器、混频开关和跨阻放大器，跨导放大器与混频开关连接，跨导放大器用于接收射频输入电压，跨导放大器用于将射频输入电压转换为射频输出电流，混频开关将射频输出电流混频处理，混频开关输出中频电流信号，跨阻放大器包括反馈电阻阵列，反馈电阻阵列与混频开关连接，跨阻放大器用于将中频电流信号转换为中频电压信号。跨导放大器将接收到的射频信号降噪处理后，输出射频电流信号，对射频电流信号混频处理，转换成中频电压信号，实现下变频功能；同时，通过控制跨阻放大器中的反馈电阻阵列来控制信号的增益，相比传统下变频器，扩大了增益控制的动态范围，提高了增益控制的步进精度。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图做一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明的下变频器的电子结构图；
图2是本发明的反馈电阻阵列的电阻并联电路图；
图3是本发明的反馈电阻阵列的电阻串联电路图；
图中：
10、跨导放大器；11、混频开关；12、跨阻放大器；120、运算放大器；121、第一反馈电阻阵列；122、第二反馈电阻阵列；123、电阻子阵列。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，以下将参照本发明实施例中的附图，通过实施方式清楚、完整地描述本发明的技术方案，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明实施例一是一种下变频器，跨导放大器10、混频开关11和跨阻放大器12，跨导放大器10与混频开关11连接，跨导放大器用于接收射频输入电压信号，跨导放大器用于将射频输入电压信号转换为射频输出电流信号，混频开关将射频输出电流信号混频处理，混频开关输出中频电流信号，跨阻放大器包括反馈电阻阵列，反馈电阻阵列与混频开关连接，跨阻放大器用于将中频电流信号转换为中频电压信号。
在一些实施例中，参照图1，混频开关11包括第一晶体管M1和第二晶体管M2，第一晶体管M1和第二晶体管M2的栅极分别连接本振信号VLOP和VLON，混频开关11将射频输出电流信号iRF和本振信号VLOP和VLON进行混频，第一晶体管和第二晶体管的漏极与跨导放大器连接，第一晶体管和第二晶体管的源极分别与跨阻放大器连接。
在一些实施例中，跨阻放大器还包括运算放大器120，运算放大器120与反馈电阻阵列连接。反馈电阻阵列至少有3个端口，第一端口A用于连接开关输入输出，第二端口B用于连接电阻输入输出，第三端口S<n:0>用于连接开关状态控制。反馈电阻阵列的第一端口A连接运算放大器的输入端，作为跨阻放大器的电流信号输入端。跨阻放大器的输入端是一个虚地节点，没有大的电压摆幅，有利于提高开关线性。反馈电阻阵列的第二端口B连接运算放大器的输出，作为跨阻放大器的电压输出端。反馈电阻阵列的第三端口S<n:0>，由多个n+1比特的数字控制引脚组成，作为跨阻放大器的增益控制输入端。当开关控制信号S<n>＝0时，对应的开关关断，断开控制的电阻；当开关控制信号S<n>＝1时，对应的开关打开，连接控制的电阻。信号从第一端口A到第二端口B只经过一个开关，减少开关引入的电阻非线性。
在一些实施例中，参照图1，反馈电阻阵列设置有多个，本实施例设置有两个反馈电阻阵列，分别为第一反馈电阻阵列121和第二反馈电阻阵列122，反馈电阻阵列包括包括开关和电阻。
在一些实施例中，参照图2，反馈电阻阵列包含1个或多个电阻子阵列123。电阻子阵列123根据用户的增益控制步进要求，设计多个由开关控制的并联电阻，通过切换某个开关得到不同的电阻，或者同时打开多个开关得到不同电阻的并联，从而实现6dB以内的不同增益的精确控制。最后通过并联2个、4个或更多个电阻子阵列分别实现增益的-6dB、-12dB或更大的增益衰减，扩展下变频器的增益控制范围。
在一些实施例中，参照图3，反馈电阻阵列包含1个或多个电阻子阵列123。电阻子阵列123根据用户的增益控制步进要求，设计多个由开关控制的串联电阻，通过切换不同的开关得到1个电阻或多个电阻的串联，实现6dB增益以内的增益步进精确控制。最后通过并联2个、4个或更多个电阻子阵列分别实现增益的-6dB、-12dB或更大的增益衰减，扩展下变频器的增益控制范围。
在一些实施例中，还包括电容CRF，电容CRF一端与跨导放大器10连接，电容CRF的另一端与混频开关连接，电容CRF起到交流耦合的作用。
本发明提供的技术方案二提供一种增益控制方法，应用于上述下变频器，包括：
步骤1：跨导放大器接收射频输入电压，将射频输入电压转换为射频输出电流；
步骤2：电容将射频输出电流进行交流耦合，以得到射频交流信号；
步骤3：将射频交流信号与本振信号混频，输出中频电流信号；
步骤4：跨阻放大器将中频电流信号转换为中频电压信号。
在一些实施例中，将射频输入电压信号转换为射频输出电流信号的计算公式为：
iRF＝Gmeff×VRF
其中，iRF为射频输出电流，Gmeff为跨导放大器的有效跨导，VRF为射频输入电压。
在一些实施例中，将射频交流信号与本振信号混频，输出中频电流信号，混频开关控制信号VLOP和VLON为一组频率为FLO的差分本振信号，计算公式为：
iIF＝α×iRF＝Gmeff×α×VRF
其中，iIF为中频电流信号，α为混频电流的增益，iRF为射频输出电流，Gmeff为跨导放大器的有效跨导，VRF为射频输入电压。
在一些实施例中，跨阻放大器将中频电流信号转换为中频电压信号，计算公式为：
VIF＝iIF×Rfb＝Gmeff×α×VRF×Rfb
GC＝Gmeff×α×Rfb
其中，VIF为中频电压信号，iIF为中频电流信号，α为混频电流的增益，iRF为射频输出电流，Gmeff为跨导放大器的有效跨导，VRF为射频输入电压，Rfb为电阻阵列的阻值，GC为下变频器的转换增益。
由上述计算方法可知，下变频器的增益与反馈电阻阵列的阻值呈直接关系，可以通过控制电阻阵列的阻值Rfb来调整下变频器的增益。
本实施例的优选增益方法一：假定Gmeff＝20ms，α＝2/π，要求实现增益步进为1dB，增益控制范围为18～35dB，则反馈电阻阵列需要实现的阻值范围是253～1790Ω，各增益档需要的电阻阵列的阻值Rfb如表1所示。高增益的30～35dB的6个增益档所需要的电阻值介于1007Ω和1790Ω，电阻大小远大于开关阻抗且在集成电路工艺实现中版图面积不会太大。优选地，采用图2结构实现电阻阵列，其中6dB电阻子阵列取值为R0＝1790Ω，R1＝1595Ω，R2＝1422Ω，R3＝1267Ω，R4＝1129Ω，R5＝1007Ω。优选地采用4个6dB电阻子阵列实现18dB的增益控制范围，开关S<23：0>的具体控制方式如表2所示。
表1：增益18～35dB对应的电阻阵列阻值
增益(dB) 18 19 20 21 22 23 24 25 26
阻值(Ω) 253 284 318 357 401 450 504 566 630
增益(dB) 27 28 29 30 31 32 33 34 35
阻值(Ω) 713 800 897 1007 1129 1267 1422 1595 1790
表2：增益18～35dB对应的S<23:0>控制信号
增益(dB) S<23:0>控制信号
18 S<5>＝1，S<11>＝1，S<17>＝1，S<23>＝1，其他为0
19 S<4>＝1，S<10>＝1，S<16>＝1，S<22>＝1，其他为0
20 S<3>＝1，S<9>＝1，S<15>＝1，S<21>＝1，其他为0
21 S<2>＝1，S<8>＝1，S<14>＝1，S<20>＝1，其他为0
22 S<1>＝1，S<7>＝1，S<13>＝1，S<19>＝1，其他为0
23 S<0>＝1，S<6>＝1，S<12>＝1，S<18>＝1，其他为0
24 S<5>＝1，S<11>＝1，其他为0
25 S<4>＝1，S<10>＝1，其他为0
26 S<3>＝1，S<9>＝1，其他为0
27 S<2>＝1，S<8>＝1，其他为0
28 S<1>＝1，S<7>＝1，其他为0
29 S<0>＝1，S<6>＝1，其他为0
30 S<5>＝1，其他为0
31 S<4>＝1，其他为0
32 S<3>＝1，其他为0
33 S<2>＝1，其他为0
34 S<1>＝1，其他为0
35 S<0>＝1，其他为0
本实施例的优选增益方法二：假定Gmeff＝20ms，α＝2/π，要求实现增益步进为1dB，增益控制范围为0～17dB时的反馈电阻阵列需要实现的阻值范围是32～225Ω，各增益档需要的电阻阵列的阻值Rfb如表3所示。高增益的12～17dB的6个增益档所需要的电阻值介于127Ω和225Ω，电阻较小不便于集成电路工艺实现，选定最大电阻后其他电阻值采用并联方式实现是较好的方法。优选地采用图2结构实现电阻子阵列123，通过并联阻抗计算6dB电阻子阵列123取值为R0＝225Ω，R1＝1847Ω，R2＝1646Ω，R3＝1467Ω，R4＝1307Ω，R5＝1165Ω。优选地，采用4个6dB电阻子阵列实现18dB的增益控制范围，开关S<23：0>的具体控制方式如表4所示。
表3：增益0～17dB对应的电阻阵列阻值
增益(dB) 0 1 2 3 4 5 6 7 8
阻值(Ω) 32 36 40 45 50 57 64 71 80
增益(dB) 9 10 11 12 13 14 15 16 17
阻值(Ω) 90 101 113 127 142 160 179 201 225
表4：增益0～17dB对应的S<23:0>控制信号
增益(dB) S<23:0>控制信号
0 S<5:0>＝1，S<11:6>＝1，S<17:12>＝1，S<23:18>＝1
1 S<4:0>＝1，S<10:6>＝1，S<16:12>＝1，S<22:18>＝1，其他为0
2 S<3:0>＝1，S<9:6>＝1，S<15:12>＝1，S<21:18>＝1，其他为0
3 S<2:0>＝1，S<8:6>＝1，S<14:12>＝1，S<20:18>＝1，其他为0
4 S<1:0>＝1，S<7:6>＝1，S<13:12>＝1，S<19:18>＝1，其他为0
5 S<0>＝1，S<6>＝1，S<12>＝1，S<18>＝1，其他为0
6 S<5:0>＝1，S<11:0>＝1，其他为0
7 S<4:0>＝1，S<10:6>＝1，其他为0
8 S<3:0>＝1，S<9:6>＝1，其他为0
9 S<2:0>＝1，S<8:6>＝1，其他为0
10 S<1:0>＝1，S<7:6>＝1，其他为0
11 S<0>＝1，S<6>＝1，其他为0
12 S<5:0>＝1，其他为0
13 S<4:0>＝1，其他为0
14 S<3:0>＝1，其他为0
15 S<2:0>＝1，其他为0
16 S<1:0>＝1，其他为0
17 S<0>＝1，其他为0
本实施例的优选增益方法三：假定Gmeff＝20ms，α＝2/π，要求实现增益步进为1dB，增益控制范围为36～53dB时的反馈电阻阵列需要实现的阻值范围是2008～14218Ω，各增益档需要的反馈电阻阵列的阻值Rfb如表5所示。高增益的48～53dB的6个增益档所需要的电阻值介于7996Ω和14218Ω，电阻较大在集成电路工艺实现中版图面积较大，可以通过串联电阻的方式实现以减少版图面积，优选地采用图3结构实现电阻子阵列123，其中6dB增益电阻子阵列123取值为R0＝14218Ω，R1＝1546Ω，R2＝1378Ω，R3＝1228Ω，R4＝1095Ω，R5＝976Ω。优选地采用4个6dB电阻子阵列实现18dB的增益控制范围，开关S<23：0>的具体控制方式如表6所示。
表5：增益36～53dB对应的电阻阵列阻值
增益(dB) 36 37 38 39 40 41 42 43 44
阻值(Ω) 2008 2253 2528 2837 3183 3571 4007 4496 5045
增益(dB) 45 46 47 48 49 50 51 52 53
阻值(Ω) 5660 6351 7126 7996 8971 10066 11294 12672 14218
表6：增益36～53dB对应的S<23:0>控制信号
增益(dB) S<23:0>控制信号
36 S<5>＝1，S<11>＝1，S<17>＝1，S<23>＝1，其他为0
37 S<4>＝1，S<10>＝1，S<16>＝1，S<22>＝1，其他为0
38 S<3>＝1，S<9>＝1，S<15>＝1，S<21>＝1，其他为0
39 S<2>＝1，S<8>＝1，S<14>＝1，S<20>＝1，其他为0
40 S<1>＝1，S<7>＝1，S<13>＝1，S<19>＝1，其他为0
41 S<0>＝1，S<6>＝1，S<12>＝1，S<18>＝1，其他为0
42 S<5>＝1，S<11>＝1，其他为0
43 S<4>＝1，S<10>＝1，其他为0
44 S<3>＝1，S<9>＝1，其他为0
45 S<2>＝1，S<8>＝1，其他为0
46 S<1>＝1，S<7>＝1，其他为0
47 S<0>＝1，S<6>＝1，其他为0
48 S<5>＝1，其他为0
49 S<4>＝1，其他为0
50 S<3>＝1，其他为0
51 S<2>＝1，其他为0
52 S<1>＝1，其他为0
53 S<0>＝1，其他为0
本发明提出的下变频器及增益控制方法，采用电流混频和控制跨阻放大器反馈电阻大小的方法实现增益控制，提出的跨阻放大器反馈电阻采用反馈电阻阵列方式实现，相比传统下变频器，提高了增益控制的动态范围，改进了增益控制的步进精度；本发明具有精确步进的6dB电阻子阵列装置，以及由多个电阻子阵列123扩展为增益大动态范围的电阻阵列实现方法，有利于在集成电路中减少版图面积和提高增益控制的精度。
在本发明的描述中，若干的含义是一个以上，多个的含义是两个以上，大于、小于、超过等理解为不包括本数，以上、以下、以内等理解为包括本数。如果有描述到第一、第二只是用于区分技术特征为目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量或者隐含指明所指示的技术特征的先后关系。
本发明的描述中，除非另有明确的限定，设置等词语应做广义理解，所属技术领域技术人员可以结合技术方案的具体内容合理确定上述词语在本发明中的具体含义。
本发明的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示意性实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。
注意，上述仅为本发明的较佳实施例及所运用技术原理。本领域技术人员会理解，本发明不限于这里所述的特定实施例，对本领域技术人员来说能够进行各种明显的变化、重新调整和替代而不会脱离本发明的保护范围。因此，虽然通过以上实施例对本发明进行了较为详细的说明，但是本发明不仅仅限于以上实施例，在不脱离本发明构思的情况下，还可以包括更多其他等效实施例，而本发明的范围由所附的权利要求范围决定。

Claims (10)

1.一种下变频器，其特征在于，包括：跨导放大器、混频开关和跨阻放大器，所述跨导放大器与所述混频开关连接，所述跨导放大器用于接收射频输入电压信号，所述跨导放大器用于将射频输入电压信号转换为射频输出电流信号，所述混频开关将射频输出电流信号混频处理，所述混频开关输出中频电流信号，所述跨阻放大器包括反馈电阻阵列，所述反馈电阻阵列与所述混频开关连接，所述跨阻放大器用于将中频电流信号转换为中频电压信号。
2.根据权利要求1所述的一种下变频器，其特征在于：所述混频开关包括第一晶体管和第二晶体管，所述第一晶体管和第二晶体管与所述跨导放大器和跨阻放大器连接。
3.根据权利要求1所述的一种下变频器，其特征在于：所述跨阻放大器还包括运算放大器，所述运算放大器与反馈电阻阵列连接，运算放大器的输入端与所述反馈电阻阵列的一端连接，所述运算放大器的输出端与所述反馈电阻阵列的另一端连接。
4.根据权利要求3所述的一种下变频器，其特征在于：所述反馈电阻阵列包括开关和电阻，所述开关设置为不少于一个，所述开关和电阻的数量相同，所述开关与电阻串联，所述电阻之间并联。
5.根据权利要求3所述的一种下变频器，其特征在于：所述反馈电阻阵列包括开关和电阻，所述开关设置为不少于一个，所述开关和电阻的数量相同，所述开关与电阻串联，所述电阻之间串联。
6.根据权利要求1所述的一种下变频器，其特征在于：还包括电容，所述电容一端与所述跨导放大器连接，所述电容的另一端与所述混频开关连接。
7.一种增益控制方法，应用于权利要求1-6任一项所述的下变频器，其特征在于，包括：
跨导放大器接收射频输入电压信号，将射频输入电压信号转换为射频输出电流信号；
电容将射频输出电流信号交流耦合，以得到射频交流信号；
将射频交流信号与本振信号混频，输出中频电流信号；
跨阻放大器将中频电流信号转换为中频电压信号。
8.根据权利要求7所述的一种增益控制方法，其特征在于，所述将射频输入电压信号转换为射频输出电流信号的计算公式为：
iRF＝Gmeff×VRF
其中，iRF为射频输出电流，Gmeff为跨导放大器的有效跨导，VRF为射频输入电压。
9.根据权利要求7所述的一种增益控制方法，其特征在于，所述将射频交流信号与本振信号混频，输出中频电流信号的计算公式为：
iIF＝α×iRF＝Gmeff×α×VRF
其中，iIF为中频电流信号，α为混频电流的增益，iRF为射频输出电流，Gmeff为跨导放大器的有效跨导，VRF为射频输入电压。
10.根据权利要求7所述的一种增益控制方法，其特征在于，所述跨阻放大器将中频电流信号转换为中频电压信号，计算公式为：
VIF＝iIF×Rfb＝Gmeff×α×VRF×Rfb
GC＝Gmeff×α×Rfb
其中，VIF为中频电压信号，iIF为中频电流信号，α为混频电流的增益，iRF为射频输出电流，Gmeff为跨导放大器的有效跨导，VRF为射频输入电压，Rfb为电阻阵列的阻值，GC为下变频器的转换增益。
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Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103051288A (zh) * 2012-12-14 2013-04-17 东南大学 一种可重构无源混频器
CN111835299A (zh) * 2020-09-21 2020-10-27 成都嘉纳海威科技有限责任公司 一种具有可变带宽的可变增益放大器
CN114553158A (zh) * 2021-12-28 2022-05-27 广州润芯信息技术有限公司 一种低噪声放大器及接收机下变频系统

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103051288A (zh) * 2012-12-14 2013-04-17 东南大学 一种可重构无源混频器
CN111835299A (zh) * 2020-09-21 2020-10-27 成都嘉纳海威科技有限责任公司 一种具有可变带宽的可变增益放大器
CN114553158A (zh) * 2021-12-28 2022-05-27 广州润芯信息技术有限公司 一种低噪声放大器及接收机下变频系统

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