JP2001358537A - 映像周波数を強固に排除する低ノイズ周波数コンバータ - Google Patents
映像周波数を強固に排除する低ノイズ周波数コンバータInfo
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- H03C1/542—Balanced modulators, e.g. bridge type, ring type or double balanced type comprising semiconductor devices with at least three electrodes
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 無線電話において、送信前に周波数シフトを
行う。 【解決手段】 本発明は、発振器ＶＣＯで生成された信
号ＯＳの周波数ＦＬＯと、入力信号ＩＳの周波数ＦＩと
の差分に等しい無線周波数ＲＦを有する出力信号を供給
する、周波数コンバータに関する。周波数コンバータ
は、発振器ＶＣＯからの信号と入力信号ＩＳとを、直交
する２つの成分（ＬＯ１、ＬＯ２）及び（ＦＩ１、ＦＩ
２）に分離する、２つの直交モジュールＱＭ１、ＱＭ２
と、２つずつ得られた成分を乗算する２つのミキサＭＸ
１、ＭＸ２と、ミキサＭＸ１、ＭＸ２の出力信号ＲＳ
１、ＲＳ２を再結合するコンビネーション手段とを、備
えている。この発明により、ノイズ及びゲインについて
良好なパフォーマンスを提供し、既知のコンバータと比
べて線形性を改善しつつ、映像周波数の良好な排除を内
部的に行う周波数コンバータが得られる。
行う。 【解決手段】 本発明は、発振器ＶＣＯで生成された信
号ＯＳの周波数ＦＬＯと、入力信号ＩＳの周波数ＦＩと
の差分に等しい無線周波数ＲＦを有する出力信号を供給
する、周波数コンバータに関する。周波数コンバータ
は、発振器ＶＣＯからの信号と入力信号ＩＳとを、直交
する２つの成分（ＬＯ１、ＬＯ２）及び（ＦＩ１、ＦＩ
２）に分離する、２つの直交モジュールＱＭ１、ＱＭ２
と、２つずつ得られた成分を乗算する２つのミキサＭＸ
１、ＭＸ２と、ミキサＭＸ１、ＭＸ２の出力信号ＲＳ
１、ＲＳ２を再結合するコンビネーション手段とを、備
えている。この発明により、ノイズ及びゲインについて
良好なパフォーマンスを提供し、既知のコンバータと比
べて線形性を改善しつつ、映像周波数の良好な排除を内
部的に行う周波数コンバータが得られる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、中間周波数の入力
信号と発振器で生成された発振周波数の信号とを受信
し、且つ、発振周波数と中間周波数の差分の絶対値と等
しい値の無線周波数（radio frequency）を有する出力
信号を供給するよう構成された、周波数コンバータに関
する。
信号と発振器で生成された発振周波数の信号とを受信
し、且つ、発振周波数と中間周波数の差分の絶対値と等
しい値の無線周波数（radio frequency）を有する出力
信号を供給するよう構成された、周波数コンバータに関
する。
【０００２】
【従来の技術】そのような周波数コンバータは、ＲＦマ
イクロ・デバイス・カンパニー（RF Micro-Devices Com
pany）により製造されたＲＦ２６４０回路の仕様書によ
り、知られている。
イクロ・デバイス・カンパニー（RF Micro-Devices Com
pany）により製造されたＲＦ２６４０回路の仕様書によ
り、知られている。
【０００３】この回路は、差分特性（differential cha
racter）の入力信号に基づいて、非対称特性（asymmetr
ical character）の出力信号を生成する。この入力信号
は発振器で生成されるが、これも非対称特性である。出
力信号は、入力信号と、発振器からくる信号の乗算処理
の結果である。そのような周波数コンバータの出力信号
が、発振周波数と中間周波数との差分に等しい周波数の
成分を備える場合、それは、発振周波数と中間周波数と
の和に等しい周波数の寄生成分（parasitic componen
t）も、備えるであろう。ここでは、この和は映像周波
数と呼ぶ。周波数コンバータの出力信号は、周波数情報
を伝播し、そして、この周波数情報は無線周波数と映像
周波数の間で分けられる。これに対して、この情報のレ
シーバは、無線周波数のみを受信するように構成される
であろう。したがって、無線周波数を有する周波数コン
バータの出力信号の成分が、送信すべき有益な情報だけ
を含むように、寄生成分は抑制されるべきである。なぜ
なら、そうしないと、送信された信号は、この情報の行
き先であるレシーバにとって無用となるであろうからで
ある。これは、周波数コンバータに、フィルタリング・
デバイスを加えて使用することを要求する。
racter）の入力信号に基づいて、非対称特性（asymmetr
ical character）の出力信号を生成する。この入力信号
は発振器で生成されるが、これも非対称特性である。出
力信号は、入力信号と、発振器からくる信号の乗算処理
の結果である。そのような周波数コンバータの出力信号
が、発振周波数と中間周波数との差分に等しい周波数の
成分を備える場合、それは、発振周波数と中間周波数と
の和に等しい周波数の寄生成分（parasitic componen
t）も、備えるであろう。ここでは、この和は映像周波
数と呼ぶ。周波数コンバータの出力信号は、周波数情報
を伝播し、そして、この周波数情報は無線周波数と映像
周波数の間で分けられる。これに対して、この情報のレ
シーバは、無線周波数のみを受信するように構成される
であろう。したがって、無線周波数を有する周波数コン
バータの出力信号の成分が、送信すべき有益な情報だけ
を含むように、寄生成分は抑制されるべきである。なぜ
なら、そうしないと、送信された信号は、この情報の行
き先であるレシーバにとって無用となるであろうからで
ある。これは、周波数コンバータに、フィルタリング・
デバイスを加えて使用することを要求する。
【０００４】さらに、既知の周波数コンバータのゲイン
や線形性は、多くの用途において不十分である。また、
マイクロストリップ・ラインのようなコンバータ外部の
コンポーネントにより、改善しなければならない。これ
は、既知のコンバータの使用をさらに複雑化する。
や線形性は、多くの用途において不十分である。また、
マイクロストリップ・ラインのようなコンバータ外部の
コンポーネントにより、改善しなければならない。これ
は、既知のコンバータの使用をさらに複雑化する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、ノイズ及び
ゲインに関して良好なパフォーマンスを提供し、且つ、
既知のコンバータよりも改善された線形性を提供しつ
つ、映像周波数を十分に内部的に排除することを実現可
能な周波数コンバータを提供することにより、上述の欠
点を改善することを目的とする。
ゲインに関して良好なパフォーマンスを提供し、且つ、
既知のコンバータよりも改善された線形性を提供しつ
つ、映像周波数を十分に内部的に排除することを実現可
能な周波数コンバータを提供することにより、上述の欠
点を改善することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、この目
的のための冒頭のパラグラフで述べた周波数コンバータ
は、 ● 発振器から信号を受信し、互いに位相が直交し、且
つ、周波数として発振周波数を有する第１及び第２の出
力信号を供給する、第１の直交モジュールと、 ● 周波数コンバータにおける入力信号を受信し、互い
に位相が直交し、且つ、周波数として中間周波数を有す
る第１及び第２の出力信号を供給する、第２の直交モジ
ュールと、 ● 第１及び第２の直交モジュールの第１の出力信号の
積で表現された出力信号を供給する、第１のミキサと、 ● 第１及び第２の直交モジュールの第２の出力信号の
積で表現された出力信号を供給する、第２のミキサと、 ● 前記第１及び第２のミキサの出力信号を再結合す
る、コンビネーション手段と、を備えている。
的のための冒頭のパラグラフで述べた周波数コンバータ
は、 ● 発振器から信号を受信し、互いに位相が直交し、且
つ、周波数として発振周波数を有する第１及び第２の出
力信号を供給する、第１の直交モジュールと、 ● 周波数コンバータにおける入力信号を受信し、互い
に位相が直交し、且つ、周波数として中間周波数を有す
る第１及び第２の出力信号を供給する、第２の直交モジ
ュールと、 ● 第１及び第２の直交モジュールの第１の出力信号の
積で表現された出力信号を供給する、第１のミキサと、 ● 第１及び第２の直交モジュールの第２の出力信号の
積で表現された出力信号を供給する、第２のミキサと、 ● 前記第１及び第２のミキサの出力信号を再結合す
る、コンビネーション手段と、を備えている。
【０００７】本発明の利点は、次のような例に基づけ
ば、容易に理解されるであろう。すなわち、本発明に係
る周波数コンバータの入力信号ＩＳは、次の式により与
えられる。
ば、容易に理解されるであろう。すなわち、本発明に係
る周波数コンバータの入力信号ＩＳは、次の式により与
えられる。
【０００８】ＩＳ＝ｓｉｎ（ωＦＩ・ｔ） 一方、発振器ＶＣＯの出力信号ＯＳは、次の式により与
えられる。
えられる。
【０００９】ＯＳ＝ｓｉｎ（ωＬＯ・ｔ） この例では、第１及び第２の直交モジュールは、それぞ
れ、第１及び第２の信号（ＦＩ１、ＦＩ２）及び（ＬＯ
１、ＬＯ２）を生成するように配置されている。これら
は、次の式により記述される。
れ、第１及び第２の信号（ＦＩ１、ＦＩ２）及び（ＬＯ
１、ＬＯ２）を生成するように配置されている。これら
は、次の式により記述される。
【００１０】ＦＩ１＝ｓｉｎ（ωＦＩ・ｔ＋Π） ＦＩ２＝ｓｉｎ（ωＦＩ・ｔ＋３Π／２） ＬＯ１＝ｓｉｎ（ωＬＯ・ｔ＋Π／４） ＬＯ２＝ｓｉｎ（ωＬＯ・ｔ＋３Π／４） そして、ミキサにより行われた乗算結果である第１及び
第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２の出力信号ＲＳ１、ＲＳ２
は、通常の三角関数の式を用いて、次のように記述でき
る。
第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２の出力信号ＲＳ１、ＲＳ２
は、通常の三角関数の式を用いて、次のように記述でき
る。
【００１１】ＲＳ１＝（ｓｉｎ（（ωＬＯ−ωＦＩ）・
ｔ＋Π／４））／２−（ｓｉｎ（（ωＬＯ＋ωＦＩ）・
ｔ＋Π／４））／２ ＲＳ２＝（ｓｉｎ（（ωＬＯ＋ωＦＩ）・ｔ＋Π／
４））／２＋（ｓｉｎ（（ωＬＯ−ωＦＩ）・ｔ＋Π／
４））／２ これらの出力信号を再結合した後、周波数コンバータ
は、信号ＲＳを送出する。信号ＲＳは、第１及び第２の
ミキサＭＸ１、ＭＸ２の出力信号ＲＳ１、ＲＳ２の和と
して表現される。よって、次の式により与えられる。
ｔ＋Π／４））／２−（ｓｉｎ（（ωＬＯ＋ωＦＩ）・
ｔ＋Π／４））／２ ＲＳ２＝（ｓｉｎ（（ωＬＯ＋ωＦＩ）・ｔ＋Π／
４））／２＋（ｓｉｎ（（ωＬＯ−ωＦＩ）・ｔ＋Π／
４））／２ これらの出力信号を再結合した後、周波数コンバータ
は、信号ＲＳを送出する。信号ＲＳは、第１及び第２の
ミキサＭＸ１、ＭＸ２の出力信号ＲＳ１、ＲＳ２の和と
して表現される。よって、次の式により与えられる。
【００１２】 ＲＳ＝ｓｉｎ（（ωＬＯ−ωＦＩ）・ｔ＋Π／４） ＝ｓｉｎ（ωＲＦ・ｔ＋Π／４） したがって、これはωＲＦ／２Πに等しい無線周波数の
成分だけを含んでいる。よって、本発明に係る周波数コ
ンバータは、自動的に、映像周波数の十分な排除を行
う。なぜなら、ｓｉｎ（（ωＬＯ＋ωＦＩ）・ｔ）を含
む成分が、周波数コンバータの出力信号ＲＳの中に現れ
ないからである。
成分だけを含んでいる。よって、本発明に係る周波数コ
ンバータは、自動的に、映像周波数の十分な排除を行
う。なぜなら、ｓｉｎ（（ωＬＯ＋ωＦＩ）・ｔ）を含
む成分が、周波数コンバータの出力信号ＲＳの中に現れ
ないからである。
【００１３】本発明の１つの実施形態においては、各ミ
キサは、ギルバート・セルを構成する２つの差分対を備
えており、その導通は、第１の直交モジュールの出力信
号の１つによりコントロールされ、これらの対は、第２
の直交モジュールの出力信号の１つにより、バイアスさ
れる。
キサは、ギルバート・セルを構成する２つの差分対を備
えており、その導通は、第１の直交モジュールの出力信
号の１つによりコントロールされ、これらの対は、第２
の直交モジュールの出力信号の１つにより、バイアスさ
れる。
【００１４】この実施形態は、シンプルであり、テスト
されて信頼できるエレメントを使用する。さらに、第２
の直交モジュールの出力信号によるギルバート・セルの
バイアスは、周波数コンバータの入力信号とミキサとの
間のインターフェースを最小に減らし、発振器で生成さ
れた信号による入力信号の乗算で生成されるノイズを制
限する。
されて信頼できるエレメントを使用する。さらに、第２
の直交モジュールの出力信号によるギルバート・セルの
バイアスは、周波数コンバータの入力信号とミキサとの
間のインターフェースを最小に減らし、発振器で生成さ
れた信号による入力信号の乗算で生成されるノイズを制
限する。
【００１５】本発明の特定の実施形態においては、第２
の直交モジュールは、周波数コンバータの入力信号によ
り伝播された電圧情報を、電流情報に変換する、トラン
スコンダクタンス・ステージを備えている。
の直交モジュールは、周波数コンバータの入力信号によ
り伝播された電圧情報を、電流情報に変換する、トラン
スコンダクタンス・ステージを備えている。
【００１６】この実施形態は、入力信号が電圧により形
成される場合に、第２の直交モジュールとミキサの間の
インターフェースを最もシンプルにすることができる。
入力信号を電圧で形成することは、現在の技術におい
て、通常ケースである。さらに、トランスコンダクタン
ス・ステージの使用は、ミキサによって行われる乗算に
ついて、良好な線形性を得ることができるようにする。
成される場合に、第２の直交モジュールとミキサの間の
インターフェースを最もシンプルにすることができる。
入力信号を電圧で形成することは、現在の技術におい
て、通常ケースである。さらに、トランスコンダクタン
ス・ステージの使用は、ミキサによって行われる乗算に
ついて、良好な線形性を得ることができるようにする。
【００１７】変形した実施形態においては、第２の直交
モジュールは、入力信号により伝播された情報を表して
おり、且つ、互いに位相のずれた複数の電流の乗算をす
る多相フィルタを備えている。
モジュールは、入力信号により伝播された情報を表して
おり、且つ、互いに位相のずれた複数の電流の乗算をす
る多相フィルタを備えている。
【００１８】本発明の特に有利な実施形態においては、
第２の直交モジュールと第１及び第２のミキサとは、同
一の集積回路内に組み込まれている。
第２の直交モジュールと第１及び第２のミキサとは、同
一の集積回路内に組み込まれている。
【００１９】上述した集積化は、種々の集積化エレメン
ト間の接続ラインの長さを、減少させることを許容す
る。そして、周波数コンバータにより生成されるノイズ
を、最小に減少させる。
ト間の接続ラインの長さを、減少させることを許容す
る。そして、周波数コンバータにより生成されるノイズ
を、最小に減少させる。
【００２０】本発明に係る周波数コンバータは、周波数
変換が必要なあらゆるタイプの分野に使用されてもよ
く、特に、無線波信号の送信前に周波数シフトを行う分
野に使用されてもよい。これらの実施形態の１つにおい
て、本発明は、シグナル・プロセッシング・ユニット
と、無線周波数信号を送信するアンテナとを有する無線
電話装置であって、シグナル・プロセッシング・ユニッ
トからその出力信号を受信する、上述の周波数コンバー
タを、さらに備えるとともに、周波数コンバータの出力
信号は、無線周波数信号を構成する、ことを特徴とす
る。
変換が必要なあらゆるタイプの分野に使用されてもよ
く、特に、無線波信号の送信前に周波数シフトを行う分
野に使用されてもよい。これらの実施形態の１つにおい
て、本発明は、シグナル・プロセッシング・ユニット
と、無線周波数信号を送信するアンテナとを有する無線
電話装置であって、シグナル・プロセッシング・ユニッ
トからその出力信号を受信する、上述の周波数コンバー
タを、さらに備えるとともに、周波数コンバータの出力
信号は、無線周波数信号を構成する、ことを特徴とす
る。
【００２１】
【発明の実施の形態】本発明は以下の記述から容易に理
解されるであろうが、これは一例を示すものであり、本
発明を限定するものではない。
解されるであろうが、これは一例を示すものであり、本
発明を限定するものではない。
【００２２】図１は、無線電話（wireless telehone）
を模式的に示している。無線電話は、シグナル・プロセ
ッシング・ユニットＳＰＵと、このシグナル・プロセッ
シング・ユニットＳＰＵで発生した入力信号ＩＳを表現
する無線周波数信号ＲＳを送信するアンテナＡＮＴと
を、備えている。入力信号ＩＳは、中間周波数と呼ばれ
る周波数ＦＩを有しており、その平均値は一般に１８０
ＭＨｚとなるように選択される。入力信号ＩＳの周波数
の瞬間的な値は、この信号により伝えられる情報を構成
している。この情報は、無線周波数信号ＲＳから検索さ
れる。周波数コンバータ（ＱＭ１、ＱＭ２、ＭＸ１、Ｍ
Ｘ２、ＣＯＭＢ）は、高い平均値の無線周波数ＲＦを、
送信する信号ＲＳの特性とするために用いられる。この
高い平均値は、例えば、ＧＳＭ基準によれば、８３５Ｍ
Ｈｚである。これを達成するために、ローカル発振器Ｖ
ＣＯは用いられ、信号ＯＳを供給する。この信号ＯＳ
は、高い発振周波数ＦＬＯを有しており、上述の選択し
た例によれば、これは１０１５ＭＨｚに等しいであろ
う。この信号ＯＳは、ミキサＭＸ１、ＭＸ２で入力信号
ＩＳと掛け合わされて、ＲＦ＝ＦＬＯ−ＦＩとなる。本
発明に係る周波数コンバータは、その出力信号である無
線周波数信号ＲＳを導出しない。あらゆる成分は、映像
周波数ＦＬＯ＋ＦＩを有しており、ＧＳＭ基準の例で
は、これは１１９５ＭＨｚに等しいであろう。この目的
のため、周波数コンバータは以下のものを備えている。
を模式的に示している。無線電話は、シグナル・プロセ
ッシング・ユニットＳＰＵと、このシグナル・プロセッ
シング・ユニットＳＰＵで発生した入力信号ＩＳを表現
する無線周波数信号ＲＳを送信するアンテナＡＮＴと
を、備えている。入力信号ＩＳは、中間周波数と呼ばれ
る周波数ＦＩを有しており、その平均値は一般に１８０
ＭＨｚとなるように選択される。入力信号ＩＳの周波数
の瞬間的な値は、この信号により伝えられる情報を構成
している。この情報は、無線周波数信号ＲＳから検索さ
れる。周波数コンバータ（ＱＭ１、ＱＭ２、ＭＸ１、Ｍ
Ｘ２、ＣＯＭＢ）は、高い平均値の無線周波数ＲＦを、
送信する信号ＲＳの特性とするために用いられる。この
高い平均値は、例えば、ＧＳＭ基準によれば、８３５Ｍ
Ｈｚである。これを達成するために、ローカル発振器Ｖ
ＣＯは用いられ、信号ＯＳを供給する。この信号ＯＳ
は、高い発振周波数ＦＬＯを有しており、上述の選択し
た例によれば、これは１０１５ＭＨｚに等しいであろ
う。この信号ＯＳは、ミキサＭＸ１、ＭＸ２で入力信号
ＩＳと掛け合わされて、ＲＦ＝ＦＬＯ−ＦＩとなる。本
発明に係る周波数コンバータは、その出力信号である無
線周波数信号ＲＳを導出しない。あらゆる成分は、映像
周波数ＦＬＯ＋ＦＩを有しており、ＧＳＭ基準の例で
は、これは１１９５ＭＨｚに等しいであろう。この目的
のため、周波数コンバータは以下のものを備えている。
【００２３】● 第１の直交モジュールＱＭ１。これ
は、発振器ＶＣＯからの出力信号ＯＳを受信し、互いに
直交位相にある第１及び第２の出力信号ＬＯ１、ＬＯ２
を供給するように構成されている。これらは共に、その
周波数として、発振周波数ＦＬＯを有している。
は、発振器ＶＣＯからの出力信号ＯＳを受信し、互いに
直交位相にある第１及び第２の出力信号ＬＯ１、ＬＯ２
を供給するように構成されている。これらは共に、その
周波数として、発振周波数ＦＬＯを有している。
【００２４】● 第２の直交モジュールＱＭ２。これ
は、入力信号ＩＳを受信し、互いに直交位相にある第１
及び第２の出力信号ＦＩ１、ＦＩ２を供給するように構
成されている。これらは共に、その周波数として、中間
周波数ＦＩを有している。
は、入力信号ＩＳを受信し、互いに直交位相にある第１
及び第２の出力信号ＦＩ１、ＦＩ２を供給するように構
成されている。これらは共に、その周波数として、中間
周波数ＦＩを有している。
【００２５】● 第１のミキサＭＸ１。これは、出力信
号ＲＳ１を供給するように構成されている。出力信号Ｒ
Ｓ１は、第１及び第２の直交モジュールＱＭ１、ＱＭ２
の第１の出力信号ＬＯ１とＦＩ１の積で表現される。
号ＲＳ１を供給するように構成されている。出力信号Ｒ
Ｓ１は、第１及び第２の直交モジュールＱＭ１、ＱＭ２
の第１の出力信号ＬＯ１とＦＩ１の積で表現される。
【００２６】● 第２のミキサＭＸ２。これは、出力信
号ＲＳ２を供給するように構成されている。出力信号Ｒ
Ｓ２は、第１及び第２の直交モジュールＱＭ１、ＱＭ２
の第１の出力信号ＬＯ２とＦＩ２の積で表現される。
号ＲＳ２を供給するように構成されている。出力信号Ｒ
Ｓ２は、第１及び第２の直交モジュールＱＭ１、ＱＭ２
の第１の出力信号ＬＯ２とＦＩ２の積で表現される。
【００２７】● コンビネーション手段ＣＯＭＢ。これ
は、第１及び第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２の出力信号Ｒ
Ｓ１、ＲＳ２を結合する。
は、第１及び第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２の出力信号Ｒ
Ｓ１、ＲＳ２を結合する。
【００２８】本発明の利点は、次のような例に基づけ
ば、容易に理解されるであろう。すなわち、周波数コン
バータの入力信号ＩＳは、次の式により与えられる。
ば、容易に理解されるであろう。すなわち、周波数コン
バータの入力信号ＩＳは、次の式により与えられる。
【００２９】ＩＳ＝ｓｉｎ（ωＦＩ・ｔ） 一方、発振器ＶＣＯの出力信号ＯＳは、次の式により与
えられる。
えられる。
【００３０】ＯＳ＝ｓｉｎ（ωＬＯ・ｔ） ここで、ωＦＩ＝２Π・ＦＩであり、ωＬＯ＝２Π・Ｆ
ＬＯである。この例においては、第１及び第２の直交モ
ジュールＱＭ１、ＱＭ２は、第１及び第２の信号（ＦＩ
１、ＦＩ２）及び（ＬＯ１、ＬＯ２）を、それぞれ次の
ように生成するように構成されている。
ＬＯである。この例においては、第１及び第２の直交モ
ジュールＱＭ１、ＱＭ２は、第１及び第２の信号（ＦＩ
１、ＦＩ２）及び（ＬＯ１、ＬＯ２）を、それぞれ次の
ように生成するように構成されている。
【００３１】ＦＩ１＝ｓｉｎ（ωＦＩ・ｔ＋Π） ＦＩ２＝ｓｉｎ（ωＦＩ・ｔ＋３Π／２） ＬＯ１＝ｓｉｎ（ωＬＯ・ｔ＋Π／４） ＬＯ２＝ｓｉｎ（ωＬＯ・ｔ＋３Π／４） そして、ミキサにより行われた乗算結果である第１及び
第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２の出力信号ＲＳ１、ＲＳ２
は、通常の三角関数の式を用いて、次のように記述でき
る。
第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２の出力信号ＲＳ１、ＲＳ２
は、通常の三角関数の式を用いて、次のように記述でき
る。
【００３２】ＲＳ１＝（ｓｉｎ（（ωＬＯ−ωＦＩ）・
ｔ＋Π／４））／２−（ｓｉｎ（（ωＬＯ＋ωＦＩ）・
ｔ＋Π／４））／２ ＲＳ２＝（ｓｉｎ（（ωＬＯ＋ωＦＩ）・ｔ＋Π／
４））／２＋（ｓｉｎ（（ωＬＯ−ωＦＩ）・ｔ＋Π／
４））／２ これらの出力信号を再結合した後、周波数コンバータ
は、信号ＲＳを送出する。信号ＲＳは、第１及び第２の
ミキサＭＸ１、ＭＸ２の出力信号ＲＳ１、ＲＳ２の和と
して表現される。よって、次の式により与えられる。
ｔ＋Π／４））／２−（ｓｉｎ（（ωＬＯ＋ωＦＩ）・
ｔ＋Π／４））／２ ＲＳ２＝（ｓｉｎ（（ωＬＯ＋ωＦＩ）・ｔ＋Π／
４））／２＋（ｓｉｎ（（ωＬＯ−ωＦＩ）・ｔ＋Π／
４））／２ これらの出力信号を再結合した後、周波数コンバータ
は、信号ＲＳを送出する。信号ＲＳは、第１及び第２の
ミキサＭＸ１、ＭＸ２の出力信号ＲＳ１、ＲＳ２の和と
して表現される。よって、次の式により与えられる。
【００３３】 ＲＳ＝ｓｉｎ（（ωＬＯ−ωＦＩ）・ｔ＋Π／４） ＝ｓｉｎ（ωＲＦ・ｔ＋Π／４） したがって、これはωＲＦ／２Πに等しい無線周波数の
成分だけを含んでいる。よって、本発明に係る周波数コ
ンバータは、自動的に、映像周波数の十分な排除を行
う。なぜなら、ｓｉｎ（（ωＬＯ＋ωＦＩ）・ｔ）を含
む成分が、周波数コンバータの出力信号ＲＳの中に現れ
ないからである。互いの位相から９０°ずれた２つの成
分に、発振器の出力信号を分離することは、電子産業に
おける現行の技術であり、第１の直交モジュールＱＭ１
の多くの実施形態を、先行文献の中に見つけることがで
きる。第２の直交モジュールＱＭ２の実現、及び、第１
及び第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２の相互作用は、ミキサ
ＭＸ１、ＭＸ２で行われる乗算で生成されるノイズを最
小になるように減少させつつ、可能な限り最良の線形性
と可能な限り高いゲインを提供するために、最適化され
てもよい。
成分だけを含んでいる。よって、本発明に係る周波数コ
ンバータは、自動的に、映像周波数の十分な排除を行
う。なぜなら、ｓｉｎ（（ωＬＯ＋ωＦＩ）・ｔ）を含
む成分が、周波数コンバータの出力信号ＲＳの中に現れ
ないからである。互いの位相から９０°ずれた２つの成
分に、発振器の出力信号を分離することは、電子産業に
おける現行の技術であり、第１の直交モジュールＱＭ１
の多くの実施形態を、先行文献の中に見つけることがで
きる。第２の直交モジュールＱＭ２の実現、及び、第１
及び第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２の相互作用は、ミキサ
ＭＸ１、ＭＸ２で行われる乗算で生成されるノイズを最
小になるように減少させつつ、可能な限り最良の線形性
と可能な限り高いゲインを提供するために、最適化され
てもよい。
【００３４】図２は、第２の直交モジュールと、第１及
び第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２の１つの実施形態を示す
回路図である。ここでは、第２の直交モジュールと第１
及び第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２は、同じ集積回路に組
み込まれている。この実施形態において、周波数コンバ
ータの入力信号ＩＳは、差分電圧信号（ＩＳ＋、ＩＳ
−）である。第１の直交モジュールＱＭ１の第１及び第
２の出力信号ＬＯ１、ＬＯ２もまた、差分特性（ＬＯ１
＋、ＬＯ１−）及び（ＬＯ２＋、ＬＯ２−）である。
び第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２の１つの実施形態を示す
回路図である。ここでは、第２の直交モジュールと第１
及び第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２は、同じ集積回路に組
み込まれている。この実施形態において、周波数コンバ
ータの入力信号ＩＳは、差分電圧信号（ＩＳ＋、ＩＳ
−）である。第１の直交モジュールＱＭ１の第１及び第
２の出力信号ＬＯ１、ＬＯ２もまた、差分特性（ＬＯ１
＋、ＬＯ１−）及び（ＬＯ２＋、ＬＯ２−）である。
【００３５】第２の直交モジュールは、トランスコンダ
クタンス・ステージＴＣＤＳを備えている。このトラン
スコンダクタンス・ステージＴＣＤＳは、入力信号（Ｉ
Ｓ＋、ＩＳ−）により形成された電圧情報を、電流情報
に変換することを可能にする。このトランスコンダクタ
ンス・ステージＴＣＤＳは、トランジスタＭｇと直列に
接続された抵抗Ｒｇにより構成される。トランジスタＭ
ｇの導通は、入力信号（ＩＳ＋、ＩＳ−）によりコント
ロールされる。トランジスタと抵抗の結合は、電流を生
成することを意図した電流源を構成する。この電流の値
は、トランジスタのバイアス電圧の値に比例する。した
がって、本ケースでは、入力信号（ＩＳ＋、ＩＳ−）の
値に比例する。より有利には、ＮＭＯＳ型トランジスタ
が、電圧／電流変換における可能な限り最も良好な線形
性を得るために、選択されるであろう。
クタンス・ステージＴＣＤＳを備えている。このトラン
スコンダクタンス・ステージＴＣＤＳは、入力信号（Ｉ
Ｓ＋、ＩＳ−）により形成された電圧情報を、電流情報
に変換することを可能にする。このトランスコンダクタ
ンス・ステージＴＣＤＳは、トランジスタＭｇと直列に
接続された抵抗Ｒｇにより構成される。トランジスタＭ
ｇの導通は、入力信号（ＩＳ＋、ＩＳ−）によりコント
ロールされる。トランジスタと抵抗の結合は、電流を生
成することを意図した電流源を構成する。この電流の値
は、トランジスタのバイアス電圧の値に比例する。した
がって、本ケースでは、入力信号（ＩＳ＋、ＩＳ−）の
値に比例する。より有利には、ＮＭＯＳ型トランジスタ
が、電圧／電流変換における可能な限り最も良好な線形
性を得るために、選択されるであろう。
【００３６】第２の直交モジュールは、さらに、回路網
ＲＣにより形成された多相フィルタ（polyphase filte
r）ＰＬＦを備えている。これは、第１及び第２の差分
電流（ＦＩ１＋、ＦＩ１−）を生成することを可能にす
る。これらの差分電流は、互いに９０°位相がずれてい
る。これらの差分電流は、第２の直交モジュールの第１
及び第２の出力信号を形成し、それぞれ、前記信号によ
り伝播される有益な情報を構成する周波数の入力信号
（ＩＳ＋、ＩＳ−）を表現する。９０°の位相シフト
は、次のような選択により得られる。
ＲＣにより形成された多相フィルタ（polyphase filte
r）ＰＬＦを備えている。これは、第１及び第２の差分
電流（ＦＩ１＋、ＦＩ１−）を生成することを可能にす
る。これらの差分電流は、互いに９０°位相がずれてい
る。これらの差分電流は、第２の直交モジュールの第１
及び第２の出力信号を形成し、それぞれ、前記信号によ
り伝播される有益な情報を構成する周波数の入力信号
（ＩＳ＋、ＩＳ−）を表現する。９０°の位相シフト
は、次のような選択により得られる。
【００３７】多相フィルタＰＬＦの極ＲＣ（pole RC）
について、 Π／２＝２・ａｒｃｔａｎ（２Π・Ｒ・Ｃ・ＦＩ） なお、ＲＣ＝１／ωＦＩである。
について、 Π／２＝２・ａｒｃｔａｎ（２Π・Ｒ・Ｃ・ＦＩ） なお、ＲＣ＝１／ωＦＩである。
【００３８】各ミキサＭＸｉ（ｉ＝１又は２）は、ギル
バート・セルを構成する２つの差分対（Ｔｉ１、Ｔｉ
２）及び（Ｔｉ３、Ｔｉ４）を備えている。これらの導
通は、第１の直交モジュールの出力信号（ＬＯｉ＋、Ｌ
Ｏｉ−）の１つによりコントロールされるべきである。
また、これらの対は、第２の直交モジュールの出力信号
（ＦＩｉ＋、ＦＩｉ−）の１つにより、バイアスされる
ことを意図している。トランジスタ（Ｔｉ１、Ｔｉ３）
のコレクタは、すべて互いに接続されており、第１の出
力信号ＲＳ１を供給する第１の出力端子を構成する。ト
ランジスタ（Ｔｉ２、Ｔｉ４）のコレクタは、すべて互
いに接続されており、第２の出力信号ＲＳ２を供給する
第２の出力端子を構成する。各出力端子は、さらに、負
荷抵抗ＲＬを介して、供給端子ＶＣＣに接続されてい
る。
バート・セルを構成する２つの差分対（Ｔｉ１、Ｔｉ
２）及び（Ｔｉ３、Ｔｉ４）を備えている。これらの導
通は、第１の直交モジュールの出力信号（ＬＯｉ＋、Ｌ
Ｏｉ−）の１つによりコントロールされるべきである。
また、これらの対は、第２の直交モジュールの出力信号
（ＦＩｉ＋、ＦＩｉ−）の１つにより、バイアスされる
ことを意図している。トランジスタ（Ｔｉ１、Ｔｉ３）
のコレクタは、すべて互いに接続されており、第１の出
力信号ＲＳ１を供給する第１の出力端子を構成する。ト
ランジスタ（Ｔｉ２、Ｔｉ４）のコレクタは、すべて互
いに接続されており、第２の出力信号ＲＳ２を供給する
第２の出力端子を構成する。各出力端子は、さらに、負
荷抵抗ＲＬを介して、供給端子ＶＣＣに接続されてい
る。
【００３９】本実施形態において記述された集積回路
は、周波数コンバータの入力信号ＩＳと、ミキサＭＸ
１、ＭＸ２との間におけるインターフェースを最小に減
少させることに、注目できる。このため、回路で生成さ
れるノイズを減少し、これにより用いられるエレメント
は、互いに直接相互に作用して、線形性の高いものを提
供する。
は、周波数コンバータの入力信号ＩＳと、ミキサＭＸ
１、ＭＸ２との間におけるインターフェースを最小に減
少させることに、注目できる。このため、回路で生成さ
れるノイズを減少し、これにより用いられるエレメント
は、互いに直接相互に作用して、線形性の高いものを提
供する。
【００４０】個々の差分対のコレクタ間の節点接続は、
上述したコンビネーション手段の一部を構成すると、見
なされる。確かに、これらは、２つのミキサＭＸ１、Ｍ
Ｘ２の出力信号の寄与を互いに付加してする効果を有し
ている。また、映像周波数を有するあらゆる寄生成分か
ら解放された信号ＲＳ１、ＲＳ２を生成する。さらに、
無線周波数信号ＲＳを構成するように、第１及び第２の
信号ＲＳ１、ＲＳ２の１つを選択する可能にする。しか
し、これは、６ｄＢのゲイン・ロスをもたらすであろ
う。生成された２つの信号ＲＳ１、ＲＳ２を、高い度合
いでこのゲイン・ロスを減少できるであろう単一の信号
に、結合することは、好ましい。
上述したコンビネーション手段の一部を構成すると、見
なされる。確かに、これらは、２つのミキサＭＸ１、Ｍ
Ｘ２の出力信号の寄与を互いに付加してする効果を有し
ている。また、映像周波数を有するあらゆる寄生成分か
ら解放された信号ＲＳ１、ＲＳ２を生成する。さらに、
無線周波数信号ＲＳを構成するように、第１及び第２の
信号ＲＳ１、ＲＳ２の１つを選択する可能にする。しか
し、これは、６ｄＢのゲイン・ロスをもたらすであろ
う。生成された２つの信号ＲＳ１、ＲＳ２を、高い度合
いでこのゲイン・ロスを減少できるであろう単一の信号
に、結合することは、好ましい。
【００４１】図３は、この目的のために用いられるコン
ビネーション手段ＣＯＭＢの１つの実施形態を示す。こ
の手段は、供給端子ＶＣＣとグランドの間に直列接続さ
れて構成された第１及び第２のトランジスタＴ１、Ｔ２
を有している。これらのトランジスタの導通は、それぞ
れ、ミキサの第１及び第２の出力信号ＲＳ１、ＲＳ２に
より、コントロールされる。そして、周波数コンバータ
の出力信号ＲＳは、これらトランジスタＴ１及びＴ２の
中間接続点から、得られる。第２のトランジスタＴ２
は、それが飽和することを回避するために、特定のバイ
アスがされている。例えば、供給電圧ＶＣＣが３Ｖの場
合、信号ＲＳ１、ＲＳ２のＤＣ成分の値は、理想的に
は、１．５Ｖとなり、これらの信号を瞬間的な変化にお
いて可能な限り最も広いレンジで供給する。これは、出
力信号ＲＳのＤＣ成分の値が、１．５Ｖ−Ｖｂｅ（Ｔ
１）であることを意味している。ここで、Ｖｂｅ（Ｔ
１）は、第１のトランジスタＴ１のベース・エミッタ間
電圧であり、これは一般に０．６Ｖ程度である。よっ
て、第２のトランジスタＴ２のコレクタ・エミッタ間電
圧（Ｖｃｅ（Ｔ２））の変動範囲は、０．９Ｖより高く
ならない。これは、第２のトランジスタＴ２に、特別な
バイアスを必要とする。この目的のため、デカップリン
グ・キャパシタＣｄが、トランジスタＴ２のベースの上
流側に配置されている。また、例えば、当業者に知られ
ている技術であるベース及びエミッタ抵抗により形成さ
れたバイアス手段ＰＯＬも配置されている。これによ
り、第２のトランジスタＴ２のベースに、上述したよう
な動作状態により定まる電位が、供給される。
ビネーション手段ＣＯＭＢの１つの実施形態を示す。こ
の手段は、供給端子ＶＣＣとグランドの間に直列接続さ
れて構成された第１及び第２のトランジスタＴ１、Ｔ２
を有している。これらのトランジスタの導通は、それぞ
れ、ミキサの第１及び第２の出力信号ＲＳ１、ＲＳ２に
より、コントロールされる。そして、周波数コンバータ
の出力信号ＲＳは、これらトランジスタＴ１及びＴ２の
中間接続点から、得られる。第２のトランジスタＴ２
は、それが飽和することを回避するために、特定のバイ
アスがされている。例えば、供給電圧ＶＣＣが３Ｖの場
合、信号ＲＳ１、ＲＳ２のＤＣ成分の値は、理想的に
は、１．５Ｖとなり、これらの信号を瞬間的な変化にお
いて可能な限り最も広いレンジで供給する。これは、出
力信号ＲＳのＤＣ成分の値が、１．５Ｖ−Ｖｂｅ（Ｔ
１）であることを意味している。ここで、Ｖｂｅ（Ｔ
１）は、第１のトランジスタＴ１のベース・エミッタ間
電圧であり、これは一般に０．６Ｖ程度である。よっ
て、第２のトランジスタＴ２のコレクタ・エミッタ間電
圧（Ｖｃｅ（Ｔ２））の変動範囲は、０．９Ｖより高く
ならない。これは、第２のトランジスタＴ２に、特別な
バイアスを必要とする。この目的のため、デカップリン
グ・キャパシタＣｄが、トランジスタＴ２のベースの上
流側に配置されている。また、例えば、当業者に知られ
ている技術であるベース及びエミッタ抵抗により形成さ
れたバイアス手段ＰＯＬも配置されている。これによ
り、第２のトランジスタＴ２のベースに、上述したよう
な動作状態により定まる電位が、供給される。
【００４２】図４は、本発明に係る周波数コンバータに
より行われる映像周波数の排除を示している。このコン
バータの出力信号ＲＳは、中間周波数ＦＩの信号と、発
振周波数ＦＬＯの信号を乗算することにより得られる。
出力信号ＲＳは、ＦＬＯ−ＦＩに等しい無線周波数ＲＦ
の単一のメイン成分を、示している。映像周波数ＦＬＯ
＋ＦＩの成分は、図中において点線で示されており、既
知のコンバータの出力信号を表している。この成分は、
本発明のおかげで、周波数コンバータ自体の内部で、抑
制される。
より行われる映像周波数の排除を示している。このコン
バータの出力信号ＲＳは、中間周波数ＦＩの信号と、発
振周波数ＦＬＯの信号を乗算することにより得られる。
出力信号ＲＳは、ＦＬＯ−ＦＩに等しい無線周波数ＲＦ
の単一のメイン成分を、示している。映像周波数ＦＬＯ
＋ＦＩの成分は、図中において点線で示されており、既
知のコンバータの出力信号を表している。この成分は、
本発明のおかげで、周波数コンバータ自体の内部で、抑
制される。
【図１】本発明に係る周波数コンバータを用いた無線電
話（wireless telephony）の機能を示す部分的なブロッ
ク図である。
話（wireless telephony）の機能を示す部分的なブロッ
ク図である。
【図２】そのような周波数コンバータの一部の好ましい
実施形態を示す回路図である。
実施形態を示す回路図である。
【図３】本発明の特定の実施形態で用いられるコンビネ
ーション手段を示す回路図である。
ーション手段を示す回路図である。
【図４】本発明の利点を説明する周波数の図である。
ＳＰＵ シグナル・プロセッシング・ユニット ＶＣＯ 発振器 ＱＭ１ 第１の直交モジュール ＱＭ２ 第２の直交モジュール ＭＸ１ 第１のミキサ ＭＸ２ 第２のミキサ ＣＯＭＢ コンビネーション手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 590000248 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １, 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔｈ ｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ (72)発明者 ジェローム、ピエール、ポール、ランガネ イ フランス国ビヨン‐レ‐ビュイソン、ルー ト、ド、ケロン、１ (72)発明者 ブノワ、フェロン フランス国カーン、リュ、デ、フレール、 ミショー、30
Claims (6)
- 【請求項１】中間周波数の入力信号と、発振器で生成さ
れた発振周波数の信号とを、受信し、 発振周波数と中間周波数の差分の絶対値に等しい値の無
線周波数の出力信号を供給する、 周波数コンバータであって、 前記発振器から入力信号を受信し、互いに位相が直交
し、且つ、周波数として発振周波数を有する第１及び第
２の出力信号を供給する、第１の直交モジュールと、 当該周波数コンバータにおける前記入力信号を受信し、
互いに位相が直交し、且つ、周波数として中間周波数を
有する第１及び第２の出力信号を供給する、第２の直交
モジュールと、 前記第１及び第２の直交モジュールの第１の出力信号の
積で表現された出力信号を供給する、第１のミキサと、 前記第１及び第２の直交モジュールの第２の出力信号の
積で表現された出力信号を供給する、第２のミキサと、 前記第１及び第２のミキサの出力信号を再結合する、コ
ンビネーション手段と、 を備えることを特徴とする周波数コンバータ。 - 【請求項２】各ミキサは、ギルバート・セルを構成する
２つの差分対を備えており、 その導通は、前記第１の直交モジュールの出力信号の１
つによりコントロールされ、 これらの対は、前記第２の直交モジュールの出力信号の
１つにより、バイアスされる、 ことを特徴とする請求項１に記載の周波数コンバータ。 - 【請求項３】前記第２の直交モジュールは、当該周波数
コンバータの前記入力信号により伝播された電圧情報
を、電流情報に変換する、トランスコンダクタンス・ス
テージを備えている、ことを特徴とする請求項１に記載
の周波数コンバータ。 - 【請求項４】前記第２の直交モジュールは、 前記入力信号により伝播された情報を表し、且つ、互い
に位相のずれた複数の電流を、乗算する多相フィルタ
を、 備えていることを特徴とする請求項１に記載の周波数コ
ンバータ。 - 【請求項５】前記第２の直交モジュールと前記第１及び
第２のミキサとは、同一の集積回路内に組み込まれてい
る、ことを特徴とする請求項１に記載の周波数コンバー
タ。 - 【請求項６】シグナル・プロセッシング・ユニットと、
無線周波数信号を送信するアンテナとを有する無線電話
装置であって、 前記シグナル・プロセッシング・ユニットからその出力
信号を受信する、請求項１に記載の周波数コンバータ
を、さらに備えるとともに、 前記周波数コンバータの出力信号は、無線周波数信号を
構成する、 ことを特徴とする無線電話装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR0004996 | 2000-04-18 | ||
| FR0004996A FR2807896A1 (fr) | 2000-04-18 | 2000-04-18 | Convertisseur de frequence faible bruit a forte rejection de frequence image |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001358537A true JP2001358537A (ja) | 2001-12-26 |
| JP4765029B2 JP4765029B2 (ja) | 2011-09-07 |
Family
ID=8849386
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001116798A Expired - Fee Related JP4765029B2 (ja) | 2000-04-18 | 2001-04-16 | 映像周波数を強固に排除する低ノイズ周波数コンバータ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6819913B2 (ja) |
| EP (1) | EP1148631B1 (ja) |
| JP (1) | JP4765029B2 (ja) |
| DE (1) | DE60123157T2 (ja) |
| FR (1) | FR2807896A1 (ja) |
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| CN100486266C (zh) * | 2003-12-06 | 2009-05-06 | 海信集团有限公司 | 无线固定电话模块 |
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2000
- 2000-04-18 FR FR0004996A patent/FR2807896A1/fr active Pending
-
2001
- 2001-04-11 DE DE60123157T patent/DE60123157T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2001-04-11 EP EP01201332A patent/EP1148631B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 2001-04-16 JP JP2001116798A patent/JP4765029B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2001-04-16 US US09/835,634 patent/US6819913B2/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4765029B2 (ja) | 2011-09-07 |
| US6819913B2 (en) | 2004-11-16 |
| FR2807896A1 (fr) | 2001-10-19 |
| EP1148631A1 (fr) | 2001-10-24 |
| DE60123157T2 (de) | 2007-08-30 |
| DE60123157D1 (de) | 2006-11-02 |
| EP1148631B1 (fr) | 2006-09-20 |
| US20020008983A1 (en) | 2002-01-24 |
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