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Diese
Erfindung betrifft einen Frequenzumsetzer, bestimmt für den Empfang
eines Eingangssignals mit einer sogenannten Zwischenfrequenz und eines
aus einem Oszillator kommenden Signals mit einer sogenannten Oszillationsfrequenz
und die Abgabe eines Ausgangssignals mit einer sogenannten Radiofrequenz,
dessen Wert gleich dem absoluten Wert des Unterschieds zwischen
der Oszillationsfrequenz und der Zwischenfrequenz ist.
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Ein
solcher Frequenzumsetzer ist aus der Spezifikation des Schaltkreises
RF2640 bekannt, hergestellt von der Gesellschaft RF Micro-Devices.
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Dieser
Schaltkreis ist für
die Erzeugung eines Ausgangssignals asymmetrischer Art bestimmt, auf
der Grundlage eines Eingangssignals differenzialer Art, wobei das
aus dem Oszillator kommende Signal ebenfalls asymmetrischer Art
ist. Das Ausgangssignal ist das Resultat einer Multiplikation des Eingangssignals
mit dem aus dem Oszillator kommenden Signal.
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Wenn
das Ausgangssignal eines solchen Frequenzumsetzers eine Komponente
aufweist, deren Frequenz gleich der Differenz zwischen der Oszillationsfrequenz
und der Zwischenfrequenz ist, weist es auch eine Störkomponente
auf, deren Frequenz gleich der Summe der Oszillationsfrequenz und
der Zwischenfrequenz ist, was allgemein als Spiegelfrequenz bezeichnet
wird. Das Ausgangssignal des Frequenzumsetzers übermittelt eine Frequenzinformation,
die dann zwischen der Radiofrequenz und der Spiegelfrequenz geteilt
wird, wobei man einen Empfänger
dieser Information konfiguriert, um nur die Radiofrequenz zu empfangen.
Die Störkomponente
muss folglich entfernt werden, damit nur die Komponente des Ausgangssignals
des Frequenzumsetzers mit der Radiofrequenz die zu übertragende
Nutzinformation enthält,
denn ansonsten könnte
der Empfänger,
für den
die besagte Information bestimmt ist, das übertragene Signal nicht auswerten.
Dies erfordert zusätzlich
zum Frequenzumsetzer die Verwendung einer Filtervorrichtung.
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In
WD 95/20284 wird ein 90°-Phasenverschiebungsmodulator
I/Q beschrieben, um Phasenfehler zu korrigieren, die üblicherweise
in 90° verschobenen Eingangssignalen
LO vorhanden sind. Der Schaltkreis verwendet ein Paar Gilbert-Zellen. Die
Signale I und Q werden an die unteren Klemmen angelegt. Die oberen
Klemmen erhalten eine Summe und eine Differenz von um 90° verschobenen
und begrenzten Differenzialsignalen. Das Resultat besteht darin,
den Schaltkreis weniger empfindlich gegenüber Phasenfehlern LO zu machen
und folglich die Reflexion des Spiegels in Bezug auf einen herkömmlichen
Schaltkreis zu verbessern, der üblicherweise eine
Gilbert-Zelle verwendet.
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Die
Leistung und die Linearität
des bekannten Frequenzumsetzers sind für zahlreiche Anwendungen unzureichend
und müssen
mittels zum Umsetzer externer Bauteile wie mit Mikrobandkabeln verbessert
werden, was die Verwendung des bekannten Umsetzers noch komplizierter
macht.
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Ziel
dieser Erfindung ist es, diese Nachteile zu beheben, indem ein dazu
fähiger
Frequenzumsetzer vorgeschlagen wird, um intern eine gute Unterdrückung der
Spiegelfrequenzen auszuführen
und zugleich gute Rauschleistungen und auch in Bezug auf den bekannten
Umsetzer eine verbesserte Leistung und Linearität zu bieten.
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Und
es wird in Anspruch 1 ein Frequenzumsetzer nach der Erfindung definiert.
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In
Anspruch 2 wird eine besonders vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung definiert.
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Diese
Ausführungsform
ermöglicht
es, die Längen
der Verbindungen zwischen den verschiedenen integrierten Elemente
zu reduzieren und folglich das von dem Frequenzumsetzer erzeugte
Rauschen auf ein Mindestmaß zu
reduzieren.
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Der
der Erfindung entsprechende Frequenzumsetzer kann in jedem Anwendungstyp
verwendet werden, der die Umsetzung einer Frequenz erfordert, und
insbesondere Übertragungen
einer Frequenz vor dem Senden radioelektrischer Signale. In einer
dieser Umsetzungsformen betrifft die Erfindung folglich auch ein
Radiofernsprechgerät
mit einer Signalverarbeitungseinheit und einer dafür bestimmten
Antenne, ein Radiofrequenzsignal auszustrahlen, dadurch gekennzeichnet,
dass es außerdem
einen wie in Anspruch 1 definierten Frequenzumsetzer enthält.
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Die
Erfindung wird besser mithilfe der folgenden Beschreibung verstanden,
die als nicht erschöpfendes
Beispiel und hinsichtlich der beigefügten Zeichnungen gegeben wird,
in denen:
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1 ein
Teilfunktionsschema zur Beschreibung eines Radiofernsprechgeräts ist,
das einen Frequenzumsetzer nach der Erfindung einsetzt,
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2 ein
elektrisches Schema ist, das eine vorgezogene Ausführungsform
eines Teils eines solchen Frequenzumsetzers darstellt,
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3 ein
Funktionsschema ist, das in einer besonderen Ausführungsform
der Erfindung eingesetzte Kombinationsmittel darstellt, und
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4 ein
Frequenzdiagramm ist, das die Vorzüge der Erfindung zeigt.
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1 zeigt
schematisch einen Radiofernsprecher mit einer Signalverarbeitungseinheit
SPU und einer dafür
bestimmten Antenne ANT, ein Radiofrequenzsignal RS auszustrahlen,
das repräsentativ für ein sogenanntes
Eingangssignal IS ist, kommend aus der Signalverarbeitungseinheit
SPU, mit einer Frequenz FI mit der Bezeichnung Zwischenfrequenz, deren
Wert durchschnittlichen allgemein bei 180 MHz gewählten wird.
Der momentane Wert der Frequenz des Eingangssignals IS bildet die
von dem besagten Signal übertragene
Information. Diese Information muss in dem Radiofrequenzsignal RS
befindlich sein. Ein Frequenzumsetzer (QM1, QM2, MXI, MX2, COMB)
wird verwendet, um dem zu übertragenden Signal
RS eine Radiofrequenz RF durchschnittlich hohen Werts zuzuteilen,
beispielsweise 835 MHz gemäß der Norm
GSM. Dafür
wird ein lokaler Oszillator VCO verwendet, der ein Signal OS mit
einer hohen Oszillationsfrequenz FLO ausgibt, die in dem hiervor gewählten Beispiel
gleich 1015 MHz ist. Dieses Signal OS wird mittels den Mischern
MX1, MX2 mit dem Eingangssignal IS multipliziert, damit RF = FLO – FL. Der
Frequenzumsetzer gemäß der Erfindung
führt in das
Radiofrequenzsignal RS, das sein Ausgangssignal bildet, keine Spiegelfrequenzkomponente
FLO + FI ein, die im Beispiel des GSM-Standards gleich 1195 MHz
wäre. Der
Frequenzumsetzer enthält
hierfür:
- – ein
erstes quadratisches Modul QM1, bestimmt für den Empfang des Ausgangssignals
OS des Oszillators VCO und die Abgabe eines ersten und eines zweiten
gegenseitig um 90° phasenverschobenen
Ausgangssignals LO1 und LO2 mit jeweils einer der Oszillationsfrequenz
FLO entsprechenden Frequenz,
- – ein
zweites quadratisches Modul QM2, bestimmt für den Empfang des Eingangssignals
IS des Umsetzers und die Abgabe eines ersten und eines zweiten gegenseitig
um 90° phasenverschobenen
Ausgangssignals FI1 und FI2, mit jeweils der Zwischenfrequenz FI
als Frequenz,
- – einen
ersten Mischer MX1, bestimmt für
die Abgabe eines Ausgangssignals RS1, repräsentativ für ein Produkt der ersten Ausgangssignale
LO1 und FI1 mit dem ersten und dem zweiten quadratischen Modul QM1
und QM2,
- – einen
zweiten Mischer MX2, bestimmt für
die Abgabe eines Ausgangssignals RS2, repräsentativ für ein Produkt der zweiten Ausgangssignale LO2
und FI2 mit dem ersten und dem zweiten quadratischen Modul QM1 und
QM2, und
- – Kombinationsmittel
COMB für
die Rekombination der Ausgangssignale RS1 und RS2 des ersten und
des zweiten Mischers MX1 und MX2.
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Die
Vorzüge
der Erfindung können
leicht anhand des folgenden Beispiels verstanden werden, in dem
das Eingangssignal IS des Frequenzumsetzers in der Form IS = sin(ωFI·t)
ausgedrückt
wird, während das
Ausgangssignal OS des Oszillators VCO in der Form OS = sin(ωLO·t)
ausgedrückt
wird, mit ωFI = 2Π·FI und ωLO = 2Π·FLO. In
diesem Beispiel sind das erste und das zweite quadratische Modul
QM1 und QM2 angeordnet, um respektive des erste und das zweite Signal
(FI1; FI2) und (LO1; LO2) zu erzeugen, was in der Form ausgedrückt wird: FI1 = sin(ωFI·t
+ Π) FI2 = sin(ωFI·t
+ 3Π/2) LO1 = sin(ωLO·t
+ Π/4) LO2 = sin(ωLO·t
+ 3Π/4)
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Die
Ausgangssignale RS1 und RS2 des ersten und des zweiten Mischers
MX1 und MX2, als Ergebnis der von dem besagten Mischer vorgenommenen
Multiplikationen, schreiben sich dann unter Verwendung der üblichen
trigonometrischen Formeln: RS1 = (sin((ωLO – ωFI)·t
+ Π/4)/2 – (sin((ωLO + ωFI)·t
+ Π/4)/2,und RS2 = (sin((ωLO + ωFI)·t
+ Π/4)/2
+ (sin((ωLO – ωFI)·t
+ Π/4))/2.
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Nach
der Rekombination der besagten Ausgangssignale gibt der Frequenzumsetzer
ein Signal RS aus, repräsentativ
für die
Summe der Ausgangssignale RS1 und RS2 des ersten und des zweiten Mischers
MX1 und MX2, das folglich ausgedrückt wird in der Form RS = sin((ωLO - ωFI)·t
+ Π/4) = sin(ωRF·t
+ Π/4),
das demnach nur noch eine Komponente mit der Radiofrequenz gleich ωRF/2Π enthält. Der
der Erfindung entsprechende Frequenzumsetzer führt folglich automatisch eine
gute Unterdrückung der
Spiegelfrequenzen durch, da keinerlei Komponente sin((ωLO + ωFI)·t)
im Ausgangssignal RS des Frequenzumsetzers erscheint.
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Die
Trennung des Ausgangssignals eines Oszillators in zwei gegenseitig
um 90° in
der Phase verschobene Komponenten ist in der Elektronikindustrie
gängig,
und nach dem Stand der Technik werden bereits zahlreiche Herstellungsformen
des ersten quadratischen Moduls QM1 dokumentiert. Die Herstellung
des zweiten quadratischen Moduls QM2 und seine Interaktion mit dem
ersten und dem zweiten Mischer MX1 und MX2 können optimiert werden, um die
bestmögliche
Linearität
und die größtmögliche Leistung
auszugeben und zugleich das von den Mischern MX1 und MX2 mit den
Multiplikationen erzeugte Rauschen auf ein Mindestmaß zu reduzieren.
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2 ist
ein elektrisches Schema, das eine solche Ausführungsform des zweiten quadratischen Moduls
und des ersten und des zweiten Mischers MX1 und MX2 zeigt, die hier
in einem selben integrierten Schaltkreis vorgesehen sind. In dieser
Ausführungsform
ist das Eingangssignal IS des Frequenzumsetzers ein Signal differenzialer
Spannung (IS+, IS–),
und das erste und das zweite Ausgangssignal LO1 und LO2 des ersten
quadratischen Moduls QM1 sind ebenfalls differenzialer Art (LO1+,
LO1–)
und (LO2+, LO2–).
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Das
zweite quadratisches Modul enthält
eine Transkonduktanzstufe TCDS, welche die Transformation der Spannungsinformation
ermöglicht,
die von dem Eingangssignal (IS+, IS–) mittels einer Strominformation
gebildet wird. Diese Transkonduktanzstufe wird aus Widerständen Rg
gebildet, in Serie mit den Transistoren Mg angeordnet, deren Leitung
von dem Eingangssignal (IS+, IS–)
gesteuert wird. Die Verbindung eines Transistors mit einem Widerstand bildet
eine dafür
bestimmte Stromquelle, einen Strom zu erzeugen, dessen Wert proportional
zum Wert der Steuerspannung der Transistoren ist, und folglich in diesem
Fall zum Wert des Eingangssignals (IS+, IS–). Man wählt vorzugsweise Transistoren
des Typs NMOS für
den Erhalt der bestmöglichen
Linearität
bei der Spannung/Strom-Umsetzung.
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Das
zweite quadratisches Modul enthält
außerdem
einen Vielphasenfilter PLF, gebildet aus einem Netz RC, der die
Erzeugung eines ersten und eines zweiten Differenzialstroms (FI1+,
FI1–)
und (FI2+, FI2–)
ermöglicht,
gegenseitig um 90° in
der Phase verschoben. Diese Differenzialströme bilden das erste und das
zweite Ausgangssignal des zweiten quadratischen Moduls, und sie
sind repräsentativ für das Eingangssignal
(IS+, IS–),
dessen Frequenz die von dem besagten Signal übertragene Nutzinformation
bildet.
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Die
Phasenverschiebung um 90° wird
erhalten, indem für
den Pol RC des Vielphasenfilters PLF ein Wert gewählt wird
wie: Π/2
= 2·arctan(2·R·C·FI), also
RC = 1/ωFI.
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Jeder
Mischer MXi (für
i = 1 oder 2) enthält zwei
Differenzialpaare (Ti1, Ti2) und (Ti3, Ti4) zur Bildung einer Gilbert-Zelle,
deren Leitung dafür
bestimmt ist, von einem der Ausgangssignale (LO1+, LO1–) des ersten
quadratischen Moduls gesteuert zu werden und die dafür bestimmt
sind, mittels einem der Ausgangssignale (FIi+, FIi–) des zweiten
quadratischen Moduls polarisiert zu werden. Die Kollektoren des
Transistoren (Ti1, Ti3) sind alle miteinander verbunden und bilden
eine dafür
bestimmte erste Ausgangsklemme, das erste Ausgangssignal RS1 abzugeben.
Die Kollektoren der Transistoren (Ti2, Ti4) sind alle miteinander
verbunden und bilden eine dafür
bestimmte zweite Ausgangsklemme, das zweite Ausgangssignal RS2 abzugeben.
Jede Ausgangsklemme ist außerdem über einen
Ladewiderstand RL mit einer Stromversorgungsklemme VCC verbunden.
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Der
in dem Herstellungsbeispiel beschriebene integrierte Schaltkreis
ist dadurch bemerkenswert, dass er die Schnittstellen zwischen dem
Eingangssignal IS des Frequenzumsetzers und den Mischern MX1 und
MX2 auf ein Mindestmaß vermindert
und somit das von dem Schaltkreis erzeugte Rauschen vermindert,
und dadurch, dass die Elemente, die er verwendet, die direkt miteinander
interagieren, eine große
Linearität
aufweisen.
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Die
Knoten zur Verbindung der Kollektoren der verschiedenen Differenzialpaare
können
betrachtet werden, einen Teil der zuvor erwähnten Kombinationsmittel zu
bilden. Denn ihr tatsächlicher
Effekt ist die Addition der Beiträge der Ausgangssignale der
zwei Mischer MX1 und MX2 und die Erzeugung der Signale RS1 und RS2,
die bei Spiegelfrequenz keinerlei Störkomponente enthalten. Außerdem ist
es möglich,
das erste oder das zweite Signal RS1 oder RS2 auszuwählen, um
das Radiofrequenzsignal RF zu bilden.
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Allerdings
würde dies
einen Leistungsverlust von 6 dB verursachen. Es ist vorzuziehen,
die zwei somit erzeugten Signale RS1 und RS2 in einem einzigen Signal
zu kombinieren, was es ermöglicht,
diesen Leistungsverlust in weitem Maße zu reduzieren.
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3 zeigt
eine Ausführungsform
der für diesen
Zweck verwendeten Kombinationsmittel COMB. Diese Mittel enthalten
einen ersten und einen zweiten Transistor T1 und T2, in Serie zwischen
der Stromversorgungsklemme VCC und einer Masse angeordnet, wobei
die Leitung der Transistoren respektive von dem ersten und dem zweiten
Ausgangssignal RS1 und RS2 des Mischers gesteuert und das Ausgangssignal
RS des Frequenzumsetzers dann an einem Knotenpunkt zwischen den
besagten Transistoren T1 und T2 entnommen wird. Der zweite Transistor
T2 ist Gegenstand einer spezifischen Polarisation, um seine Sättigung
zu vermeiden. Denn wenn beispielsweise die Stromversorgungsspannung
VCC 3 Volt beträgt,
läge der
Wert der Gleichstromkomponente der Signale RS1 und RS2 im Idealfall
bei 1,5 Volt, um den besagten Signalen den größtmöglichen Abschnitt momentaner
Variationen bereitzustellen. Dies bedeutet, dass der Wert der Gleichstromkomponente
des Ausgangssignals RS bei 1,5 V-Vbe(T1) liegt, wobei Vbe(T1) die
Spannung Basis-Emitter des ersten Transistors T1 ist, die normalerweise
im Bereich von 0,6 Volt liegt. Der Abschnitt der Spannungsvariation
Kollektor-Emitter des zweiten Transistors T2, Vce(T2), hat folglich
nur noch 0,9 V, was eine besondere Polarisation des zweiten Transistors
T2 erfordert. Zu diesem Zweck ist eine Entkopplungskapazität Cd vor
der Basis des besagten Transistors T2 angeordnet, und Polarisationsmittel
POL, beispielsweise aus Basis- und Emitterwiderständen gemäß dem Fachmann
wohlbekannten Techniken gebildet, geben der Basis des zweiten Transistors
T2 ein Potenzial vor, das von seinen zuvor beschriebenen Anwendungsbedingungen
bestimmt wird.
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4 zeigt
die Unterdrückung
der Spiegelfrequenzen, ausgeführt
von dem Frequenzumsetzer nach der Erfindung. Das Ausgangssignal
RS dieses Umsetzers, welches das Resultat der Multiplikation eines
Signals mit einer Zwischenfrequenz FI mit einem Signal mit einer
Oszillationsfrequenz FLO ist, weist eine einzige Hauptkomponente
mit einer Radiofrequenz RF gleich FLO – FI auf. Die Komponente mit
den Spiegelfrequenzen FLO + FI, in der Figur gestrichelt dargestellt,
im Ausgangssignal des bekannten Umsetzers vorhanden, wird dank der
Erfindung im Innern des Frequenzumsetzers selbst beseitigt.
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- SPU
- Signalverarbeitungseinheit
- IS
- Eingangssignal
- FI
- Frequenz
- QM
- quadratisches
Modul
- ANT
- Antenne
- VCO
- lokaler
Oszillator
- OS
- Signal
- FLO
- Oszillationsfrequenz
- LO
- Eingangssignal
- MX
- Mischer
- RS
- Radiofrequenzsignal
- RF
- Radiofrequenz
- COMB
- Kombinationsmittel
- VCC
- Stromversorgungsklemme
- RL
- Ladewiderstand
- T
- Transistor
- FI
- Ausgangsstrom
- PLF
- Vielphasenfilter
- C
- Kapazität
- R
- Widerstand
- MG
- Transistoren
- RG
- Widerstände
- TCDS
- Transkonduktanzstufe
- GND
- Masse
- CD
- Entkopplungskapazität
- POL
- Polarisationsmittel