CN206865416U - 射频单端转差分跨导互补型高性能下混频器 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种射频单端转差分跨导互补型高性能下混频器，包括跨导级电路、开关级电路、负载级电路，跨导级电路包括第一级跨导单元和第二级跨导单元，第一级跨导单元为NMOS‑PMOS对，第二级跨导单元为PMOS‑NMOS对。本申请采用电流复用技术，在不增加功耗的基础上提升了电路设计和优化的自由度，避免了由于堆叠结构带来的增益不足的问题。跨导级采用NMOS‑PMOS对的结构，形成相位相差180°的RF信号，不仅避免了使用片上巴伦，有效减少了芯片面积，也有效降低了电路噪声。如果只采用一级NMOS‑PMOS对的跨导结构，会导致输出I/Q两路线性度不一致。

Description

射频单端转差分跨导互补型高性能下混频器

技术领域

本申请属于射频集成电路设计技术领域，具体为一种应用于无线接收机系统的低功耗高增益高线性度改进型射频单端转差分跨导互补型高性能下混频器。

背景技术

近年来，随着通讯业的迅猛发展，人们对于无线接收机的性能要求也越来越高。下混频器一般用作各类无线接收机的变频电路，其功能是将高频信号转换成便于信号处理的低频信号。对于绝大多数射频接收系统来说，下混频器是一个必不可少的模块。由于下混频器是一个非线性系统，信号经过混频器后会发生增益压缩，产生信号的失真，所以线性度是一个很重要的指标。为了延长系统电池的使用寿命，必然要求接收机中各模块降低功耗，并且希望下混频器在功耗较低的基础上提供较高的电压增益。设计一款低功耗高增益的下混频器具有广泛的应用前景和应用价值。

传统的吉尔伯特混频器广泛应用于下混频的设计中，主要原因是其具有一定的增益和较大的隔离度，传统的吉尔伯特混频器电路如图1所示。差分射频信号从NM5和NM6的栅极输入，改变NM5和NM6的大小极其偏置可调节混频器跨导gm，再调节负载电阻RL1和RL2的大小，可获得不同的电压增益。NM1-NM4是开关管，通过调节其大小和偏置电压，并在其栅极输入差分的本振信号，可以使它们工作在开关状态，实现本振信号与从NM5和NM6放大过来的射频信号进行混频。该结构具有一定的增益与较高的隔离度，但是传统吉尔伯特混频器具有以下缺点：

一、功耗大。为了使混频电路有一定的增益，以满足系统需求，电流需要达到毫安级。

二、增益低。传统吉尔伯特结构混频器的增益很大程度取决于跨导管跨导的大小和负载阻抗的大小。但在低功耗条件下，跨导管的跨导会很小，增大普通电阻组在带来的增益提升也十分有限。

三、噪声系数大。传统吉尔伯特混频器从栅极输入信号，从栅端看进去的输入阻抗很大，与前级输出阻抗匹配程度差，致使噪声系数较大，难以满足系统要求。

实用新型内容

为解决上述技术问题，本申请的目的在于提供一种应用于无线接收机系统的低功耗高增益高线性度改进型射频单端转差分跨导互补型高性能下混频器，能够在降低电路功耗和噪声的同时，提高增益和线性度。

为实现上述目的，本申请提供以下的技术方案：一种射频单端转差分跨导互补型高性能下混频器，其特征在于，包括跨导级电路、开关级电路、负载级电路，其中所述跨导级电路包括第一级跨导单元和第二级跨导单元，所述第一级跨导单元为NMOS-PMOS对，所述第二级跨导单元为PMOS-NMOS对。

优选地，所述第一级跨导单元包括NMOS管NM9和PMOS管PM2，所述第二级跨导单元包括NMOS管NM10和PMOS管PM1，所述NMOS管NM9的栅极通过电容C5和所述PMOS管PM1的栅极连接并用于接收RF信号，所述NMOS管NM9的漏极和所述PMOS管PM1的漏极连接以用于输出RF+信号；所述NMOS管NM10的栅极通过电容C6和所述PMOS管PM2的栅极连接并用于接收RF信号，所述NMOS管NM10的源极和所述PMOS管PM2的源极连接以用于输出RF-信号，所述NMOS管NM9的源极和所述PMOS管PM2的漏极接地，所述PMOS管PM1的源极与所述NMOS管NM10的漏极分别与VDD连接，NMOS管NM9和PMOS管PM2的跨导值以及流过的电流相同，PMOS管PM1和NMOS管NM10的跨导值以及流过的电流相同，所述电容C5和所述电容C6的电容值相等。

优选地，包括电容C7和电容C8，所述电容C7的一端用于接收RF信号，所述电容C7的另一端分别与电容C5和所述NMOS管NM9的栅极连接；所述电容C8的一端用于接收RF信号，所述电容C8的另一端分别与电容C6和所述PMOS管PM2的栅极连接，所述电容C7和所述电容C8的电容值相等。

优选地，所述开关级电路包括I信道开关电路和Q信道开关电路，所述NMOS管NM9和所述PMOS管PM1生成的RF+通过所述I信道开关电路和所述Q信道开关电路与本振信号耦合，所述PMOS管PM2和所述NMOS管NM10生成的RF-通过所述I信道开关电路和所述Q信道开关电路与本振信号耦合，所述负载级电路包括I信道负载单元和Q信道负载单元，所述I信道开关电路和所述I信道负载单元之间输出I信道中频信号，所述Q信道开关电路和所述Q信道负载单元之间输出Q信道中频信号。

本申请公开了一种射频单端转差分跨导互补型高性能下混频器，包括跨导级电路、开关级电路、负载级电路，其中所述跨导级电路包括第一级跨导单元和第二级跨导单元，所述第一级跨导单元为NMOS-PMOS对，所述第二级跨导单元为PMOS-NMOS对，所述第一级跨导单元包括NMOS管NM9和PMOS管PM2，所述第二级跨导单元包括NMOS管NM10和PMOS管PM1，所述NMOS管NM9的栅极通过电容C5和所述PMOS管PM1的栅极连接并用于接收RF信号，所述NMOS管NM9的漏极和所述PMOS管PM1的漏极连接以用于输出RF+信号；所述NMOS管NM10的栅极通过电容C6和所述PMOS管PM2的栅极连接并用于接收RF信号，所述NMOS管NM10的源极和所述PMOS管PM2的源极连接以用于输出RF-信号，所述开关级电路包括I信道开关电路和Q信道开关电路，所述I信道开关电路包括NMOS管NM1、NMOS管NM2、NMOS管NM3以及NMOS管NM4，所述NMOS管NM1的栅极和所述NMOS管NM4的栅极用于接收I信道本振正信号LOI+，所述NMOS管NM2的栅极和所述NMOS管NM3的栅极用于接收I信道本振负信号LOI-，所述RF+信号经由所述NMOS管NM1的源极和所述NMOS管NM2的源极输入所述I信道开关电路，所述RF-信号经由所述NMOS管NM3的源极和所述NMOS管NM4的源极输入所述I信道开关电路；所述Q信道开关电路包括NMOS管NM5、NMOS管NM6、NMOS管NM7以及NMOS管NM8，所述NMOS管NM5的栅极和所述NMOS管NM8的栅极用于接收Q信道本振正信号LOQ+，所述NMOS管NM6的栅极和所述NMOS管NM7的栅极用于接收Q信道本振负信号LOQ-，所述RF+信号经由所述NMOS管NM5的源极和所述NMOS管NM6的源极输入所述Q信道开关电路，所述RF-信号经由所述NMOS管NM7的源极和所述NMOS管NM8的源极输入所述Q信道开关电路。

优选地，所述负载级电路包括I信道负载单元和Q信道负载单元，所述I信道负载单元包括电容C1、电容C2、负载电阻RL1和负载电阻RL2，所述电容C1的一端与所述负载电阻RL1的一端连接且形成有第一连接点，所述电容C2的一端与所述负载电阻RL2的一端连接且形成有第二连接点，所述第一连接点与所述NMOS管NM1的漏极和所述NMOS管NM3的漏极连接且用于输出I信道中分正信号IFI+，所述第二连接点与所述NMOS管NM2的漏极和所述NMOS管NM4的漏极连接且用于输出I信道中分负信号IFI-，所述Q信道负载单元包括电容C3、电容C4、负载电阻RL3和负载电阻RL4，所述电容C3的一端与所述负载电阻RL3的一端连接且形成有第三连接点，所述电容C4的一端与所述负载电阻RL4的一端连接且形成有第四连接点，所述第三连接点与所述NMOS管NM5的漏极和所述NMOS管NM7的漏极连接且用于输出Q信道中分负信号IFQ-，所述第四连接点与所述NMOS管NM6的漏极和所述NMOS管NM8的漏极连接且用于输出Q信道中分正信号IFQ+，所述电容C1的另一端、所述电容C2的另一端、所述电容C3的另一端、所述电容C4的另一端、所述负载电阻RL1的另一端、所述负载电阻RL2的另一端、所述负载电阻RL3的另一端、所述负载电阻RL4的另一端均与VDD连接。

优选地，包括电容C7和电容C8，所述电容C7的一端用于接收RF信号，所述电容C7的另一端分别与电容C5和所述NMOS管NM9的栅极连接；所述电容C8的一端用于接收RF信号，所述电容C8的另一端分别与电容C6和所述PMOS管PM2的栅极连接，所述电容C7和所述电容C8的电容值相等。

优选地，所述NMOS管NM1、所述NMOS管NM2、所述NMOS管NM3、所述NMOS管NM4、所述NMOS管NM5、所述NMOS管NM6、所述NMOS管NM7以及所述NMOS管NM8宽长比相同，完全对称。

优选地，所述电容C1、所述电容C2、所述电容C3、所述电容C4的电容值相等，所述负载电阻RL1、所述负载电阻RL2、所述负载电阻RL3、所述负载电阻RL4的阻值相同。

优选地，所述电容C5和所述电容C6的电容值相等NMOS管NM9和PMOS管PM2的跨导值以及流过的电流相同，PMOS管PM1和NMOS管NM10的跨导值以及流过的电流相同。

本申请的这种改进的下变频吉尔伯特混频器的设计方案与传统设计方案相比具有以下几个明显的优点。

1)采用电流复用技术，增加了功耗作为电路设计和优化的自由度，避免了由于堆叠结构带来的增益不足的问题。

2)跨导级采用NMOS-PMOS对的结构，形成相位相差180°的RF信号，不仅避免了使用片上巴伦，有效减少了芯片面积，也有效降低了电路噪声。

3)如果只采用一级NMOS-PMOS对的跨导结构，会导致输出I/Q两路线性度不一致，采用了电流复用技术，在不增加额外功耗的基础上增加一级PMOS-NMOS跨导级，巧妙地消除了由于载流子迁移率不同带来的对于线性度不一致的影响，并且提高了增益。

综上所述，该改进型下混频吉尔伯特混频器采用了两级跨导电流复用技术，并且两级跨导分别选择了NMOS-PMOS对和PMOS-NMOS对。在降低功耗的同时，提高了转换电压增益、降低了噪声系数、提高了线性度。可应用于低功耗射频前端。

附图说明

图1是传统吉尔伯特混频器的电路原理图；

图2是本申请下混频器的原理框图；

图3是本申请下混频器的电路原理图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本申请的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本申请，但不用来限制本申请的范围。

参照图2所示，本申请实施例公开了一种射频单端转差分跨导互补型高性能下混频器，包括跨导级电路、开关级电路、负载级电路，其中所述跨导级电路包括第一级跨导单元和第二级跨导单元，所述第一级跨导单元为NMOS-PMOS对，所述第二级跨导单元为PMOS-NMOS对。所述第一级跨导单元和所述第二级跨导单元用于接收射频RF信号，并形成RF差分信号RF+、RF-。所述开关级电路包括I信道开关电路和Q信道开关电路，所述第一级跨导单元生成的RF+通过所述I信道开关电路和所述Q信道开关电路与本振正信号LOI+、LOQ+耦合，所述第二级跨导单元生成的RF-通过所述I信道开关电路和所述Q信道开关电路与本振负信号LOI-、LOQ-耦合。由此，所述第一级跨导单元和所述第二级跨导单元向外输出I信道中频信号IFI+、IFI-和Q信道中频信号IFQ+、IFQ-。负载级电路包括I信道负载单元和Q信道负载单元。负载级电路把混频产生的中频电流信号转换成电压信号输出。

具体的，参照图3所示，本申请实施例公开了一种射频单端转差分跨导互补型高性能下混频器，包括跨导级电路、开关级电路、负载级电路。

其中所述跨导级电路包括第一级跨导单元和第二级跨导单元，所述第一级跨导单元为NMOS-PMOS对，所述第二级跨导单元为PMOS-NMOS对，所述第一级跨导单元包括NMOS管NM9和PMOS管PM2，所述第二级跨导单元包括NMOS管NM10和PMOS管PM1，所述NMOS管NM9的栅极通过电容C5和所述PMOS管PM1的栅极连接并用于接收RF信号，所述NMOS管NM9的漏极和所述PMOS管PM1的漏极连接以用于输出RF+信号；所述NMOS管NM10的栅极通过电容C6和所述PMOS管PM2的栅极连接并用于接收RF信号，所述NMOS管NM10的源极和所述PMOS管PM2的源极连接以用于输出RF-信号。其中，NMOS管NM9和PMOS管的跨导值以及流过的电流相同，PMOS管PM1和NMOS管的跨导值以及流过的电流相同。电容C5和电容C6的电容值相等。例如，电容C5可以大约为1pF。相应的，电容C6也可以大约为1pF。

所述开关级电路包括I信道开关电路和Q信道开关电路，所述I信道开关电路包括NMOS管NM1、NMOS管NM2、NMOS管NM3以及NMOS管NM4，所述NMOS管NM1的栅极和所述NMOS管NM4的栅极用于接收I信道本振正信号LOI+，所述NMOS管NM2的栅极和所述NMOS管NM3的栅极用于接收I信道本振负信号LOI-，所述RF+信号经由所述NMOS管NM1的源极和所述NMOS管NM2的源极输入所述I信道开关电路，所述RF-信号经由所述NMOS管NM3的源极和所述NMOS管NM4的源极输入所述I信道开关电路；所述Q信道开关电路包括NMOS管NM5、NMOS管NM6、NMOS管NM7以及NMOS管NM8，所述NMOS管NM5的栅极和所述NMOS管NM8的栅极用于接收Q信道本振正信号LOQ+，所述NMOS管NM6的栅极和所述NMOS管NM7的栅极用于接收Q信道本振负信号LOQ-，所述RF+信号经由所述NMOS管NM5的源极和所述NMOS管NM6的源极输入所述Q信道开关电路，所述RF-信号经由所述NMOS管NM7的源极和所述NMOS管NM8的源极输入所述Q信道开关电路。其中，NMOS管NM1、NMOS管NM2、NMOS管NM3以及NMOS管NM4、NMOS管NM5、NMOS管NM6、NMOS管NM7以及NMOS管NM8宽长比相同，完全对称。

所述负载级电路包括I信道负载单元和Q信道负载单元，所述I信道负载单元包括电容C1、电容C2、负载电阻RL1和负载电阻RL2，所述电容C1的一端与所述负载电阻RL1的一端连接且形成有第一连接点，所述电容C2的一端与所述负载电阻RL2的一端连接且形成有第二连接点，所述第一连接点与所述NMOS管NM1的漏极和所述NMOS管NM3的漏极连接且用于输出I信道中分正信号IFI+，所述第二连接点与所述NMOS管NM2的漏极和所述NMOS管NM4的漏极连接且用于输出I信道中分负信号IFI-，所述Q信道负载单元包括电容C3、电容C4、负载电阻RL3和负载电阻RL4，所述电容C3的一端与所述负载电阻RL3的一端连接且形成有第三连接点，所述电容C4的一端与所述负载电阻RL4的一端连接且形成有第四连接点，所述第三连接点与所述NMOS管NM5的漏极和所述NMOS管NM7的漏极连接且用于输出Q信道中分负信号IFQ-，所述第四连接点与所述NMOS管NM6的漏极和所述NMOS管NM8的漏极连接且用于输出Q信道中分正信号IFQ+，所述电容C1的另一端、所述电容C2的另一端、所述电容C3的另一端、所述电容C4的另一端、所述负载电阻RL1的另一端、所述负载电阻RL2的另一端、所述负载电阻RL3的另一端、所述负载电阻RL4的另一端均与VDD连接。其中，VDD可以为1.8V，亦可在其他电压下得到实现。

射频单端转差分跨导互补型高性能下混频器包括电容C7和电容C8，所述电容C7的一端用于接收RF信号，所述电容C7的另一端分别与电容C5和所述NMOS管NM9的栅极连接；所述电容C8的一端用于接收RF信号，所述电容C8的另一端分别与电容C6和所述PMOS管PM2的栅极连接。优选地，所述电容C7和所述电容C8的电容值相等。例如，所述电容C7的电容值可以大约为5pF。相应的，所述电容C8的电容值可以大约为5pF。

所述的跨导级采用了两级跨导电流复用技术，并且两级跨导分别选择了NMOS-PMOS对和PMOS-NMOS对。

其中，第一级跨导级使用了NMOS-PMOS对以形成相位相差180°的RF信号，从而避免了使用片上巴伦，有效减少了芯片面积。第二级跨导使用了与第一级跨导相反的PMOS-NMOS对，抵消了由于N型载流子与P型载流子迁移率不同带来的信号输出误差，有效提高了I支路与Q支路的线性度。

该下变频改进型吉尔伯特混频器负载级由4个电容C1、C2、C3、C4和负载电阻RL1、RL2、RL3、RL4共同构成低通滤波网络。开关级由8个N型MOS管NM1、NM2、NM3、NM4、NM5、NM6、NM7、NM8构成。跨导有两级。第一级为NM9和PM2，第二级采用电流复用技术，由PM1和NM10构成。第一级跨导和第二级跨导之间由小电容C5、C6连接。两级跨导的左端上方PM1的漏极与下方NM9的漏极相连；右端上方NM10的源极与下方PM2的源极相连。射频RF信号通过两个较大的电容C7和C8输入NM9和PM2的栅极。其中，电容C1、电容C2、电容C3、电容C4的容值大小相同；负载电阻RL1、负载电阻RL2、负载电阻RL3、负载电阻RL4的阻值相同。负载级电阻电容构成低通滤波网络，实现输出信号的初步滤波。

本振信号采用了I/Q两路正交结构以抑制镜像信号。跨导级由MOS管PM1、NM10、NM9、PM2以及电容C5、C6共同构成。作为一种该进的电流复用跨导级，采用了反相器结构，不仅可以避免交流信号通过电流复用级跨导的输出阻抗流入交流地，还放大了输入信号。两级跨导放大的交流电流之和流入开关级，并不消耗额外的功耗，可以满足高增益和低功耗。其中，PM1和NM10作为跨导级的一部分，复用了交流小信号。为了较小最低电压的限制，在两级跨导间增加隔直电容，方便偏置的分别设置。

本申请的这种改进的下变频吉尔伯特混频器的设计方案与传统设计方案相比具有以下几个明显的优点。

1)采用电流复用技术，在不增加功耗的基础上提升了电路设计和优化的自由度，避免了由于堆叠结构带来的增益不足的问题。

2)跨导级采用NMOS-PMOS对的结构，形成相位相差180°的RF信号，不仅避免了使用片上巴伦，有效减少了芯片面积，也有效降低了电路噪声。

3)如果只采用一级NMOS-PMOS对的跨导结构，会导致输出I/Q两路线性度不一致，采用了电流复用技术，在不增加额外功耗的基础上增加一级PMOS-NMOS跨导级，巧妙地消除了由于载流子迁移率不同带来的对于线性度不一致的影响，并且提高了增益。

综上所述，该改进型下混频吉尔伯特混频器采用了两级跨导电流复用技术，并且两级跨导分别选择了NMOS-PMOS对和PMOS-NMOS对。在降低功耗的同时，提高了转换电压增益、降低了噪声系数、提高了线性度。可应用于低功耗射频前端。

更具体的，本申请提出的改进型吉尔伯特混频器结合附图及实施例详说明如下：

本申请提出的改进型吉尔伯特混频器如图3所示，由PMOS管PM1-PM2，NMOS管NM1-NM10，电阻RL1-RL4以及电容C1-C8组成对称结构。各部分的具体电路结构和连接关系详细说明如下：

射频RF输入信号分别经由电容C7，C8输入NM9和PM2的栅极，经由C5，C6输入PM1和NM10的栅极，再分别经由PM1和NM9的漏极与NM10和PM2之间的源极形成RF差分信号。

差分本振输入信号LOI+和LOI-分别从开关单元的NMOS管NM1、NM4的栅极和NMOS管NM2、NM3的栅极输入；差分本振输入信号LOQ+和LOQ-则分别从开关单元的NMOS管NM5、NM8的栅极和NMOS管NM6、NM7的栅极输入。

射频RF信号经由跨导级形成差分信号RF+以及RF-。其中PM1与NM9之间的RF+信号经由NM1、NM2、NM5、NM6输入开关级，与本振信号耦合。PM1与NM9之间的RF+信号经由NM1、NM2和NM5、NM6输入开关级，与本振信号LOI+以及LOQ+耦合。NM10与PM2之间的RF-信号经由NM3、NM4、NM7、NM8输入开关级，与本振信号LOI-以及LOQ-耦合。

中频IF信号由负载级RC低通滤波网络下端和开关管漏极之间输出。具体为：

IFI+由RL1、C1和NM1、NM3之间输出；IFI-由RL2、C2和NM2、NM4之间输出；IFQ+由RL4、C4和NM6、NM8之间输出；IFQ-由RL3、C3和NM5、NM7之间输出。

以上为对本申请实施例的描述，通过对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本申请。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本申请的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本申请将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (10)

1.一种射频单端转差分跨导互补型高性能下混频器，其特征在于，包括跨导级电路、开关级电路、负载级电路，其中所述跨导级电路包括第一级跨导单元和第二级跨导单元，所述第一级跨导单元为NMOS-PMOS对，所述第二级跨导单元为PMOS-NMOS对。

2.根据权利要求1所述的射频单端转差分跨导互补型高性能下混频器，其特征在于，所述第一级跨导单元包括NMOS管NM9和PMOS管PM2，所述第二级跨导单元包括NMOS管NM10和PMOS管PM1，所述NMOS管NM9的栅极通过电容C5和所述PMOS管PM1的栅极连接并用于接收RF信号，所述NMOS管NM9的漏极和所述PMOS管PM1的漏极连接以用于输出RF+信号；所述NMOS管NM10的栅极通过电容C6和所述PMOS管PM2的栅极连接并用于接收RF信号，所述NMOS管NM10的源极和所述PMOS管PM2的源极连接以用于输出RF-信号，所述NMOS管NM9的源极和所述PMOS管PM2的漏极接地，所述PMOS管PM1的源极与所述NMOS管NM10的漏极分别与VDD连接，NMOS管NM9和PMOS管PM2的跨导值以及流过的电流相同，PMOS管PM1和NMOS管NM10的跨导值以及流过的电流相同，所述电容C5和所述电容C6的电容值相等。

3.根据权利要求2所述的射频单端转差分跨导互补型高性能下混频器，其特征在于，包括电容C7和电容C8，所述电容C7的一端用于接收RF信号，所述电容C7的另一端分别与电容C5和所述NMOS管NM9的栅极连接；所述电容C8的一端用于接收RF信号，所述电容C8的另一端分别与电容C6和所述PMOS管PM2的栅极连接，所述电容C7和所述电容C8的电容值相等。

4.根据权利要求2所述的射频单端转差分跨导互补型高性能下混频器，其特征在于，所述开关级电路包括I信道开关电路和Q信道开关电路，所述NMOS管NM9和所述PMOS管PM1生成的RF+通过所述I信道开关电路和所述Q信道开关电路与本振信号耦合，所述PMOS管PM2和所述NMOS管NM10生成的RF-通过所述I信道开关电路和所述Q信道开关电路与本振信号耦合，所述负载级电路包括I信道负载单元和Q信道负载单元，所述I信道开关电路和所述I信道负载单元之间输出I信道中频信号，所述Q信道开关电路和所述Q信道负载单元之间输出Q信道中频信号。

5.一种射频单端转差分跨导互补型高性能下混频器，其特征在于，包括跨导级电路、开关级电路、负载级电路，其中所述跨导级电路包括第一级跨导单元和第二级跨导单元，所述第一级跨导单元为NMOS-PMOS对，所述第二级跨导单元为PMOS-NMOS对，所述第一级跨导单元包括NMOS管NM9和PMOS管PM2，所述第二级跨导单元包括NMOS管NM10和PMOS管PM1，所述NMOS管NM9的栅极通过电容C5和所述PMOS管PM1的栅极连接并用于接收RF信号，所述NMOS管NM9的漏极和所述PMOS管PM1的漏极连接以用于输出RF+信号；所述NMOS管NM10的栅极通过电容C6和所述PMOS管PM2的栅极连接并用于接收RF信号，所述NMOS管NM10的源极和所述PMOS管PM2的源极连接以用于输出RF-信号，所述开关级电路包括I信道开关电路和Q信道开关电路，所述I信道开关电路包括NMOS管NM1、NMOS管NM2、NMOS管NM3以及NMOS管NM4，所述NMOS管NM1的栅极和所述NMOS管NM4的栅极用于接收I信道本振正信号LOI+，所述NMOS管NM2的栅极和所述NMOS管NM3的栅极用于接收I信道本振负信号LOI-，所述RF+信号经由所述NMOS管NM1的源极和所述NMOS管NM2的源极输入所述I信道开关电路，所述RF-信号经由所述NMOS管NM3的源极和所述NMOS管NM4的源极输入所述I信道开关电路；所述Q信道开关电路包括NMOS管NM5、NMOS管NM6、NMOS管NM7以及NMOS管NM8，所述NMOS管NM5的栅极和所述NMOS管NM8的栅极用于接收Q信道本振正信号LOQ+，所述NMOS管NM6的栅极和所述NMOS管NM7的栅极用于接收Q信道本振负信号LOQ-，所述RF+信号经由所述NMOS管NM5的源极和所述NMOS管NM6的源极输入所述Q信道开关电路，所述RF-信号经由所述NMOS管NM7的源极和所述NMOS管NM8的源极输入所述Q信道开关电路。

6.根据权利要求5所述的射频单端转差分跨导互补型高性能下混频器，其特征在于，所述负载级电路包括I信道负载单元和Q信道负载单元，所述I信道负载单元包括电容C1、电容C2、负载电阻RL1和负载电阻RL2，所述电容C1的一端与所述负载电阻RL1的一端连接且形成有第一连接点，所述电容C2的一端与所述负载电阻RL2的一端连接且形成有第二连接点，所述第一连接点与所述NMOS管NM1的漏极和所述NMOS管NM3的漏极连接且用于输出I信道中分正信号IFI+，所述第二连接点与所述NMOS管NM2的漏极和所述NMOS管NM4的漏极连接且用于输出I信道中分负信号IFI-，所述Q信道负载单元包括电容C3、电容C4、负载电阻RL3和负载电阻RL4，所述电容C3的一端与所述负载电阻RL3的一端连接且形成有第三连接点，所述电容C4的一端与所述负载电阻RL4的一端连接且形成有第四连接点，所述第三连接点与所述NMOS管NM5的漏极和所述NMOS管NM7的漏极连接且用于输出Q信道中分负信号IFQ-，所述第四连接点与所述NMOS管NM6的漏极和所述NMOS管NM8的漏极连接且用于输出Q信道中分正信号IFQ+，所述电容C1的另一端、所述电容C2的另一端、所述电容C3的另一端、所述电容C4的另一端、所述负载电阻RL1的另一端、所述负载电阻RL2的另一端、所述负载电阻RL3的另一端、所述负载电阻RL4的另一端均与VDD连接。

7.根据权利要求5或6所述的射频单端转差分跨导互补型高性能下混频器，其特征在于，包括电容C7和电容C8，所述电容C7的一端用于接收RF信号，所述电容C7的另一端分别与电容C5和所述NMOS管NM9的栅极连接；所述电容C8的一端用于接收RF信号，所述电容C8的另一端分别与电容C6和所述PMOS管PM2的栅极连接，所述电容C7和所述电容C8的电容值相等。

8.根据权利要求5所述的射频单端转差分跨导互补型高性能下混频器，其特征在于，所述NMOS管NM1、所述NMOS管NM2、所述NMOS管NM3、所述NMOS管NM4、所述NMOS管NM5、所述NMOS管NM6、所述NMOS管NM7以及所述NMOS管NM8宽长比相同，完全对称。

9.根据权利要求6所述的射频单端转差分跨导互补型高性能下混频器，其特征在于，所述电容C1、所述电容C2、所述电容C3、所述电容C4的电容值相等，所述负载电阻RL1、所述负载电阻RL2、所述负载电阻RL3、所述负载电阻RL4的阻值相同。

10.根据权利要求5所述的射频单端转差分跨导互补型高性能下混频器，其特征在于，所述电容C5和所述电容C6的电容值相等NMOS管NM9和PMOS管PM2的跨导值以及流过的电流相同，PMOS管PM1和NMOS管NM10的跨导值以及流过的电流相同。