JP4765029B2 - 映像周波数を強固に排除する低ノイズ周波数コンバータ - Google Patents
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- H03C1/542—Balanced modulators, e.g. bridge type, ring type or double balanced type comprising semiconductor devices with at least three electrodes
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、中間周波数の入力信号と発振器で生成された発振周波数の信号とを受信し、且つ、発振周波数と中間周波数の差分の絶対値と等しい値の無線周波数（radio frequency）を有する出力信号を供給するよう構成された、周波数コンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
そのような周波数コンバータは、ＲＦマイクロ・デバイス・カンパニー（RF Micro-Devices Company）により製造されたＲＦ２６４０回路の仕様書により、知られている。
【０００３】
この回路は、差分特性（differential character）の入力信号に基づいて、非対称特性（asymmetrical character）の出力信号を生成する。この入力信号は発振器で生成されるが、これも非対称特性である。出力信号は、入力信号と、発振器からくる信号の乗算処理の結果である。そのような周波数コンバータの出力信号が、発振周波数と中間周波数との差分に等しい周波数の成分を備える場合、それは、発振周波数と中間周波数との和に等しい周波数の寄生成分（parasitic component）も、備えるであろう。ここでは、この和は映像周波数と呼ぶ。周波数コンバータの出力信号は、周波数情報を伝播し、そして、この周波数情報は無線周波数と映像周波数の間で分けられる。これに対して、この情報のレシーバは、無線周波数のみを受信するように構成されるであろう。したがって、無線周波数を有する周波数コンバータの出力信号の成分が、送信すべき有益な情報だけを含むように、寄生成分は抑制されるべきである。なぜなら、そうしないと、送信された信号は、この情報の行き先であるレシーバにとって無用となるであろうからである。これは、周波数コンバータに、フィルタリング・デバイスを加えて使用することを要求する。
【０００４】
さらに、既知の周波数コンバータのゲインや線形性は、多くの用途において不十分である。また、マイクロストリップ・ラインのようなコンバータ外部のコンポーネントにより、改善しなければならない。これは、既知のコンバータの使用をさらに複雑化する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、ノイズ及びゲインに関して良好なパフォーマンスを提供し、且つ、既知のコンバータよりも改善された線形性を提供しつつ、映像周波数を十分に内部的に排除することを実現可能な周波数コンバータを提供することにより、上述の欠点を改善することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、この目的のための冒頭のパラグラフで述べた周波数コンバータは、
● 発振器から信号を受信し、互いに位相が直交し、且つ、周波数として発振周波数を有する第１及び第２の出力信号を供給する、第１の直交モジュールと、
● 周波数コンバータにおける入力信号を受信し、互いに位相が直交し、且つ、周波数として中間周波数を有する第１及び第２の出力信号を供給する、第２の直交モジュールと、
● 第１及び第２の直交モジュールの第１の出力信号の積で表現された出力信号を供給する、第１のミキサと、
● 第１及び第２の直交モジュールの第２の出力信号の積で表現された出力信号を供給する、第２のミキサと、
● 前記第１及び第２のミキサの出力信号を再結合する、コンビネーション手段と、
を備えている。
【０００７】
本発明の利点は、次のような例に基づけば、容易に理解されるであろう。すなわち、本発明に係る周波数コンバータの入力信号ＩＳは、次の式により与えられる。
【０００８】
ＩＳ＝ｓｉｎ（ωＦＩ・ｔ）
一方、発振器ＶＣＯの出力信号ＯＳは、次の式により与えられる。
【０００９】
ＯＳ＝ｓｉｎ（ωＬＯ・ｔ）
この例では、第１及び第２の直交モジュールは、それぞれ、第１及び第２の信号（ＦＩ１、ＦＩ２）及び（ＬＯ１、ＬＯ２）を生成するように配置されている。これらは、次の式により記述される。
【００１０】
ＦＩ１＝ｓｉｎ（ωＦＩ・ｔ＋Π）
ＦＩ２＝ｓｉｎ（ωＦＩ・ｔ＋３Π／２）
ＬＯ１＝ｓｉｎ（ωＬＯ・ｔ＋Π／４）
ＬＯ２＝ｓｉｎ（ωＬＯ・ｔ＋３Π／４）
そして、ミキサにより行われた乗算結果である第１及び第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２の出力信号ＲＳ１、ＲＳ２は、通常の三角関数の式を用いて、次のように記述できる。
【００１１】
ＲＳ１＝（ｓｉｎ（（ωＬＯ−ωＦＩ）・ｔ＋Π／４））／２
−（ｓｉｎ（（ωＬＯ＋ωＦＩ）・ｔ＋Π／４））／２
ＲＳ２＝（ｓｉｎ（（ωＬＯ＋ωＦＩ）・ｔ＋Π／４））／２
＋（ｓｉｎ（（ωＬＯ−ωＦＩ）・ｔ＋Π／４））／２
これらの出力信号を再結合した後、周波数コンバータは、信号ＲＳを送出する。信号ＲＳは、第１及び第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２の出力信号ＲＳ１、ＲＳ２の和として表現される。よって、次の式により与えられる。
【００１２】
したがって、これはωＲＦ／２Πに等しい無線周波数の成分だけを含んでいる。よって、本発明に係る周波数コンバータは、自動的に、映像周波数の十分な排除を行う。なぜなら、ｓｉｎ（（ωＬＯ＋ωＦＩ）・ｔ）を含む成分が、周波数コンバータの出力信号ＲＳの中に現れないからである。
【００１３】
本発明の１つの実施形態においては、各ミキサは、ギルバート・セルを構成する２つの差分対を備えており、その導通は、第１の直交モジュールの出力信号の１つによりコントロールされ、これらの対は、第２の直交モジュールの出力信号の１つにより、バイアスされる。
【００１４】
この実施形態は、シンプルであり、テストされて信頼できるエレメントを使用する。さらに、第２の直交モジュールの出力信号によるギルバート・セルのバイアスは、周波数コンバータの入力信号とミキサとの間のインターフェースを最小に減らし、発振器で生成された信号による入力信号の乗算で生成されるノイズを制限する。
【００１５】
本発明の特定の実施形態においては、第２の直交モジュールは、周波数コンバータの入力信号により伝播された電圧情報を、電流情報に変換する、トランスコンダクタンス・ステージを備えている。
【００１６】
この実施形態は、入力信号が電圧により形成される場合に、第２の直交モジュールとミキサの間のインターフェースを最もシンプルにすることができる。入力信号を電圧で形成することは、現在の技術において、通常ケースである。さらに、トランスコンダクタンス・ステージの使用は、ミキサによって行われる乗算について、良好な線形性を得ることができるようにする。
【００１７】
変形した実施形態においては、第２の直交モジュールは、入力信号により伝播された情報を表しており、且つ、互いに位相のずれた複数の電流の乗算をする多相フィルタを備えている。
【００１８】
本発明の特に有利な実施形態においては、第２の直交モジュールと第１及び第２のミキサとは、同一の集積回路内に組み込まれている。
【００１９】
上述した集積化は、種々の集積化エレメント間の接続ラインの長さを、減少させることを許容する。そして、周波数コンバータにより生成されるノイズを、最小に減少させる。
【００２０】
本発明に係る周波数コンバータは、周波数変換が必要なあらゆるタイプの分野に使用されてもよく、特に、無線波信号の送信前に周波数シフトを行う分野に使用されてもよい。これらの実施形態の１つにおいて、本発明は、シグナル・プロセッシング・ユニットと、無線周波数信号を送信するアンテナとを有する無線電話装置であって、シグナル・プロセッシング・ユニットからその出力信号を受信する、上述の周波数コンバータを、さらに備えるとともに、周波数コンバータの出力信号は、無線周波数信号を構成する、ことを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】
本発明は以下の記述から容易に理解されるであろうが、これは一例を示すものであり、本発明を限定するものではない。
【００２２】
図１は、無線電話（wireless telehone）を模式的に示している。無線電話は、シグナル・プロセッシング・ユニットＳＰＵと、このシグナル・プロセッシング・ユニットＳＰＵで発生した入力信号ＩＳを表現する無線周波数信号ＲＳを送信するアンテナＡＮＴとを、備えている。入力信号ＩＳは、中間周波数と呼ばれる周波数ＦＩを有しており、その平均値は一般に１８０ＭＨｚとなるように選択される。入力信号ＩＳの周波数の瞬間的な値は、この信号により伝えられる情報を構成している。この情報は、無線周波数信号ＲＳから検索される。周波数コンバータ（ＱＭ１、ＱＭ２、ＭＸ１、ＭＸ２、ＣＯＭＢ）は、高い平均値の無線周波数ＲＦを、送信する信号ＲＳの特性とするために用いられる。この高い平均値は、例えば、ＧＳＭ基準によれば、８３５ＭＨｚである。これを達成するために、ローカル発振器ＶＣＯは用いられ、信号ＯＳを供給する。この信号ＯＳは、高い発振周波数ＦＬＯを有しており、上述の選択した例によれば、これは１０１５ＭＨｚに等しいであろう。この信号ＯＳは、ミキサＭＸ１、ＭＸ２で入力信号ＩＳと掛け合わされて、ＲＦ＝ＦＬＯ−ＦＩとなる。本発明に係る周波数コンバータは、その出力信号である無線周波数信号ＲＳを導出しない。あらゆる成分は、映像周波数ＦＬＯ＋ＦＩを有しており、ＧＳＭ基準の例では、これは１１９５ＭＨｚに等しいであろう。この目的のため、周波数コンバータは以下のものを備えている。
【００２３】
● 第１の直交モジュールＱＭ１。これは、発振器ＶＣＯからの出力信号ＯＳを受信し、互いに直交位相にある第１及び第２の出力信号ＬＯ１、ＬＯ２を供給するように構成されている。これらは共に、その周波数として、発振周波数ＦＬＯを有している。
【００２４】
● 第２の直交モジュールＱＭ２。これは、入力信号ＩＳを受信し、互いに直交位相にある第１及び第２の出力信号ＦＩ１、ＦＩ２を供給するように構成されている。これらは共に、その周波数として、中間周波数ＦＩを有している。
【００２５】
● 第１のミキサＭＸ１。これは、出力信号ＲＳ１を供給するように構成されている。出力信号ＲＳ１は、第１及び第２の直交モジュールＱＭ１、ＱＭ２の第１の出力信号ＬＯ１とＦＩ１の積で表現される。
【００２６】
● 第２のミキサＭＸ２。これは、出力信号ＲＳ２を供給するように構成されている。出力信号ＲＳ２は、第１及び第２の直交モジュールＱＭ１、ＱＭ２の第１の出力信号ＬＯ２とＦＩ２の積で表現される。
【００２７】
● コンビネーション手段ＣＯＭＢ。これは、第１及び第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２の出力信号ＲＳ１、ＲＳ２を結合する。
【００２８】
本発明の利点は、次のような例に基づけば、容易に理解されるであろう。すなわち、周波数コンバータの入力信号ＩＳは、次の式により与えられる。
【００２９】
ＩＳ＝ｓｉｎ（ωＦＩ・ｔ）
一方、発振器ＶＣＯの出力信号ＯＳは、次の式により与えられる。
【００３０】
ＯＳ＝ｓｉｎ（ωＬＯ・ｔ）
ここで、ωＦＩ＝２Π・ＦＩであり、ωＬＯ＝２Π・ＦＬＯである。この例においては、第１及び第２の直交モジュールＱＭ１、ＱＭ２は、第１及び第２の信号（ＦＩ１、ＦＩ２）及び（ＬＯ１、ＬＯ２）を、それぞれ次のように生成するように構成されている。
【００３１】
ＦＩ１＝ｓｉｎ（ωＦＩ・ｔ＋Π）
ＦＩ２＝ｓｉｎ（ωＦＩ・ｔ＋３Π／２）
ＬＯ１＝ｓｉｎ（ωＬＯ・ｔ＋Π／４）
ＬＯ２＝ｓｉｎ（ωＬＯ・ｔ＋３Π／４）
そして、ミキサにより行われた乗算結果である第１及び第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２の出力信号ＲＳ１、ＲＳ２は、通常の三角関数の式を用いて、次のように記述できる。
【００３２】
ＲＳ１＝（ｓｉｎ（（ωＬＯ−ωＦＩ）・ｔ＋Π／４））／２
−（ｓｉｎ（（ωＬＯ＋ωＦＩ）・ｔ＋Π／４））／２
ＲＳ２＝（ｓｉｎ（（ωＬＯ＋ωＦＩ）・ｔ＋Π／４））／２
＋（ｓｉｎ（（ωＬＯ−ωＦＩ）・ｔ＋Π／４））／２
これらの出力信号を再結合した後、周波数コンバータは、信号ＲＳを送出する。信号ＲＳは、第１及び第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２の出力信号ＲＳ１、ＲＳ２の和として表現される。よって、次の式により与えられる。
【００３３】
したがって、これはωＲＦ／２Πに等しい無線周波数の成分だけを含んでいる。よって、本発明に係る周波数コンバータは、自動的に、映像周波数の十分な排除を行う。なぜなら、ｓｉｎ（（ωＬＯ＋ωＦＩ）・ｔ）を含む成分が、周波数コンバータの出力信号ＲＳの中に現れないからである。互いの位相から９０°ずれた２つの成分に、発振器の出力信号を分離することは、電子産業における現行の技術であり、第１の直交モジュールＱＭ１の多くの実施形態を、先行文献の中に見つけることができる。第２の直交モジュールＱＭ２の実現、及び、第１及び第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２の相互作用は、ミキサＭＸ１、ＭＸ２で行われる乗算で生成されるノイズを最小になるように減少させつつ、可能な限り最良の線形性と可能な限り高いゲインを提供するために、最適化されてもよい。
【００３４】
図２は、第２の直交モジュールと、第１及び第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２の１つの実施形態を示す回路図である。ここでは、第２の直交モジュールと第１及び第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２は、同じ集積回路に組み込まれている。この実施形態において、周波数コンバータの入力信号ＩＳは、差分電圧信号（ＩＳ＋、ＩＳ−）である。第１の直交モジュールＱＭ１の第１及び第２の出力信号ＬＯ１、ＬＯ２もまた、差分特性（ＬＯ１＋、ＬＯ１−）及び（ＬＯ２＋、ＬＯ２−）である。
【００３５】
第２の直交モジュールは、トランスコンダクタンス・ステージＴＣＤＳを備えている。このトランスコンダクタンス・ステージＴＣＤＳは、入力信号（ＩＳ＋、ＩＳ−）により形成された電圧情報を、電流情報に変換することを可能にする。このトランスコンダクタンス・ステージＴＣＤＳは、トランジスタＭｇと直列に接続された抵抗Ｒｇにより構成される。トランジスタＭｇの導通は、入力信号（ＩＳ＋、ＩＳ−）によりコントロールされる。トランジスタと抵抗の結合は、電流を生成することを意図した電流源を構成する。この電流の値は、トランジスタのバイアス電圧の値に比例する。したがって、本ケースでは、入力信号（ＩＳ＋、ＩＳ−）の値に比例する。より有利には、ＮＭＯＳ型トランジスタが、電圧／電流変換における可能な限り最も良好な線形性を得るために、選択されるであろう。
【００３６】
第２の直交モジュールは、さらに、回路網ＲＣにより形成された多相フィルタ（polyphase filter）ＰＬＦを備えている。これは、第１及び第２の差分電流（ＦＩ１＋、ＦＩ１−）を生成することを可能にする。これらの差分電流は、互いに９０°位相がずれている。これらの差分電流は、第２の直交モジュールの第１及び第２の出力信号を形成し、それぞれ、前記信号により伝播される有益な情報を構成する周波数の入力信号（ＩＳ＋、ＩＳ−）を表現する。９０°の位相シフトは、次のような選択により得られる。
【００３７】
多相フィルタＰＬＦの極ＲＣ（pole RC）について、
Π／２＝２・ａｒｃｔａｎ（２Π・Ｒ・Ｃ・ＦＩ）
なお、ＲＣ＝１／ωＦＩである。
【００３８】
各ミキサＭＸｉ（ｉ＝１又は２）は、ギルバート・セルを構成する２つの差分対（Ｔｉ１、Ｔｉ２）及び（Ｔｉ３、Ｔｉ４）を備えている。これらの導通は、第１の直交モジュールの出力信号（ＬＯｉ＋、ＬＯｉ−）の１つによりコントロールされるべきである。また、これらの対は、第２の直交モジュールの出力信号（ＦＩｉ＋、ＦＩｉ−）の１つにより、バイアスされることを意図している。トランジスタ（Ｔｉ１、Ｔｉ３）のコレクタは、すべて互いに接続されており、第１の出力信号ＲＳ１を供給する第１の出力端子を構成する。トランジスタ（Ｔｉ２、Ｔｉ４）のコレクタは、すべて互いに接続されており、第２の出力信号ＲＳ２を供給する第２の出力端子を構成する。各出力端子は、さらに、負荷抵抗ＲＬを介して、供給端子ＶＣＣに接続されている。
【００３９】
本実施形態において記述された集積回路は、周波数コンバータの入力信号ＩＳと、ミキサＭＸ１、ＭＸ２との間におけるインターフェースを最小に減少させることに、注目できる。このため、回路で生成されるノイズを減少し、これにより用いられるエレメントは、互いに直接相互に作用して、線形性の高いものを提供する。
【００４０】
個々の差分対のコレクタ間の節点接続は、上述したコンビネーション手段の一部を構成すると、見なされる。確かに、これらは、２つのミキサＭＸ１、ＭＸ２の出力信号の寄与を互いに付加してする効果を有している。また、映像周波数を有するあらゆる寄生成分から解放された信号ＲＳ１、ＲＳ２を生成する。さらに、無線周波数信号ＲＳを構成するように、第１及び第２の信号ＲＳ１、ＲＳ２の１つを選択する可能にする。しかし、これは、６ｄＢのゲイン・ロスをもたらすであろう。生成された２つの信号ＲＳ１、ＲＳ２を、高い度合いでこのゲイン・ロスを減少できるであろう単一の信号に、結合することは、好ましい。
【００４１】
図３は、この目的のために用いられるコンビネーション手段ＣＯＭＢの１つの実施形態を示す。この手段は、供給端子ＶＣＣとグランドの間に直列接続されて構成された第１及び第２のトランジスタＴ１、Ｔ２を有している。これらのトランジスタの導通は、それぞれ、ミキサの第１及び第２の出力信号ＲＳ１、ＲＳ２により、コントロールされる。そして、周波数コンバータの出力信号ＲＳは、これらトランジスタＴ１及びＴ２の中間接続点から、得られる。第２のトランジスタＴ２は、それが飽和することを回避するために、特定のバイアスがされている。例えば、供給電圧ＶＣＣが３Ｖの場合、信号ＲＳ１、ＲＳ２のＤＣ成分の値は、理想的には、１．５Ｖとなり、これらの信号を瞬間的な変化において可能な限り最も広いレンジで供給する。これは、出力信号ＲＳのＤＣ成分の値が、１．５Ｖ−Ｖｂｅ（Ｔ１）であることを意味している。ここで、Ｖｂｅ（Ｔ１）は、第１のトランジスタＴ１のベース・エミッタ間電圧であり、これは一般に０．６Ｖ程度である。よって、第２のトランジスタＴ２のコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ（Ｔ２））の変動範囲は、０．９Ｖより高くならない。これは、第２のトランジスタＴ２に、特別なバイアスを必要とする。この目的のため、デカップリング・キャパシタＣｄが、トランジスタＴ２のベースの上流側に配置されている。また、例えば、当業者に知られている技術であるベース及びエミッタ抵抗により形成されたバイアス手段ＰＯＬも配置されている。これにより、第２のトランジスタＴ２のベースに、上述したような動作状態により定まる電位が、供給される。
【００４２】
図４は、本発明に係る周波数コンバータにより行われる映像周波数の排除を示している。このコンバータの出力信号ＲＳは、中間周波数ＦＩの信号と、発振周波数ＦＬＯの信号を乗算することにより得られる。出力信号ＲＳは、ＦＬＯ−ＦＩに等しい無線周波数ＲＦの単一のメイン成分を、示している。映像周波数ＦＬＯ＋ＦＩの成分は、図中において点線で示されており、既知のコンバータの出力信号を表している。この成分は、本発明のおかげで、周波数コンバータ自体の内部で、抑制される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る周波数コンバータを用いた無線電話（wireless telephony）の機能を示す部分的なブロック図である。
【図２】そのような周波数コンバータの一部の好ましい実施形態を示す回路図である。
【図３】本発明の特定の実施形態で用いられるコンビネーション手段を示す回路図である。
【図４】本発明の利点を説明する周波数の図である。
【符号の説明】
ＳＰＵ シグナル・プロセッシング・ユニット
ＶＣＯ 発振器
ＱＭ１ 第１の直交モジュール
ＱＭ２ 第２の直交モジュール
ＭＸ１ 第１のミキサ
ＭＸ２ 第２のミキサ
ＣＯＭＢ コンビネーション手段
【発明の属する技術分野】
本発明は、中間周波数の入力信号と発振器で生成された発振周波数の信号とを受信し、且つ、発振周波数と中間周波数の差分の絶対値と等しい値の無線周波数（radio frequency）を有する出力信号を供給するよう構成された、周波数コンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
そのような周波数コンバータは、ＲＦマイクロ・デバイス・カンパニー（RF Micro-Devices Company）により製造されたＲＦ２６４０回路の仕様書により、知られている。
【０００３】
この回路は、差分特性（differential character）の入力信号に基づいて、非対称特性（asymmetrical character）の出力信号を生成する。この入力信号は発振器で生成されるが、これも非対称特性である。出力信号は、入力信号と、発振器からくる信号の乗算処理の結果である。そのような周波数コンバータの出力信号が、発振周波数と中間周波数との差分に等しい周波数の成分を備える場合、それは、発振周波数と中間周波数との和に等しい周波数の寄生成分（parasitic component）も、備えるであろう。ここでは、この和は映像周波数と呼ぶ。周波数コンバータの出力信号は、周波数情報を伝播し、そして、この周波数情報は無線周波数と映像周波数の間で分けられる。これに対して、この情報のレシーバは、無線周波数のみを受信するように構成されるであろう。したがって、無線周波数を有する周波数コンバータの出力信号の成分が、送信すべき有益な情報だけを含むように、寄生成分は抑制されるべきである。なぜなら、そうしないと、送信された信号は、この情報の行き先であるレシーバにとって無用となるであろうからである。これは、周波数コンバータに、フィルタリング・デバイスを加えて使用することを要求する。
【０００４】
さらに、既知の周波数コンバータのゲインや線形性は、多くの用途において不十分である。また、マイクロストリップ・ラインのようなコンバータ外部のコンポーネントにより、改善しなければならない。これは、既知のコンバータの使用をさらに複雑化する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、ノイズ及びゲインに関して良好なパフォーマンスを提供し、且つ、既知のコンバータよりも改善された線形性を提供しつつ、映像周波数を十分に内部的に排除することを実現可能な周波数コンバータを提供することにより、上述の欠点を改善することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、この目的のための冒頭のパラグラフで述べた周波数コンバータは、
● 発振器から信号を受信し、互いに位相が直交し、且つ、周波数として発振周波数を有する第１及び第２の出力信号を供給する、第１の直交モジュールと、
● 周波数コンバータにおける入力信号を受信し、互いに位相が直交し、且つ、周波数として中間周波数を有する第１及び第２の出力信号を供給する、第２の直交モジュールと、
● 第１及び第２の直交モジュールの第１の出力信号の積で表現された出力信号を供給する、第１のミキサと、
● 第１及び第２の直交モジュールの第２の出力信号の積で表現された出力信号を供給する、第２のミキサと、
● 前記第１及び第２のミキサの出力信号を再結合する、コンビネーション手段と、
を備えている。
【０００７】
本発明の利点は、次のような例に基づけば、容易に理解されるであろう。すなわち、本発明に係る周波数コンバータの入力信号ＩＳは、次の式により与えられる。
【０００８】
ＩＳ＝ｓｉｎ（ωＦＩ・ｔ）
一方、発振器ＶＣＯの出力信号ＯＳは、次の式により与えられる。
【０００９】
ＯＳ＝ｓｉｎ（ωＬＯ・ｔ）
この例では、第１及び第２の直交モジュールは、それぞれ、第１及び第２の信号（ＦＩ１、ＦＩ２）及び（ＬＯ１、ＬＯ２）を生成するように配置されている。これらは、次の式により記述される。
【００１０】
ＦＩ１＝ｓｉｎ（ωＦＩ・ｔ＋Π）
ＦＩ２＝ｓｉｎ（ωＦＩ・ｔ＋３Π／２）
ＬＯ１＝ｓｉｎ（ωＬＯ・ｔ＋Π／４）
ＬＯ２＝ｓｉｎ（ωＬＯ・ｔ＋３Π／４）
そして、ミキサにより行われた乗算結果である第１及び第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２の出力信号ＲＳ１、ＲＳ２は、通常の三角関数の式を用いて、次のように記述できる。
【００１１】
ＲＳ１＝（ｓｉｎ（（ωＬＯ−ωＦＩ）・ｔ＋Π／４））／２
−（ｓｉｎ（（ωＬＯ＋ωＦＩ）・ｔ＋Π／４））／２
ＲＳ２＝（ｓｉｎ（（ωＬＯ＋ωＦＩ）・ｔ＋Π／４））／２
＋（ｓｉｎ（（ωＬＯ−ωＦＩ）・ｔ＋Π／４））／２
これらの出力信号を再結合した後、周波数コンバータは、信号ＲＳを送出する。信号ＲＳは、第１及び第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２の出力信号ＲＳ１、ＲＳ２の和として表現される。よって、次の式により与えられる。
【００１２】
【００１３】
本発明の１つの実施形態においては、各ミキサは、ギルバート・セルを構成する２つの差分対を備えており、その導通は、第１の直交モジュールの出力信号の１つによりコントロールされ、これらの対は、第２の直交モジュールの出力信号の１つにより、バイアスされる。
【００１４】
この実施形態は、シンプルであり、テストされて信頼できるエレメントを使用する。さらに、第２の直交モジュールの出力信号によるギルバート・セルのバイアスは、周波数コンバータの入力信号とミキサとの間のインターフェースを最小に減らし、発振器で生成された信号による入力信号の乗算で生成されるノイズを制限する。
【００１５】
本発明の特定の実施形態においては、第２の直交モジュールは、周波数コンバータの入力信号により伝播された電圧情報を、電流情報に変換する、トランスコンダクタンス・ステージを備えている。
【００１６】
この実施形態は、入力信号が電圧により形成される場合に、第２の直交モジュールとミキサの間のインターフェースを最もシンプルにすることができる。入力信号を電圧で形成することは、現在の技術において、通常ケースである。さらに、トランスコンダクタンス・ステージの使用は、ミキサによって行われる乗算について、良好な線形性を得ることができるようにする。
【００１７】
変形した実施形態においては、第２の直交モジュールは、入力信号により伝播された情報を表しており、且つ、互いに位相のずれた複数の電流の乗算をする多相フィルタを備えている。
【００１８】
本発明の特に有利な実施形態においては、第２の直交モジュールと第１及び第２のミキサとは、同一の集積回路内に組み込まれている。
【００１９】
上述した集積化は、種々の集積化エレメント間の接続ラインの長さを、減少させることを許容する。そして、周波数コンバータにより生成されるノイズを、最小に減少させる。
【００２０】
本発明に係る周波数コンバータは、周波数変換が必要なあらゆるタイプの分野に使用されてもよく、特に、無線波信号の送信前に周波数シフトを行う分野に使用されてもよい。これらの実施形態の１つにおいて、本発明は、シグナル・プロセッシング・ユニットと、無線周波数信号を送信するアンテナとを有する無線電話装置であって、シグナル・プロセッシング・ユニットからその出力信号を受信する、上述の周波数コンバータを、さらに備えるとともに、周波数コンバータの出力信号は、無線周波数信号を構成する、ことを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】
本発明は以下の記述から容易に理解されるであろうが、これは一例を示すものであり、本発明を限定するものではない。
【００２２】
図１は、無線電話（wireless telehone）を模式的に示している。無線電話は、シグナル・プロセッシング・ユニットＳＰＵと、このシグナル・プロセッシング・ユニットＳＰＵで発生した入力信号ＩＳを表現する無線周波数信号ＲＳを送信するアンテナＡＮＴとを、備えている。入力信号ＩＳは、中間周波数と呼ばれる周波数ＦＩを有しており、その平均値は一般に１８０ＭＨｚとなるように選択される。入力信号ＩＳの周波数の瞬間的な値は、この信号により伝えられる情報を構成している。この情報は、無線周波数信号ＲＳから検索される。周波数コンバータ（ＱＭ１、ＱＭ２、ＭＸ１、ＭＸ２、ＣＯＭＢ）は、高い平均値の無線周波数ＲＦを、送信する信号ＲＳの特性とするために用いられる。この高い平均値は、例えば、ＧＳＭ基準によれば、８３５ＭＨｚである。これを達成するために、ローカル発振器ＶＣＯは用いられ、信号ＯＳを供給する。この信号ＯＳは、高い発振周波数ＦＬＯを有しており、上述の選択した例によれば、これは１０１５ＭＨｚに等しいであろう。この信号ＯＳは、ミキサＭＸ１、ＭＸ２で入力信号ＩＳと掛け合わされて、ＲＦ＝ＦＬＯ−ＦＩとなる。本発明に係る周波数コンバータは、その出力信号である無線周波数信号ＲＳを導出しない。あらゆる成分は、映像周波数ＦＬＯ＋ＦＩを有しており、ＧＳＭ基準の例では、これは１１９５ＭＨｚに等しいであろう。この目的のため、周波数コンバータは以下のものを備えている。
【００２３】
● 第１の直交モジュールＱＭ１。これは、発振器ＶＣＯからの出力信号ＯＳを受信し、互いに直交位相にある第１及び第２の出力信号ＬＯ１、ＬＯ２を供給するように構成されている。これらは共に、その周波数として、発振周波数ＦＬＯを有している。
【００２４】
● 第２の直交モジュールＱＭ２。これは、入力信号ＩＳを受信し、互いに直交位相にある第１及び第２の出力信号ＦＩ１、ＦＩ２を供給するように構成されている。これらは共に、その周波数として、中間周波数ＦＩを有している。
【００２５】
● 第１のミキサＭＸ１。これは、出力信号ＲＳ１を供給するように構成されている。出力信号ＲＳ１は、第１及び第２の直交モジュールＱＭ１、ＱＭ２の第１の出力信号ＬＯ１とＦＩ１の積で表現される。
【００２６】
● 第２のミキサＭＸ２。これは、出力信号ＲＳ２を供給するように構成されている。出力信号ＲＳ２は、第１及び第２の直交モジュールＱＭ１、ＱＭ２の第１の出力信号ＬＯ２とＦＩ２の積で表現される。
【００２７】
● コンビネーション手段ＣＯＭＢ。これは、第１及び第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２の出力信号ＲＳ１、ＲＳ２を結合する。
【００２８】
本発明の利点は、次のような例に基づけば、容易に理解されるであろう。すなわち、周波数コンバータの入力信号ＩＳは、次の式により与えられる。
【００２９】
ＩＳ＝ｓｉｎ（ωＦＩ・ｔ）
一方、発振器ＶＣＯの出力信号ＯＳは、次の式により与えられる。
【００３０】
ＯＳ＝ｓｉｎ（ωＬＯ・ｔ）
ここで、ωＦＩ＝２Π・ＦＩであり、ωＬＯ＝２Π・ＦＬＯである。この例においては、第１及び第２の直交モジュールＱＭ１、ＱＭ２は、第１及び第２の信号（ＦＩ１、ＦＩ２）及び（ＬＯ１、ＬＯ２）を、それぞれ次のように生成するように構成されている。
【００３１】
ＦＩ１＝ｓｉｎ（ωＦＩ・ｔ＋Π）
ＦＩ２＝ｓｉｎ（ωＦＩ・ｔ＋３Π／２）
ＬＯ１＝ｓｉｎ（ωＬＯ・ｔ＋Π／４）
ＬＯ２＝ｓｉｎ（ωＬＯ・ｔ＋３Π／４）
そして、ミキサにより行われた乗算結果である第１及び第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２の出力信号ＲＳ１、ＲＳ２は、通常の三角関数の式を用いて、次のように記述できる。
【００３２】
ＲＳ１＝（ｓｉｎ（（ωＬＯ−ωＦＩ）・ｔ＋Π／４））／２
−（ｓｉｎ（（ωＬＯ＋ωＦＩ）・ｔ＋Π／４））／２
ＲＳ２＝（ｓｉｎ（（ωＬＯ＋ωＦＩ）・ｔ＋Π／４））／２
＋（ｓｉｎ（（ωＬＯ−ωＦＩ）・ｔ＋Π／４））／２
これらの出力信号を再結合した後、周波数コンバータは、信号ＲＳを送出する。信号ＲＳは、第１及び第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２の出力信号ＲＳ１、ＲＳ２の和として表現される。よって、次の式により与えられる。
【００３３】
【００３４】
図２は、第２の直交モジュールと、第１及び第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２の１つの実施形態を示す回路図である。ここでは、第２の直交モジュールと第１及び第２のミキサＭＸ１、ＭＸ２は、同じ集積回路に組み込まれている。この実施形態において、周波数コンバータの入力信号ＩＳは、差分電圧信号（ＩＳ＋、ＩＳ−）である。第１の直交モジュールＱＭ１の第１及び第２の出力信号ＬＯ１、ＬＯ２もまた、差分特性（ＬＯ１＋、ＬＯ１−）及び（ＬＯ２＋、ＬＯ２−）である。
【００３５】
第２の直交モジュールは、トランスコンダクタンス・ステージＴＣＤＳを備えている。このトランスコンダクタンス・ステージＴＣＤＳは、入力信号（ＩＳ＋、ＩＳ−）により形成された電圧情報を、電流情報に変換することを可能にする。このトランスコンダクタンス・ステージＴＣＤＳは、トランジスタＭｇと直列に接続された抵抗Ｒｇにより構成される。トランジスタＭｇの導通は、入力信号（ＩＳ＋、ＩＳ−）によりコントロールされる。トランジスタと抵抗の結合は、電流を生成することを意図した電流源を構成する。この電流の値は、トランジスタのバイアス電圧の値に比例する。したがって、本ケースでは、入力信号（ＩＳ＋、ＩＳ−）の値に比例する。より有利には、ＮＭＯＳ型トランジスタが、電圧／電流変換における可能な限り最も良好な線形性を得るために、選択されるであろう。
【００３６】
第２の直交モジュールは、さらに、回路網ＲＣにより形成された多相フィルタ（polyphase filter）ＰＬＦを備えている。これは、第１及び第２の差分電流（ＦＩ１＋、ＦＩ１−）を生成することを可能にする。これらの差分電流は、互いに９０°位相がずれている。これらの差分電流は、第２の直交モジュールの第１及び第２の出力信号を形成し、それぞれ、前記信号により伝播される有益な情報を構成する周波数の入力信号（ＩＳ＋、ＩＳ−）を表現する。９０°の位相シフトは、次のような選択により得られる。
【００３７】
多相フィルタＰＬＦの極ＲＣ（pole RC）について、
Π／２＝２・ａｒｃｔａｎ（２Π・Ｒ・Ｃ・ＦＩ）
なお、ＲＣ＝１／ωＦＩである。
【００３８】
各ミキサＭＸｉ（ｉ＝１又は２）は、ギルバート・セルを構成する２つの差分対（Ｔｉ１、Ｔｉ２）及び（Ｔｉ３、Ｔｉ４）を備えている。これらの導通は、第１の直交モジュールの出力信号（ＬＯｉ＋、ＬＯｉ−）の１つによりコントロールされるべきである。また、これらの対は、第２の直交モジュールの出力信号（ＦＩｉ＋、ＦＩｉ−）の１つにより、バイアスされることを意図している。トランジスタ（Ｔｉ１、Ｔｉ３）のコレクタは、すべて互いに接続されており、第１の出力信号ＲＳ１を供給する第１の出力端子を構成する。トランジスタ（Ｔｉ２、Ｔｉ４）のコレクタは、すべて互いに接続されており、第２の出力信号ＲＳ２を供給する第２の出力端子を構成する。各出力端子は、さらに、負荷抵抗ＲＬを介して、供給端子ＶＣＣに接続されている。
【００３９】
本実施形態において記述された集積回路は、周波数コンバータの入力信号ＩＳと、ミキサＭＸ１、ＭＸ２との間におけるインターフェースを最小に減少させることに、注目できる。このため、回路で生成されるノイズを減少し、これにより用いられるエレメントは、互いに直接相互に作用して、線形性の高いものを提供する。
【００４０】
個々の差分対のコレクタ間の節点接続は、上述したコンビネーション手段の一部を構成すると、見なされる。確かに、これらは、２つのミキサＭＸ１、ＭＸ２の出力信号の寄与を互いに付加してする効果を有している。また、映像周波数を有するあらゆる寄生成分から解放された信号ＲＳ１、ＲＳ２を生成する。さらに、無線周波数信号ＲＳを構成するように、第１及び第２の信号ＲＳ１、ＲＳ２の１つを選択する可能にする。しかし、これは、６ｄＢのゲイン・ロスをもたらすであろう。生成された２つの信号ＲＳ１、ＲＳ２を、高い度合いでこのゲイン・ロスを減少できるであろう単一の信号に、結合することは、好ましい。
【００４１】
図３は、この目的のために用いられるコンビネーション手段ＣＯＭＢの１つの実施形態を示す。この手段は、供給端子ＶＣＣとグランドの間に直列接続されて構成された第１及び第２のトランジスタＴ１、Ｔ２を有している。これらのトランジスタの導通は、それぞれ、ミキサの第１及び第２の出力信号ＲＳ１、ＲＳ２により、コントロールされる。そして、周波数コンバータの出力信号ＲＳは、これらトランジスタＴ１及びＴ２の中間接続点から、得られる。第２のトランジスタＴ２は、それが飽和することを回避するために、特定のバイアスがされている。例えば、供給電圧ＶＣＣが３Ｖの場合、信号ＲＳ１、ＲＳ２のＤＣ成分の値は、理想的には、１．５Ｖとなり、これらの信号を瞬間的な変化において可能な限り最も広いレンジで供給する。これは、出力信号ＲＳのＤＣ成分の値が、１．５Ｖ−Ｖｂｅ（Ｔ１）であることを意味している。ここで、Ｖｂｅ（Ｔ１）は、第１のトランジスタＴ１のベース・エミッタ間電圧であり、これは一般に０．６Ｖ程度である。よって、第２のトランジスタＴ２のコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖｃｅ（Ｔ２））の変動範囲は、０．９Ｖより高くならない。これは、第２のトランジスタＴ２に、特別なバイアスを必要とする。この目的のため、デカップリング・キャパシタＣｄが、トランジスタＴ２のベースの上流側に配置されている。また、例えば、当業者に知られている技術であるベース及びエミッタ抵抗により形成されたバイアス手段ＰＯＬも配置されている。これにより、第２のトランジスタＴ２のベースに、上述したような動作状態により定まる電位が、供給される。
【００４２】
図４は、本発明に係る周波数コンバータにより行われる映像周波数の排除を示している。このコンバータの出力信号ＲＳは、中間周波数ＦＩの信号と、発振周波数ＦＬＯの信号を乗算することにより得られる。出力信号ＲＳは、ＦＬＯ−ＦＩに等しい無線周波数ＲＦの単一のメイン成分を、示している。映像周波数ＦＬＯ＋ＦＩの成分は、図中において点線で示されており、既知のコンバータの出力信号を表している。この成分は、本発明のおかげで、周波数コンバータ自体の内部で、抑制される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る周波数コンバータを用いた無線電話（wireless telephony）の機能を示す部分的なブロック図である。
【図２】そのような周波数コンバータの一部の好ましい実施形態を示す回路図である。
【図３】本発明の特定の実施形態で用いられるコンビネーション手段を示す回路図である。
【図４】本発明の利点を説明する周波数の図である。
【符号の説明】
ＳＰＵ シグナル・プロセッシング・ユニット
ＶＣＯ 発振器
ＱＭ１ 第１の直交モジュール
ＱＭ２ 第２の直交モジュール
ＭＸ１ 第１のミキサ
ＭＸ２ 第２のミキサ
ＣＯＭＢ コンビネーション手段
Claims (4)
- 中間周波数の入力信号と、発振器で生成された発振周波数の信号とを、受信し、
発振周波数と中間周波数の差分の絶対値に等しい値の無線周波数の出力信号を供給する、
周波数コンバータであって、
前記発振器から入力信号を受信し、互いに位相が直交し、且つ、周波数として発振周波数を有する第１及び第２の出力信号を供給する、第１の直交モジュールと、
当該周波数コンバータにおける前記入力信号を受信し、互いに位相が直交し、且つ、周波数として中間周波数を有する第１及び第２の出力信号を供給する、第２の直交モジュールと、
前記第１及び第２の直交モジュールの第１の出力信号の積で表現された出力信号を供給する、第１のミキサと、
前記第１及び第２の直交モジュールの第２の出力信号の積で表現された出力信号を供給する、第２のミキサと、
前記第１及び第２のミキサの出力信号を再結合する、コンビネーション手段と、
を備えるとともに、
前記第２の直交モジュールは、
当該周波数コンバータの前記入力信号により伝播された電圧情報を、電流情報に変換する、トランスコンダクタンス・ステージと、
ＲＣ回路により構成されており、変換された前記電流情報に基づいて、互いに位相のずれた複数の電流を、当該第２の直交モジュールの前記第１及び第２の出力信号として生成する、多相フィルタであって、前記複数の電流は前記入力信号により伝播された情報を表している、多相フィルタと、
を備える、ことを特徴とする周波数コンバータ。 - 各ミキサは、ギルバート・セルを構成する２つの差分対を備えており、
その導通は、前記第１の直交モジュールの出力信号の１つによりコントロールされ、
これらの対は、前記第２の直交モジュールの出力信号の１つにより、バイアスされる、
ことを特徴とする請求項１に記載の周波数コンバータ。 - 前記第２の直交モジュールと前記第１及び第２のミキサとは、同一の集積回路内に組み込まれている、ことを特徴とする請求項１に記載の周波数コンバータ。
- シグナル・プロセッシング・ユニットと、無線周波数信号を送信するアンテナとを有する無線電話装置であって、
前記シグナル・プロセッシング・ユニットからその出力信号を受信する、請求項１に記載の周波数コンバータを、さらに備えるとともに、
前記周波数コンバータの出力信号は、無線周波数信号を構成する、
ことを特徴とする無線電話装置。
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