CN101155160A - 上变频混频器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种上变频混频器，包括混频器基带放大电路、高频开关模块、比较器和补偿电流电路，所述基带放大电路与所述高频开关模块相连接，所述补偿电流电路的反馈端连接到所述基带放大电路，所述基带放大电路设置有基带信号输入端，所述高频开关模块设置有无线载频信号输入端，所述基带放大电路与所述高频开关模块相连接的正相输出端和反相输出端还连接到一个预放大电路上，所述预放大电路的输出端连接到所述比较器的输入端，所述比较器的输出端经过一个正反互补校正数字控制电路之后连接到所述补偿电流电路上。本发明校正分为正反两次互补的过程，最终的补偿电流是两次校正结果的平均值，这样就可以避免校正电路本身引入的失配误差，从而提高混频器的本振抑制比。

Description

上变频混频器

技术领域

本发明涉及一种模拟电路，尤其是一种上变频混频器。

背景技术

在现代无线通信收发集成电路中，上变频混频器是实现基带信号无线传输的重要模块电路。上变频混频器的主要功能，顾名思义就是使基带的数据信号的载频变为可以无线传输的较高频率，而其数据信号仍然完好的保留在内；因此电路至少需要基带信号的输入端和本振即无线载频信号的输入端，这两个信号实际上在数学上是相乘的关系。由此可见，上变频混频器等效的输入端直流失配误差会在输出端引入不必要的本振泄漏，会使输出信号的信噪比变差，动态范围减小。

为了解决这个问题，现有的技术是采用补偿电流将电路的等效输入失配误差抵消掉，如附图1所示，包括混频器基带放大电路、高频开关模块、比较器和补偿电流电路，所述基带放大电路与所述高频开关模块和比较器相连接，所述比较器的输出端连接到所述补偿电流电路，所述补偿电流电路的反馈端连接到所述基带放大电路，所述基带放大电路设置有基带信号输入端IN+和IN-，所述高频开关模块设置有无线载频信号输入端LO+和LO-。该误差通过混频器电路放大，再由比较器判断补偿的结果是否使放大器输出的差分两端直流电平相等。其补偿的精度，也就是最终的本振泄漏抑制比，取决于以下几个因素：

1.放大器的输入失配电压及增益；

2.补偿电流的精度和范围；

3.比较器的输入失配电压及灵敏度。

但是，这种结构要求放大电路的增益非常大，而且比较器本身不引入失配，否则补偿的精度就会受影响。而且，如果比较器是直接比较混频器上变频了的信号，则高频信号的比较器设计实现非常复杂和困难。另外，混频器本身的增益必须考虑信号的线性度，所以增益不可能无限制的大；比较器本身也肯定存在失配误差。因此，采用现有方法，信号输出功率动态范围的仍然受电路的非理想的失配电压误差限制，本振泄漏比较大。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种上变频混频器，使该上变频混频器能够消除校正电路本身的误差，同时提高本振泄漏的抑制比。

为解决上述技术问题，本发明上变频混频器的技术方案是，包括混频器基带放大电路、高频开关模块、比较器和补偿电流电路，所述基带放大电路与所述高频开关模块相连接，所述补偿电流电路的反馈端连接到所述基带放大电路，所述基带放大电路设置有基带信号输入端，所述高频开关模块设置有无线载频信号输入端，所述基带放大电路与所述高频开关模块相连接的正相输出端和反相输出端还连接到一个预放大电路上，所述预放大电路的输出端连接到所述比较器的输入端，所述比较器的输出端经过一个正反互补校正数字控制电路之后连接到所述补偿电流电路上，所述预放大电路包括两个正开关、两个反开关和一个电压放大器，所述基带放大电路的正相输出端同时连接到一个正开关和一个反开关的一端，所述基带放大电路的反相输出端同时连接到另外一个正开关和另外一个反开关的一端，所述与基带放大电路的正相输出端连接的正开关的另一端和与基带放大电路的反相输出端连接的反开关的另一端连接到所述电压放大器的正相输入端，所述与基带放大电路的反相输出端连接的正开关的另一端和与基带放大电路的正相输出端连接的反开关的另一端连接到所述电压放大器的反相输入端，所述电压放大器的输出端为所述预放大电路的输出端，所述正反互补校正数字控制电路的控制端连接到所述两个正开关和两个反开关。

本发明上变频混频器的另一技术方案是，包括混频器基带放大电路、高频开关模块、比较器和补偿电流电路，所述补偿电流电路的反馈端连接到所述基带放大电路，所述基带放大电路设置有基带信号输入端，所述高频开关模块设置有无线载频信号输入端，所述基带放大电路的正相输出端和反相输出端连接到一个差分跨导电路上，所述差分跨导电路的电流输出端连接到所述高频开关模块以及一个预放大电路上，所述预放大电路的输出端连接到所述比较器的输入端，所述比较器的输出端经过一个正反互补校正数字控制电路之后连接到所述补偿电流电路上，所述预放大电路包括两个正开关、两个反开关和一个跨阻放大器，所述差分跨导电路的正相电流输出端同时连接到一个正开关和一个反开关的一端，所述差分跨导电路的反相电流输出端同时连接到另外一个正开关和另外一个反开关的一端，所述与差分跨导电路的正相电流输出端连接的正开关的另一端和与差分跨导电路的反相电流输出端连接的反开关的另一端连接到所述跨阻放大器的正相输入端，所述与差分跨导电路的反相电流输出端连接的正开关的另一端和与差分跨导电路的正相电流输出端连接的反开关的另一端连接到所述跨阻放大器的反相输入端，所述跨阻放大器的输出端为所述预放大电路的输出端，所述正反互补校正数字控制电路的控制端连接到所述两个正开关和两个反开关。

本发明上变频混频器进行两次方向相反的互补校正，去除了校正电路本身引入的误差，显著提高了上变频混频器的本振泄漏抑制比，增加了发射电路输出功率的动态范围。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明作进一步详细的说明：

图1为现有的上变频混频器的电路图；

图2和图3为本发明上变频混频器的电路图；

图4为本发明差分跨导电路的电路图；

图5为本发明跨阻放大器的电路图。

具体实施方式

本发明上变频混频器的一种实施方式可参见图2所示，包括混频器基带放大电路1、高频开关模块3、比较器5和补偿电流电路6，所述基带放大电路1与所述高频开关模块3相连接，所述补偿电流电路6的反馈端连接到所述基带放大电路1，所述基带放大电路1设置有基带信号输入端IN+和IN-，所述高频开关模块设置有无线载频信号输入端LO+和LO-，所述基带放大电路1与所述高频开关模块3相连接的正相输出端OUT+和反相输出端OUT-还连接到一个预放大电路4上，所述预放大电路的输出端连接到所述比较器的输入端，所述比较器的输出端经过一个正反互补校正数字控制电路之后连接到所述补偿电流电路上，所述预放大电路4两个正开关、两个反开关和一个电压放大器，所述基带放大电路1的正相输出端OUT+同时连接到一个正开关和一个反开关的一端，所述基带放大电路1的反相输出端OUT-同时连接到另外一个正开关和另外一个反开关的一端，所述与基带放大电路1的正相输出端OUT+连接的正开关的另一端和与基带放大电路1的反相输出端OUT-连接的反开关的另一端连接到所述电压放大器的正相输入端Vin+，所述与基带放大电路1的反相输出端OUT-连接的正开关的另一端和与基带放大电路1的正相输出端OUT+连接的反开关的另一端连接到所述电压放大器的反相输入端Vin-，所述电压放大器的输出端Vout+和Vout-为所述预放大电路4的输出端，所述正反互补校正数字控制电路7的控制端连接到所述两个正开关和两个反开关。

本发明上变频混频器的另一实施例可参见图3所示，包括混频器基带放大电路1、高频开关模块3、比较器5和补偿电流电路6，所述补偿电流电路6的反馈端连接到所述基带放大电路1，所述基带放大电路1设置有基带信号输入端IN+和IN-，所述高频开关模块设置有无线载频信号输入端LO+和LO-，所述基带放大电路1的正相输出端OUT+和反相输出端OUT-连接到一个差分跨导电路2上，所述差分跨导电路2的电流输出端IOUT+和IOUT-连接到所述高频开关模块3以及一个预放大电路4上，所述预放大电路4的输出端连接到所述比较器5的输入端，所述比较器5的输出端经过一个正反互补校正数字控制电路7之后连接到所述补偿电流电路6上，所述预放大电路4包括两个正开关、两个反开关和一个跨阻放大器，所述差分跨导电路2的正相电流输出端IOUT+同时连接到一个正开关和一个反开关的一端，所述差分跨导电路2的反相电流输出端IOUT-同时连接到另外一个正开关和另外一个反开关的一端，所述与差分跨导电路2的正相电流输出端IOUT+连接的正开关的另一端和与差分跨导电路2的反相电流输出端IOUT-连接的反开关的另一端连接到所述跨阻放大器的正相输入端Iin+，所述与差分跨导电路2的反相电流输出端IOUT-连接的正开关的另一端和与差分跨导电路2的正相电流输出端IOUT+连接的反开关的另一端连接到所述跨阻放大器的反相输入端Iin-，所述跨阻放大器的输出端Vout+和Vout-为所述预放大电路的输出端，所述正反互补校正数字控制电路的控制端7连接到所述两个正开关和两个反开关。

所述差分跨导电路可参见图4所示，包括两个场效应管，所述两个场效应管的源极之间连接有一个变阻器R，所述两个场效应管的源极与电源端AVDD之间各连接有一个方向由电源端向源极的恒流源IS1和IS2，所述两个场效应管的栅极作为所述差分跨导电路的电压输入端V+和V-，所述两个场效应管的漏极作为所述差分跨导电路的电流输出端IOUT+和IOUT-。

所述跨阻放大其如图5所示，包括场效应管M1、M2、M3、M4、M5、M6、M7和M8，所述场效应管M1、M3、M7和M5的栅极都连接到一个电压偏置端Vbias，所述场效应管M1和M7的漏极以及场效应管M2和M4的栅极连接到所述跨阻放大器的正相输入端I+，所述场效应管M3和M5的漏极以及场效应管M6和M8的栅极连接到所述跨阻放大器的反相输入端I-，所述场效应管M2、M4、M8、M6的源极都接地AVSS，所述场效应管M1的源极与所述场效应管M2的漏极相连接，所述场效应管M3的源极与所述场效应管M4的漏极相连接，所述场效应管M7的源极与所述场效应管M8的漏极相连接，所述场效应管M5的源极与所述场效应管M6的漏极相连接，所述跨阻放大器的正相输入端I+同时也是所述跨阻放大器的正相输出端Vout+，所述跨阻放大器的反相输入端I-同时也是所述跨阻放大器的反相输出端Vout-。

图2所示的上变频混频器中，基带放大电路1将基带输入信号IN+和IN-经处理后由本振载频信号控制的高频开关模块3上变频输出。而进行输入失配电压校正时，高频开关模块3关断，基带放大电路1产生的电压信号输入到方向可互换的预放大电路4，预放大电路的增益级就是一般的电压放大器，使差分电压信号放大，然后将该差分电压信号输入到比较器5进行电压比较，根据比较结果，控制补偿电流电路6的输出电流大小及方向来抵消等效的上变频混频器输入失配电压。增益级就是一般的电压放大器，常被称为比较器前的预放大器。

图3所示的上变频混频器中，混频器基带放大电路2将基带输入信号输入到差分跨导电路2，正常上混频工作时，差分跨导电路2产生的差分电流由本振载频信号控制的高频开关模块3上变频输出。而进行输入失配电压校正时，高频开关模块3关断，差分跨导电路2产生的电流输入到方向可互换的预放大电路4，使差分电流变成比较器5可以比较的差分电压信号并放大，然后将该差分电压信号输入到比较器5进行电压比较，根据比较结果，控制补偿电流电路6的输出电流大小及方向来抵消等效的混频器输入失配电压。

根据预放大电路4的方向，可以分为正校正和反校正两次互补的校正过程。在正校正过程中，混频器输入失配电压经过基带放大电路1和差分跨导电路2后，其结果可记为Δ，如果正校正预放大电路的增益为A，而其本身引入的以及比较器5的等效输入失配误差之和记为β，则在比较器5的输入端，总的差分电压误差为A·Δ+β。上述误差中，比较器5和补偿电流电路6要补偿的误差应该为A·Δ，而β是正校正本身引入的误差。通过正校正过程，补偿电流电路6最终的补偿结果是应当抵消掉上述A·Δ+β的误差，即其作用到比较器5输入端的影响为-(A·Δ+β)；如果没有本发明的正反两次校正，进行上述校正后，混频器电路就开始正常输出工作，则补偿电流电路作用到差分跨导电路2输出上的影响为-(A·Δ+β)/A，而混频器等效输入失配电压在同一节点的影响为Δ，则总的影响为上两式相加，即-(A·Δ+β)/A+Δ＝-β/A，由此可见通常的校正方法仍然无法彻底地校正失配误差的影响，因为校正电路本身也存在误差。而我们在正校正过程后，还需进行反校正过程，反校正过程是将校正电路本身的误差影响取反，即在比较器5的输入端，其误差影响变为-β，则比较器输入端总的差分电压误差为A·Δ-β，而反校正过程最终结果是：补偿电流电路6最终应当抵消掉上述A·Δ-β的误差。进行正反两次校正后，在混频器正常输出工作时，我们将两次的校正补偿电流相加并除以2，即取其平均值，则补偿电流电路作用到差分跨导电路2输出上的影响为[-(A·Δ+β)/A-(A·Δ-β)/A]/2＝-Δ，而混频器的等效输入失配电压的影响为Δ，所以最终差分跨导电路2输出的失配电流为：-Δ+Δ＝0。由此可见，经过上述校正电路和方法后，混频器输入等效失配误差电压才能真正地被校正，从而抑制混频器输出信号的本振泄露。

正反两次校正的过程由数字控制电路7来决定，数字时钟信号给出校正的时长，当比较器5比较当前的失配电压的影响时输出为高，则数字控制电路7加大补偿电流电路6的输出补偿电流，而当比较器5输出为低时，相应地数字控制电路7减小补偿电流电路6的输出补偿电流。当正好补偿，即补偿电流电路给出的补偿的电流正好抵消混频器输入等效失配电压的影响时，再加大补偿电流，则比较器输出低；反之，此时再减小补偿电流，则比较器输出为高，因此当正好补偿时，上述控制会使比较器的输出始终在高低间变化。加上足够长的校正时间，当比较器输出在每个时钟周期都高低不断变化时，校正完成。校正的时长是这样决定的：根据混频器电路可能的输入等效失配电压的大小和补偿电流能够精确补偿的精度范围，来决定正反两个过程各自的时间，即正反两组开关导通的时间。比如，失配电压最大可能为8mV，而在电路中需校正补偿出电流50uA；同时，补偿电流电路6的输出补偿电流，在每个数字时钟节拍内，依次由大到小变化一次，每次电流减少50uA。而补偿电流电路6最多需要256个数字时钟节拍，才能从输出最大电流12.85mA变为输出最小电流50uA，来补偿掉失配电压在电路中产生的50uA电流影响。因此，在这个例子中，正反两次校正各至少需要256个数字时钟节拍来完成校正过程，为了得到稳定的补偿结果，实际过程往往比这个时间更长。在正校正过程时，预放大电路4中的正开关始终导通，而反开关始终关断；反之，反校正过程时，反开关始终导通，正开关始终关断。

在上述校正过程中，实际也可以没有预放大电路中的增益部分，但由于比较器5本身也总存在等效的输入失配误差，因此也可以进行上述的正反互补的校正过程。但是，加了预放大电路可以降低校正电路本身误差影响的权重，提高校正的精度。

Claims (4)

1.一种上变频混频器，包括混频器基带放大电路、高频开关模块、比较器和补偿电流电路，所述基带放大电路与所述高频开关模块相连接，所述补偿电流电路的反馈端连接到所述基带放大电路，所述基带放大电路设置有基带信号输入端，所述高频开关模块设置有无线载频信号输入端，其特征在于，所述基带放大电路与所述高频开关模块相连接的正相输出端和反相输出端还连接到一个预放大电路上，所述预放大电路的输出端连接到所述比较器的输入端，所述比较器的输出端经过一个正反互补校正数字控制电路之后连接到所述补偿电流电路上，所述预放大电路包括两个正开关、两个反开关和一个电压放大器，所述基带放大电路的正相输出端同时连接到一个正开关和一个反开关的一端，所述基带放大电路的反相输出端同时连接到另外一个正开关和另外一个反开关的一端，所述与基带放大电路的正相输出端连接的正开关的另一端和与基带放大电路的反相输出端连接的反开关的另一端连接到所述电压放大器的正相输入端，所述与基带放大电路的反相输出端连接的正开关的另一端和与基带放大电路的正相输出端连接的反开关的另一端连接到所述电压放大器的反相输入端，所述电压放大器的输出端为所述预放大电路的输出端，所述正反互补校正数字控制电路的控制端连接到所述两个正开关和两个反开关。

2.一种上变频混频器，包括混频器基带放大电路、高频开关模块、比较器和补偿电流电路，所述补偿电流电路的反馈端连接到所述基带放大电路，所述基带放大电路设置有基带信号输入端，所述高频开关模块设置有无线载频信号输入端，其特征在于，所述基带放大电路的正相输出端和反相输出端连接到一个差分跨导电路上，所述差分跨导电路的电流输出端连接到所述高频开关模块以及一个预放大电路上，所述预放大电路的输出端连接到所述比较器的输入端，所述比较器的输出端经过一个正反互补校正数字控制电路之后连接到所述补偿电流电路上，所述预放大电路包括两个正开关、两个反开关和一个跨阻放大器，所述差分跨导电路的正相电流输出端同时连接到一个正开关和一个反开关的一端，所述差分跨导电路的反相电流输出端同时连接到另外一个正开关和另外一个反开关的一端，所述与差分跨导电路的正相电流输出端连接的正开关的另一端和与差分跨导电路的反相电流输出端连接的反开关的另一端连接到所述跨阻放大器的正相输入端，所述与差分跨导电路的反相电流输出端连接的正开关的另一端和与差分跨导电路的正相电流输出端连接的反开关的另一端连接到所述跨阻放大器的反相输入端，所述跨阻放大器的输出端为所述预放大电路的输出端，所述正反互补校正数字控制电路的控制端连接到所述两个正开关和两个反开关。

3.根据权利要求2所述的上变频混频器，其特征在于，所述差分跨导电路包括两个场效应管，所述两个场效应管的源极之间连接有一个变阻器，所述两个场效应管的源极与电源端之间各连接有一个方向由电源端向源极的恒流源，所述两个场效应管的栅极作为所述差分跨导电路的电压输入端，所述两个场效应管的漏极作为所述差分跨导电路的电流输出端。

4.根据权利要求2所述的上变频混频器，其特征在于，所述跨阻放大其包括场效应管M1、M2、M3、M4、M5、M6、M7和M8，所述场效应管M1、M3、M7和M5的栅极都连接到一个电压偏置端，所述场效应管M1和M7的漏极以及场效应管M2和M4的栅极连接到所述跨阻放大器的正相输入端，所述场效应管M3和M5的漏极以及场效应管M6和M8的栅极连接到所述跨阻放大器的反相输入端，所述场效应管M2、M4、M8、M6的源极都接地，所述场效应管M1的源极与所述场效应管M2的漏极相连接，所述场效应管M3的源极与所述场效应管M4的漏极相连接，所述场效应管M7的源极与所述场效应管M8的漏极相连接，所述场效应管M5的源极与所述场效应管M6的漏极相连接，所述跨阻放大器的正相输入端同时也是所述跨阻放大器的正相输出端，所述跨阻放大器的反相输入端同时也是所述跨阻放大器的反相输出端。

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