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Technisches Gebiet
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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine elektronische Anordnung mit
einem Mischer zum Mischen zweier Eingangssignale und insbesondere
eine Zweifach-Gilbertzellenmischerkonfiguration.
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Allgemeiner Stand der Technik
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Die
Frequenzübersetzung
in elektronischen Datenverarbeitungssystemen wird gewöhnlich durch
als Mischer bekannte Anordnungen durchgeführt. Es gibt verschiedene unterschiedliche
Architekturen zum Mischen zweier Signale für Modulationszwecke, darunter
einfache asymmetrische, Einfach-Gegentaktmischer und Doppel-Gegentaktmischer,
die z. B. verbesserte Isolation von dem Lokaloszillator (LO) gewährleisten.
Der populärste
bei integrierten Hochfrequenzschaltungsentwürfen verwendete Doppel-Gegentaktmischer
ist der Gilbertzellenmischer. Die Gilbertzelle ist im Prinzip ein
kreuzgekoppelter Differenzverstärker.
Wie Fachleuten im allgemeinen bekannt ist, stellt die Gilbertzelle
einen Doppel-Gegentaktmodulator dar, der die Trägerfrequenz eliminiert und
effektiv einen Mischer implementiert, der nur die Summe und die
Differenz der beiden Frequenzen der zu modulierenden Signale erzeugt.
Der Gilbertzellenmischer stellt einen symmetrischen Entwurf bereit,
um die unerwünschten
Hochfrequenz- und LO-Frequenz-Ausgangssignale
aus dem Zwischenfrequenz-(ZF-)Ausgangssignal
zu entfernen. Im Allgemeinen umfasst der Gilbertzellen-Doppel-Gegentaktmischer
eine erste Stufe der oberen Schicht aus vier Transistoren, die ein
Differenz-LO-Eingangssignal empfängt,
und eine zweite Stufe der unteren Schicht mit zwei Transistoren
zum Empfangen eines Differenz-Hochfrequenz-(HF-)Eingangssignals.
Das HF-Signal wird an die Transistoren der unteren Stufe angelegt,
die eine Umsetzung von Spannung in Strom durchführen. Die Transistoren der
Stufe der oberen Schicht implementieren eine Multiplikationsfunktion
durch Multiplizieren des linearen HF-Signalstroms aus der Stufe
der unteren Schicht mit dem an die obere Stufe angelegten LO-Signal. Wie bei allen
elektronischen Schaltungen und insbesondere für integrierte Schaltungen (IC)
weisen die Gilbertzellen abhängig
von der Technologie, dem Entwurf und dem Layout der ICs parasitäre Kapazitäten oder
parasitäre
Widerstände
auf. Ein allgemeines Problem bei allen Mischerzellen, wie etwa Gilbertzellenmischern,
besteht in der Verzerrung der Ausgangssignale aufgrund der nicht
idealen elektrischen Eigenschaften der Anordnungen. Ein besonderer
Nachteil ist ein Offset des Ausgangssignals, das unerwünschte Signaleigenschaften
der Ausgangssignale nach sich zieht. Obwohl die Offsetunzulänglichkeiten
von Mischern und insbesondere von Gilbertzellenmischern von Fachleuten
oft diskutiert und diesen allgemein bekannt sind, ist im Stand der
Technik keine praktische und einfache Lösung bekannt. Insbesondere
gibt es keine Mischerkonfiguration, die Verzerrungen und Offsets
für Rechteck-Eingangssignale
berücksichtigt.
Obwohl aus dem Stand der Technik Lösungen bekannt sind, die Zweifach-Gilbertzellenmischerkonfigurationen
verwenden, wird kein Mischen von Rechtecksignalen betrachtet.
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Kurzfassung der Erfindung
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Eine
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung einer
elektronischen Anordnung für eine
Mischerschaltung zum Verarbeiten von Eingangssignalen, die verbesserte
Qualität
der Ausgangssignale gewährleistet.
Außerdem
ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung die Verbesserung des
Mischens von Signalen mit relativ steilen Flanken und insbesondere
des Mischens von Rechtecksignalen.
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Die
Aufgaben werden gelöst
durch eine elektronische Anordnung, die folgendes enthält: einen
ersten Mischerteil mit einer ersten oberen Stufe und einer zweiten
unteren Stufe sowie einen zweiten Mischerteil mit einer ersten oberen
Stufe und einer zweiten unteren Stufe. Die Mischerteile sind beide
mit einem ersten elektrischen Pfad und einem zweiten elektrischen
Pfad gekoppelt. Die elektrischen Pfade können die Lasten der Mischerteile
sein, so dass die elektrischen Pfade die Ausgangsanschlüsse zur
Bereitstellung der Ausgangssignale bereitstellen. Ferner ist der
erste Mischerteil dafür
ausgelegt, ein erstes Eingangssignal auf der ersten Stufe und ein
zweites Eingangssignal auf der zweiten Stufe zu empfangen, während der
zweite Mischerteil dafür
ausgelegt ist, das zweite Eingangssignal auf der ersten Stufe und
das erste Eingangssignal auf der zweiten Stufe zu empfangen. Folglich
werden die Eingangssignale des ersten und des zweiten Mischerteils
auf miteinander vertauschte Weise mit den Eingangssignalen gekoppelt.
Ferner teilen sich die Mischerteile die Last, die durch zwei elektrische
Pfade implementiert wird. Folglich liegen zwei grundlegende Mischerteile
vor, die kombiniert werden, um als ein einziger Mischer zu arbeiten,
wobei die elektrischen Pfade zur Bereitstellung der Ströme der jeweiligen
Mischerteile auf simple abwechselnde Weise wie bei dem herkömmlichen
Einzelmischer aktiviert werden, da die Eingangssignale der Mischerstufen
nicht gleichmäßig an beide
Stufen angelegt werden. Die Verdopplung der Mischerteile dient zur
Kompensation der Unzulänglichkeiten
von nur einem der Mischerteile, der üblicherweise zum Mischen zweier
Eingangssignale bereitgestellt wird.
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Eine
solche Einzelmischeranordnung stellt aufgrund nicht idealer Eigenschaften
der elektronischen Anordnungen parasitäre Kapazitäten, Widerstände usw.
bereit. In der Regel werden wie bei einem Einzelmischer dieselben
naturgemäßen parasitären Elemente
durch dieselben elektrischen Pfade, insbesondere über dieselbe
Last, geladen und entladen. Wenn ein Ausgangsknoten des Mischers
einen spezifischen ersten parasitären Kondensator erfährt, der
immer über
denselben Widerstand (d. h. dieselbe Lastanordnung) geladen oder
entladen wird, weichen die Spannungspegel dauernd um einen spezifischen
Betrag von dem Idealwert ab. Eine typische Konsequenz ist ein konstantes
Offset des Ausgangssignals. Die vorliegende Erfindung stellt eine
elektronische Anordnung zur Überwindung
dieser Unzulänglichkeit
bereit. Gemäß diesem
Aspekt der Erfindung weisen die Mischerteile zwei Stufen auf, die
die Stufen der oberen und unteren Schicht eines Mischers, z. B.
eines Gilbertzellenmischers, sind. Die Stufen werden in der Regel
als Differenzpaare implementiert, die die zu mischenden Eingangssignale
empfangen. Die elektronische Anordnung gemäß diesem Aspekt der Erfindung
besitzt jedoch eine besondere Konfiguration, dergestalt, dass die
Eingangssignale zwischen den beiden Mischerteilen ausgetauscht werden.
Folglich wechseln die Eingangssignale die beiden elektronischen Pfade – die in
der Regel die Last für
die Differenzstufen und die Ausgänge
bereitstellen würden – auf abwechselnde
Weise zwischen den beiden Mischerteilen dergestalt, dass parasitäre Kondensatoren über abwechselnde
Pfade geladen und entladen werden. Die Verschlechterung des Ausgangssignals
wird unterdrückt, wenn
die Eingangssignale zwischen den beiden Mischerteilen, d. h. zwischen
der ersten und der zweiten Stufe jedes Mischerteils, ausgetauscht
werden. Jedes Mal, wenn sich die Polarität eines der Eingangssignale ändert, wird
auf diese Weise die Aktivierung der elektronischen Pfade geändert. Wenn
die elektronischen Pfade die Lasten sind, betrifft der Ausdruck
Aktivieren z. B. die Ströme
durch die elektrischen Pfade. Somit wird ein Strom abwechselnd durch
eine der Lastanordnungen (Widerstände oder Transistorlasten)
entnommen. Als Ergebnis wird die Fehlanpassung des Signals an den
Lastanordnungen, wie z. B. Lastwiderständen, in den elektrischen Pfaden
auch unterdrückt.
Obwohl Widerstandslasten in jedem elektrischen Pfad einfacher zu
implementieren sind, sind sie empfindlicher gegenüber Toleranzen
und Imperfektionen als Stromquellen, die auch als Lasten verwendet
werden. Anordnungen, die Stromquellen als Lasten verwenden, sind
nicht so anfällig
für die
oben beschriebenen Probleme.
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Gemäß einem
weiteren Aspekt der Erfindung stellen die zweiten Stufen des ersten
und des zweiten Mischerteils im Wesentlichen dieselbe kapazitive
Last für
die jeweiligen ersten Stufen bereit. Obwohl bereits ein beträchtlicher
Effekt erreicht wird, wenn ein konstantes Abwechseln oder Austauschen
der elektrischen Pfade und der parasitären Kapazitäten oder dergleichen ausgeführt wird,
kann der Effekt verbessert werden, wenn die zweiten Stufen der Mischerteile
angepasst sind. Die parasitären
Kondensatoren der zweiten Stufen stellen eine beträchtliche
kapazitive Last bereit. Insbesondere werden bei Gilbertzellenmischern
in Kombination mit Rechtecksignalen die parasitären Kapazitäten der zweiten Stufe konstant über dieselben
Lastanordnungen, d. h. über
denselben elektrischen Pfad, geladen. Gemäß diesem Aspekt der vorliegenden
Erfindung werden die zweiten Stufen der beiden Mischerteile aneinander
angepasst. Folglich werden nicht nur die elektrischen Eigenschaften
der aktiven Anordnungen angepasst, sondern auch die parasitären Effekte
separat betrachtet. Da das Laden und Entladen der parasitären Kapazitäten beider
der zweiten Stufen abwechselnd über die
zwei Pfade stattfindet, wird der durch Fehlanpassung eingeführte Fehler
zusätzlich
reduziert. Ein weiterer positiver Effekt lässt sich erzielen, wenn gemäß einem
weiteren Aspekt der Erfindung der erste und der zweite Mischerteil
und der erste und der zweite elektrische Pfad in Bezug auf ihre
elektrischen Eigenschaften aneinander angepasst werden. Dieser Aspekt
betrifft eher alle elektrischen Eigenschaften als die nicht idealen
elektronischen Komponenten.
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Gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung ist die elektronische Anordnung
insbesondere dafür ausgelegt,
zwei Rechteck-Eingangssignale derselben Frequenz zu mischen. Die
Aufgaben der vorliegenden Erfindung werden insbesondere gelöst, wenn
eine elektronische Anordnung wie oben dargelegt zum Verarbeiten
von Rechteck-Eingangssignalen
im Wesentlichen derselben Frequenz verwendet wird.
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Während die
Transistoren der ersten Stufe der oberen und der zweiten Stufe der
unteren Schicht des Mischers kontinuierlich als Reaktion auf die
Eingangssignale ein- und ausgeschaltet werden, werden die parasitären Komponenten
geladen und entladen. Solange die Eingangssignale sinusförmige Signalformen
aufweisen, werden die Lade- und Entladeeffekte der parasitären Elemente
auf relativ homogene Weise verteilt. Wenn jedoch eine Mischerzelle,
und insbesondere eine Doppel-Gegentakt-Gilbertzelle,
zur Verarbeitung von Rechtecksignalen verwendet wird, wird das Ausgangssignal
beträchtlich
beeinflusst. Dies ist auf das schnelle Umschalten und die relativ
steilen Flanken der Signale zurückzuführen. Die
Flanken ziehen ein schnelles Laden und Entladen kapazitiver Lasten
und insbesondere der kapazitiven parasitären Lasten in den zweiten Stufen
der unteren Schicht nach sich. Das Laden und Entladen findet in
enger zeitlicher Korrelation mit den Flanken der Signale statt,
d. h. unmittelbar nach einem Übergang
des Eingangssignals, das an die zweite Stufe angelegt wird. Folglich
verursachen nur die Übergänge der
an die zweiten Stufen angelegten Eingangssignale beträchtliche
Lade- und Entladeeffekte, nicht aber die Übergänge, d. h. die Polaritätsänderungen,
des anderen Eingangssignals, das an die Stufe der oberen Schicht
angelegt wird. Wenn zwei zu mischende Eingangssignale im Wesentlichen
dieselbe Frequenz aufweisen, sind die Vorteile dieses Aspekts der
vorliegenden Erfindung am wertvollsten. Bei ähnlichen Frequenzen der Eingangssignale
ist die Schaltsequenz der Mischerstufen (Stufe der oberen und unteren
Schicht) bei Einzelmischerzellen besonders nachteilig, da nur die Übergänge des
an die Stufe der unteren Schicht angelegten Eingangssignale ein
Laden und Entladen triggern, aber immer über dieselben elektrischen
Pfade (d. h. dieselben Lasten). Folglich ist die Verschlechterung
der Ausgangssignale stärker
als im Fall sich glatt ändernder
Signale, wie etwa sinusförmiger
Signalformen. Ein spezieller Aspekt der vorliegenden Erfindung besteht
deshalb darin, einen Zweifachmischer wie oben dargelegt anzuwenden,
der gemeinsam benutzte elektrische Pfade als Lasten und ausgetauschte
Eingangssignale für
Rechteck-Eingangssignale
aufweist.
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Die
obigen Konfigurationen und Anwendungen sind besonders nützlich,
wenn der erste Mischerteil eine Gilbertzellenkonfiguration aufweist
und der zweite Mischerteil eine Gilbertzellenkonfiguration aufweist
und sich die beiden Gilbertzellen den ersten elektrischen Pfad und
den zweiten elektrischen Pfad teilen, d. h. sich die beiden Gilbertzellen
dieselben Lasten teilen. Folglich stellt die vorliegende Erfindung
auch einen ersten Gilbertzellenmischer mit einem ersten Eingang
zum Eingeben eines ersten Signals und einem zweiten Eingang zum
Eingeben eines zweiten Signals bereit, wobei das erste und das zweite
Eingangssignal durch den ersten Gilbertzellenmischer gemischt werden
sollen, und ein zweiter Gilbertzellenmischer einen ersten Eingang
zum Eingeben des zweiten Eingangssignals und einen zweiten Eingang
zum Eingeben des ersten Signals aufweist, wobei sich der erste Gilbertzellenmischer
und der zweite Gilbertzellenmischer dieselben Lastanordnungen teilen
und die Eingangssignale des ersten Gilbertzellenmischers mit Bezug
auf die Eingangssignale des zweiten Gilbertzellenmischers ausgetauscht
werden.
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Gemäß einem
Aspekt der Erfindung stellen der erste elektrische Pfad und der
zweite elektrische Pfad der elektronischen Anordnung jeweils einen
Ausgang bereit. Zwischen den beiden Ausgängen stellt die elektronische
Anordnung ein Differenzausgangssignal bereit. Das Differenz- oder
symmetrische Ausgangssignal ist gegenüber Rauschen und Offsets robuster.
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Gemäß einem
Aspekt der Erfindung enthält
die elektronische Anordnung ferner einen Begrenzer oder einen Vergleicher
zum Verarbeiten der Eingangssignale, um erste und zweite Rechteck-Eingangssignale
zu erhalten. Da viele Anwendungen nur sinusförmige Signale liefern, ist
es vorteilhaft, wenn die elektronische Anordnung Mittel zum Transformieren
dieser Signale in Rechtecksignale bereitstellt. Gemäß diesem
Aspekt der Erfindung werden die Eingangssignale dementsprechend
von ihren Amplituden unabhängig
gemacht. Ferner kann ein Tiefpassfilter zum Filtern des Ausgangssignals
des ersten und des zweiten Mischerteils bereitgestellt werden, um
den Mittelwert des Ausgangssignals zu erzeugen. Gemäß den obigen
Aspekten kann die vorliegende Erfindung für einen verbesserten Reaktanzdetektor
verwendet werden, der einen Phasendetektor enthält, der zum Detektieren und
Bestimmen einer Reaktanz verwendet werden kann. Folglich ist eine
Spule als Messmittel mit einer Komponente in Reihe geschaltet, deren
Reaktanz zu bestimmen ist. Die Differenzspannung an der Mess-Spule
wird als ein Eingangssignal verwendet. Die Phasenverschiebung zwischen
dem Strom durch die Spule und der Differenzspannung beträgt im Idealfall
90 Grad. Die Spannung an dem Eingangsknoten der Mess-Spule wird
als das zweite Eingangssignal verwendet. Bevor sie an den Mischer
angelegt werden, können
die beiden Eingangssignale durch einen Begrenzer oder einen Komparator
geleitet werden, um Rechteck-Eingangssignale zu erhalten. Die Eingangssignale
werden durch eine Zweifach-Mischerkonfiguration wie oben beschrieben
gemäß der vorliegenden
Erfindung gemischt. Folglich ist das Ausgangssignal, d. h. der Mittelwert
des Rechteck-Ausgangssignals
ein Indikator für
die Phasendifferenz und deshalb ein Maß für die Reaktanz. Der Begrenzer
macht die Eingangssignale von den Amplituden der Eingangssignale unabhängig, und
das Ausgangssignal des Phasendetektors zeigt eine lineare Beziehung
mit Bezug auf die Phasendifferenz. Da der Mischer dafür ausgelegt
ist, gemäß der vorliegenden
Erfindung Rechtecksignale mit verringertem Offset und verringerten
Verzerrungen zu verarbeiten, ist das tiefpassgefilterte Ausgangssignal des
Phasendetektors ein präziser
Indikator für
die Reaktanz der mit der Mess-Spule gekoppelten Komponente. Bei
einer ersten Konfiguration ist die Messinduktivität jedoch
in der zu bestimmenden Reaktanz enthalten. Bei einer zweiten Konfiguration
könnte
die Messinduktivität
ausgeschlossen werden, wenn die Spannung an dem anderen Knoten der
Messinduktivität
benutzt würde.
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Die
Aufgaben der vorliegenden Erfindung werden auch durch ein Verfahren
zum Entwurf einer elektronischen Anordnung gelöst, wobei das Verfahren die
folgenden Schritte umfasst: Bereitstellen eines ersten Mischerteils
mit einer ersten Stufe und einer zweiten Stufe, Bereitstellen eines
zweiten Mischerteils mit einer ersten Stufe und einer zweiten Stufe,
Bereitstellen eines ersten elektrischen Pfads und Koppeln des ersten elektrischen
Pfads mit dem ersten Mischerteil und dem zweiten Mischerteil, Bereitstellen
eines zweiten elektrischen Pfads und Koppeln des zweiten elektrischen
Pfads mit dem ersten Mischerteil und dem zweiten Mischerteil, Bereitstellen
von Eingängen
des ersten Mischerteils zum Empfangen eines ersten Eingangssignals
auf der ersten Stufe und eines zweiten Eingangssignals auf der zweiten
Stufe, Bereitstellen von Eingängen
des zweiten Mischerteils zum Empfangen des zweiten Eingangssignals
auf der ersten Stufe und des ersten Eingangssignals auf der zweiten
Stufe, Entwerfen der zweiten Stufen des ersten und des zweiten Mischerteils
dergestalt, dass ihre elektrischen Eigenschaften angepasst sind.
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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Diese
und andere Aspekte der Erfindung werden mit Bezug auf die nachfolgend
beschriebenen Ausführungsformen
ersichtlich und erläutert.
Es zeigen:
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1 ein
vereinfachtes Schaltbild einer Gilbertzelle gemäß dem Stand der Technik,
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2 Signalformen
des typischen Mischerbetriebs eines idealen Mischers,
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3 eine
simulierte Ausgangssignalform der Gilbertzelle von 1 im
Vergleich zu einer idealen Ausgangssignalform,
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4 ein
vereinfachtes Schaltbild einer ersten Ausführungsform gemäß der vorliegenden
Erfindung,
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5(a) eine simulierte Ausgangssignalform
für die
in 4 gezeigte Schaltung im Vergleich zu einer idealen
Ausgangssignalform,
-
5(b) die simulierte Ausgangssignalform
des Standard-Gilbertzellenmischers gemäß 1 im Vergleich
zu der simulierten Ausgangssignalform der ersten Ausführungsform
gemäß der vorliegenden Erfindung,
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6(a) typische Eingangssignalformen,
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6(b) die entsprechende Ausgangssignalform,
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7 eine
typische Reaktanzdetektoranordnung und
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8 die
Phasendifferenz zwischen der Spannung und dem Strom an dem Detektorausgang.
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Ausführliche Beschreibung der Erfindung
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1 zeigt
ein vereinfachtes Schaltbild eines Doppel-Gegentakt-Gilbertzellenmischers gemäß dem Stand
der Technik. Der Gilbertzellenmischer enthält zwei elektrische Pfade PL,
PR, die Ausgangswiderstände RL und RR enthalten.
Die elektrischen Pfade PL, PR werden über die Ausgangswiderstände RR, RL mit VDD gekoppelt,
und mit dem anderen Ende mit den Differenztransistorpaaren T1, T1' und T2, T2'. Die Last bzw. der Ausgangswiderstand
RL wird mit den Transistoren T1 und T2 gekoppelt.
Der Ausgangswiderstand RR ist mit T1' und T2' gekoppelt. Die Eingänge der
Transistoren T1 und T2' sind
mit einem ersten Eingangsanschluss A gekoppelt und die Basis der
Transistoren T1' und
T2 sind mit dem Eingangsanschluss B gekoppelt. Die Emitter der beiden
Transistoren T1 und T1' sind
beide mit dem Kollektor des Transistors T3 gekoppelt. Die Basis
des Transistors T3 stellt einen weiteren Eingangsanschluss C bereit. Ähnlich sind
die Emitter der Transistoren T2 und T2' beide mit dem Kollektor des Transistors
T4 gekoppelt, der einen vierten Eingangsanschluss D an seiner Basis
bereitstellt. Die Transistoren T3 und T4 weisen einen gemeinsamen
Emitter auf, der mit der Stromquelle gekoppelt ist, die einen Strom
i aus der aus T3 und T4 bestehenden Gemeinsamer-Emitter-Schaltung senkt.
Die grundlegende Funktionalität
der in 1 gezeigten Gilbertzelle ist in der Technik wohlbekannt.
Zwischen den Eingängen
A und B wird ein erstes Signal VAB angelegt.
Das zweite Signal VCD wird an die Eingänge C und
D angelegt. Die beiden Eingangssignale VAB und
VCD sollen gemischt werden. Das Ergebnis
des Mischens ist ein Ausgangssignal VOUT,
das aus den Ausgangsanschlüssen
OUT1 und OUT2 entnommen werden soll. Ferner zeigt 1 zwei
Kondensatoren (gestrichelt) Cp1 und Cp2, die die naturgemäßen Kapazitäten der Transistoren
T3 und T4 sowie die Summe der parasitären Kapazitäten von Knoten, mit denen die
Kondensatoren Cp1 und Cp2 verbunden sind, repräsentieren. Der Gilbertzellenmischer
kann in zwei Stufen aufgetrennt werden, eine Stufe der oberen Schicht
UL und eine Stufe der unteren Schicht LL. Dementsprechend sind die Kondensatoren
Cp1 und Cp2 die kapazitiven Lasten der zweiten Stufe, die ein aus
dem jeweiligen ersten Differenzpaar T1, T1' und zweiten Differenzpaar T2, T2' der ersten Stufe
UL entnommene Strom erfahren soll.
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2 zeigt
zwei typische und ideale Repräsentanten
W1 und W2 für
Eingangssignalformen für
V
AB und V
CD und
die ideale resultierende Ausgangssignalform W3, die im Idealfall
das gemischte Ausgangssignal des Gilbertzellenmischers von
1 ist.
Der Betrieb des Gilbertzellenmischers von
1 für Eingangssignale wie
W1 und W2 von
2 wird nun unter Bezugnahme
auf Tabelle 1 erläutert.
Die erste Zeile gibt Sequenzen 1 bis 12 bezüglich der Zustände der
Eingangssignale V
AB und V
CD wie
in
2 angegeben an. V
AB =
1 gibt eine positive Polarität
an, wobei der Eingangsanschluss A im Vergleich zu B HIGH ist, während V
AB = –1
die umgekehrte Polarität
bedeutet. Dieselbe Notation wird für V
CD benutzt.
Aus der logischen Verknüpfung
von V
AB und V
CD könnte abgeleitet
werden, ob ein Strom durch den Widerstand R
L oder
durch den Widerstand R
R entnommen wird.
Das jeweilige Ergebnis ist in Zeile vier von Tabelle 1 angegeben.
| 1 | Sequenz-Nr. | 1 | 2 | 3 | 4 | 5 | 6 | 7 | 8 | 9 | 10 | 11 | 12 |
| 2 | Polarität von VAB | 1 | –1 | –1 | 1 | 1 | –1 | –1 | 1 | 1 | –1 | –1 | 1 |
| 3 | Polarität von VCD | 1 | 1 | –1 | –1 | 1 | 1 | –1 | –1 | 1 | 1 | –1 | –1 |
| 4 | I
im Widerstand | RL | RR | RL | RR | RL | RR | RL | RR | RL | RR | RL | RR |
| 5 | Cp
geladen | Cp2 | - | Cp1 | - | Cp2 | - | Cp1 | - | Cp2 | - | Cp1 | - |
| 6 | Cp
entladen | Cp1 | - | Cp2 | - | Cp1 | - | Cp2 | - | Cp1 | - | Cp2 | |
| 7 | lcharge im Widerstand | RR | - | RR | - | RR | - | RR | - | RR | - | RR | - |
| 8 | ldischarge im Widerstand | RL | - | RL | - | RL | - | RL | - | RL | - | RL | - |
| 9 | Spannung höher auf | RL | - | RL | - | RL | - | RL | - | RL | - | RL | |
| 10 | Spannung niedriger auf | RR | - | RR | - | RR | - | RR | - | RR | - | RR | |
Tabelle 1
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Immer
dann, wenn VCD die Polarität, d. h.
das Vorzeichen, wechselt, wird ein parasitärer Kondensator Cp1 oder Cp2
geladen und der andere entladen. Das Laden von einem von Cp1 oder
Cp2 erfordert einen zusätzlichen
Strom durch einen der Widerstände
RL oder RR abhängig von
dem Wert von VAB. Das Entladen der parasitären Kondensatoren
Cp1 und Cp2 erfordert die Entnahme von weniger Strom durch einen
der Widerstände
RL oder RR, der
auch von dem Wert von VAB abhängt. Die
spezifische Sequenz der Eingangssignale VAB und
VCD hat den Effekt, dass es immer derselbe
Widerstand (entweder RL oder RR)
ist, durch den die parasitären
Kondensatoren Cp1 und Cp2 geladen oder entladen werden. Dieses Phänomen ist
in den Zeilen 5 und 6 von Tabelle 1 angegeben. Dementsprechend lädt in Sequenz
Nr. 1 der Strom durch den Widerstand RR Cp2,
und der Kondensator Cp1 wird auf Kosten des Stroms durch RL entladen. In Sequenz Nr. 3 lädt ein Strom durch
RR Cp1 und Cp2 wird auf Kosten des Stroms
durch RL entladen. Obwohl die parasitären Kondensatoren auf
abwechselnde Weise geladen und entladen werden, bleiben somit die
zum Laden und Entladen verwendeten Widerstände unverändert. Dieser Effekt tritt
trotz der Polarität
von VAB auf, er ändert sich auch so, dass eine
Polaritätsänderung
entweder von VAB oder VCD immer
von Sequenz zu Sequenz stattfindet. Da der Lade- und Entladeeffekt
der Kondensatoren Cp1 und Cp2 in der Regel sehr nahe bei den Flanken
von VCD geschieht und die Polaritätsänderung
von VAB keinen Einfluss auf das Laden oder
Entladen der parasitären
Kondensatoren Cp1 und Cp2 hat, ist der Ladetransistor immer RR und der Entladetransistor ist RL. Wie in Zeile 9 und 10 von Tabelle 1 angegeben,
sind ferner die Spannungen an RL und RR während
der Sequenzen Nr. 1 bis Nr. 12 beständig verschieden. Als Folge
dieser Situation werden die Ausgangssignalformen asymmetrisch.
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3 zeigt
eine simulierte Ausgangssignalform W5 des in 1 gezeigten
herkömmlichen
Doppel-Gegentakt-Gilbertzellenmischers
im Vergleich zu der idealen Ausgangssignalform W4. Die endliche
Transferfrequenz der Transistoren T1, T1' und T2 und T2' sowie der Transistoren T3 und T4 und
weitere parasitäre Kapazitäten an den
Ausgangsknoten (nicht gezeigt) ergeben im Prinzip eine Filterung
der Rechtecksignale und verringern die Oberschwingungen dergestalt,
dass die Signalformen glatter werden. Die Kapazitäten an den
Ausgangsknoten sind symmetrisch und verursachen keine Asymmetrie
in den Ausgangssignalen.
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4 zeigt
ein vereinfachtes Schaltbild einer Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung. Gemäß 4 liegt
ein erster Gilbertzellenmischer M1 in derselben Konfiguration wie
in 1 gezeigt vor. Die Eingangs- und Ausgangssignale VAB,
VCD sind auch in 1 ähnlich.
Wie bei 1 weist der erste Gilbertzellenmischer
M1 Transistoren T1, T1',
T2, T2', T3, T4
und Kondensatoren Cp1 und Cp2 auf. Die Funktionsweise des ersten
Gilbertzellenmischers M1 ist im Prinzip dieselbe wie oben mit Bezug
auf den Gilbertzellenmischer in 1 beschrieben.
Es liegt ein zweiter Gilbertzellenmischer M2 mit den Transistoren
T5, T5', T6, T6', T7, T8 vor, der
dem Gilbertzellenmischer M1 ähnlich
ist. Der zweite Gilbertzellenmischer M2 weist Kondensatoren Cp3
und Cp4 auf, die die Summe der parasitären Kapazitäten der jeweiligen Kollektoren
der Transistoren T7 und T8 repräsentieren.
Die Transistoren T1, T1' und
T2, T2' des ersten
Mischerteils M1 repräsentieren
die Stufe der oberen Schicht ULM1 des ersten Mischerteils. Die Transistoren
T3, T4 sind als die Stufe LLM1 der unteren Schicht des ersten Mischerteils
M1 anzusehen. Dieselbe Notation gilt für den zweiten Mischerteil M2. Folglich
repräsentieren
die Transistoren T5, T5' und
T6, T6' die Stufe
ULM2 der oberen Schicht des zweiten Mischerteils M2. Die Stufe LLM2
der unteren Schicht des zweiten Mischerteils M2 enthält Transistoren
T7 und T8. Die Stufe ULM1 der oberen Schicht des ersten Mischerteils
M1 ist genauso wie mit Bezug auf 1 beschrieben
mit Lastwiderständen
RL und RR gekoppelt.
Die Stufe ULM2 der oberen Schicht des Mischerteils M2 sind auch
mit RR und RL gekoppelt,
aber auf umgekehrte Weise. Dementsprechend ist T5 mit RR gekoppelt, T5' mit RL,
T6 mit RR und T6' mit RL. Zusätzlich werden
die Eingangssignale VAB und VCD an
die Eingänge
A1, B1, C1 und D1 angelegt. Die beiden Eingangssignale VAB und VCD
werden auch an die Eingangsanschlüsse A2, B2, C2, D2 angelegt,
wobei die Eingangssignale gegen den zweiten Mischerteil M2 ausgetauscht
werden. Dementsprechend empfängt
die Stufe ULM2 der oberen Schicht des zweiten Mischerteils M2 das
Eingangssignal der Stufe LLM1 der unteren Schicht des ersten Mischerteils.
Die untere Mischerstufe LLM2 des zweiten Mischerteils empfängt das
Eingangssignal der Stufe ULM1 der oberen Schicht des ersten Mischerteils
M1. Die Ausgangssignale werden durch jeweilige Ausgangsanschlüsse OUT1
und OUT2 auf dem elektrischen Pfad PL und PR bereitgestellt, die
die Lastwiderstände
RL und RR enthalten.
Die Ausgangsspannung VOUT wird zwischen
den Ausgangsanschlüssen
OUT1 und OUT2 auf dieselbe Weise wie in 1 gezeigt
bereitgestellt. Ferner ist das Ausgangssignal VOUT wie
für 1 erläutert die
gemischte Version der Eingangssignale VAB und VCD.
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Die
Funktionsweise der Zweifach-Gilbertzellenmischerkonfiguration von
4 wird
durch Bezugnahme auf Tabelle 2 erläutert.
| 1 | Sequenz-Nr. | 1 | 2 | 3 | 4 | 5 | 6 | 7 | 8 | 9 | 10 | 11 | 12 |
| 2 | Polarität von VAB | 1 | –1 | –1 | 1 | 1 | –1 | –1 | 1 | 1 | –1 | –1 | 1 |
| 3 | Polarität von VCD | 1 | 1 | –1 | –1 | 1 | 1 | –1 | –1 | 1 | 1 | –1 | –1 |
| 4 | I
im Widerstand | RL | RR | RL | RR | RL | RR | RL | RR | RL | RR | RL | RR |
| 5 | Cp
geladen | Cp2 | Cp4 | Cp1 | Cp3 | Cp2 | Cp4 | Cp1 | Cp3 | Cp2 | Cp4 | Cp1 | Cp3 |
| 6 | Cp
entladen | Cp1 | Cp3 | Cp2 | Cp4 | Cp1 | Cp3 | Cp2 | Cp4 | Cp1 | Cp3 | Cp2 | Cp4 |
| 7 | icharge im Widerstand | RR | RL | RR | RL | RR | RL | RR | RL | RR | RL | RR | RL |
| 8 | idischarge im Widerstand | RL | RR | RL | RR | RL | RR | RL | RR | RL | RR | RL | RR |
| 9 | Spannung höher auf | RL | RR | RL | RR | RL | RR | RL | RR | RL | RR | RL | RR |
| 10 | Spannung niedriger auf | RR | RL | RR | RL | RR | RL | RR | RL | RR | RL | RR | RL |
Tabelle 2
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Es
wird angenommen, dass die beiden Signalformen W1 und W2 von 2 als
VAB und VCD an die
in 4 gezeigten Schaltkreise angelegt werden. Der
zweite Gilbertzellen mischerteil M2 in 4 kompensiert das
durch den in 1 gezeigten Einzel-Gilbertmischer
produzierte Offset, wenn zwei Rechtecksignale von im wesentlichen
derselben Frequenz an den Mischer angelegt werden. Wie zuvor liegen
Sequenzen Nr. 1 bis Nr. 12 vor, die die Zustände der Eingangssignale während der
Perioden 1 bis 12 wie in 2 angegeben repräsentieren.
Wenn VAB positiv ist, wird dieser Zustand
in der zweiten Zeile von Tabelle 2 durch 1 repräsentiert. Ein negatives VAB wird durch –1 angegeben. Dieselbe Notation
wird für
VCD in der dritten Zeile von Tabelle 2 verwendet.
Zeile 4 von Tabelle 2 gibt an, ob ein Strom durch den Lastwiderstand
RL oder durch den Lastwiderstand RR entnommen wird. Die Zeilen 5 und 6 kennzeichnen
die jeweiligen parasitären
Kondensatoren Cp1 bis Cp4, die durch die Widerstände RL bzw.
RR geladen oder entladen werden. Dementsprechend
werden die Lade- und Entladeströme
der Kondensatoren Cp1, Cp2, Cp3 und Cp4 nun über alle Kondensatoren verteilt,
dergestalt, dass die Lade- und Entladeströme auf abwechselnde Weise über RR und RL entnommen
werden. Zeile 7 von Tabelle 2 gibt an, dass RL und
RR abwechselnd die Kondensatoren laden.
Derselbe Effekt tritt für
das Entladen der Kondensatoren wie in Zeile 8 von Tabelle 2 gezeigt
auf. Dementsprechend werden die Spannungen an RL und
RR auch kontinuierlich von Sequenz zu Sequenz
geändert.
Aufgrund dieser Abwechslung von Laden und Entladen der Kondensatoren
Cp1 bis Cp4 durch abwechselnde Widerstände weist das Ausgangssignal
zwischen den Ausgangsanschlüssen
OUT1, OUT2 nicht dasselbe Offset wie bei der Einzelmischerzelle auf.
Die Asymmetrie des Standard-Gilbertzellenmischers wird durch Hinzufügen des
zweiten Mischerteils M2 und Koppeln des elektrischen Pfads PL und
PR an beide Mischerteile M1 und M2 wie in 4 gezeigt
reduziert. Wie in Tabelle 2 angegeben und in 2 gezeigt,
stellen die Eingangssignale VAB und VCD mit den Signalformen W1 und W2 von einer
Sequenz zu der nächsten
Sequenz abwechselnde Übergänge bereit.
Die in 4 gezeigte Konfiguration berücksichtigt
insbesondere Eingangssignale mit den in 2 gezeigten
Eigenschaften. Die Eingangssignalformen W1 und W2 weisen Rechteck-signalformen
und im Wesentlichen dieselbe Frequenz auf. Obwohl die vorliegende
Erfindung besonders für
Rechtecksignale derselben Frequenz nützlich ist, besteht auch ein
positiver Effekt für
Signalformen, die eher eine Approximation der in 2 gezeigten
Signalformen W1 und W2 sind.
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5(a) zeigt die ideale Ausgangssignalform
W4 und eine simulierte Ausgangssignalform W6 der Zweifach-Gilbertzellen-Mischerkonfiguration
von 4. Dementsprechend ist die simulierte Signalform
W6 mit Bezug auf die Mittellinie von 5(a) symmetrischer
als die simulierte Ausgangssignalform W5 von 3. 5(b) zeigt W5 (gestrichelte Linie) und
W6 in einem einzigen Graphen. Dementsprechend ist W6 symmetrischer
als W5.
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Die
vorliegende Erfindung ist für
Rechtecksignale von im wesentlichen derselben Frequenz nützlich. Solche
Signalformen können
wie in 6 produziert werden. 6(a) zeigt zwei sinusförmige Signalformen W7 und W8.
W7 und W8 können
an einen Begrenzer oder an einen Komparator angelegt werden. Das
Ausgangssignal des Begrenzers oder Komparators sind die Rechtecksignale
W10 und W9, die begrenzte Signalformen der Sinussignale W7 bzw.
W8 sind. Da die sinusförmigen
Signalformen W7 und W8 dieselbe Frequenz aufweisen und da sie um
90° phasenverschoben
sind, weisen die beiden entsprechenden Rechtecksignale W9 und W10
strikt abwechselnde und äquidistante Übergänge auf. 6(b) zeigt das Ergebnis, wenn die Signalformen
W9 und W10 durch einen idealen Mischer geleitet werden. Das Produkt
der begrenzten Eingangssignalformen W9, W10 ist die Rechtecksignalform
W11. Das Tastverhältnis
des in 6(b) gezeigten Produkts hängt von
der Phasendifferenz der Eingangssignalformen ab, die in dem in 6 gezeigten Idealfall 50:50 beträgt. Bei
einem 50:50-Tastverhältnis ist
der Mittelwert der Ausgangssignalform null. Wenn die beiden Signale mit
den Signalformen W9, W10 von einer Phasendifferenz von 90° abweichen,
ist der Mittelwert des Produkts der beiden Eingangssignalformen,
das durch die Ausgangssignalform W11 von 6(b) repräsentiert
wird, ein Maß für eine zusätzliche
Phasendifferenz der beiden Signale. In der Regel würde die
Ausgangssignalform W11 durch ein Tiefpassfilter geleitet werden,
um den Mittelwert zu extrahieren.
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Die
Erfindung kann auch zur Detektion des Imaginärteils einer Impedanz, der
Reaktanz oder einer Phasendifferenz zwischen einer Spannung und
einem Strom in einer Konfiguration wie in 7 gezeigt
verwendet werden. 7 zeigt eine typische Anwendung
eines Phasenmischers gemäß der vorliegenden
Erfindung. Dementsprechend kann der in 4 gezeigte
Zweifach-Gilbertzellenmischer in einem Phasendetektor PD zur Bestimmung
einer Impedanz Z verwendet werden. Der Phasendetektor PD ist mit
den Enden einer Spule L gekoppelt. Die Spannung V an dem Eingangsknoten
der Spule L und die Differenzspannung dV an der Spule werden an
den Phasendetektor PD angelegt. Die Beziehung zwischen der Spannung
V und dem Strom I hängt
von der Summe der Impedanz Z und der Impedanz der Spule L ab. Bei
einer idealen Spule L beträgt
die Phasenverschiebung zwischen dem Strom I und dV 90°. PD enthält eine
Mischerkonfiguration gemäß der vorliegenden
Erfindung wie in 4 gezeigt. Bevor die Signale
V und dV an die Mischerteile (z. B. an M1 und M2 als Eingangssignale
VAB und VDC von 4)
angelegt werden, werden V und dV durch einen Begrenzer oder Komparator
(nicht gezeigt) geleitet, um wie mit Bezug auf 6 erläutert Rechtecksignalformen
zu produzieren. Dies führt
z. B. zu Signalformen wie W9 und W10 von 6(a) für dV und
V. Wenn dV eine Phasenverschiebung von 90° mit Bezug auf die Spannung
V aufweist, liefert der Mischer des Phasendetektors PD ein Rechtecksignal
mit einem Tastverhältnis
von 50:50. Das Rechteck-Ausgangssignal kann durch ein Tiefpassfilter
gefiltert werden, um den Mittelwert zu extrahieren. Bei einem Tastverhältnis von
50:50 ist der Mittelwert 0. Der Mittelwert kann als das Ausgangssignal
OUT von PD verwendet werden. PD liefert jedoch nur dann einen Mittelwert
von 0, wenn die Impedanz an dem Knoten V reell ist. Wenn Z variiert,
gibt der Ausgang OUT von PD die Phasenverschiebung an.
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8 zeigt
das Ausgangssignal des in 7 gezeigten
Phasendetektors PD als Funktion der Reaktanz an dem Knoten V. Es
liegen zwei Kurven C1 und C2 vor. C1 wäre das Ausgangssignal eines
Phasendetektors PD mit einem Mischer gemäß dem Stand der Technik (z.
B. dem in 1 gezeigten) und sinusförmigen Eingangssignalen
V und dV. C2 ist das Ausgangssignal OUT eines Phasenmischers PD
wie in 7 gezeigt mit einem Mischer gemäß der vorliegenden
Erfindung wie in 4 gezeigt, an den Rechtecksignale
angelegt werden. Bei einer reellen Last an dem Knoten V – wobei
es sich um die Impedanz Z zusammen mit der Spule L handelt – sind der
Strom I und die Spannung V phasengleich. Da dV und I immer um 90° phasenverschoben sind,
wird die Ausgangssignalform des Mischers ein Tastverhältnis von
50:50 aufweisen, und der Mittelwert der Ausgangssignalform des Mischers
wird dann null sein. Beide Kurven C1 und C2 zeigen denselben Wert.
Wie in 8 gezeigt, hat die Verwendung der Rechtecksignale
viele Vorteile. Das Ausgangssignal OUT, wobei es sich um den Mittelwert
der gemischten Eingangsrechtecksignale V und dV handelt, ist wie
durch die Kurve C1 angegeben linear von der Phasendifferenz von
dV und V abhängig.
Dies verbessert die Anwendbarkeit und die Genauigkeit der Anordnung.
C2 zeigt jedoch eine eher sinusförmige
Beziehung für
die sinusförmigen
Eingangssignale, die schwieriger handzuhaben und auszuwerten ist.
Selbst wenn Rechtecksignale an den Mischer in 1 angelegt
worden wären,
wäre die
Kurve von OUT als Funktion der Phase aufgrund der Offsets mit Bezug
auf die x-Achse verschoben. Wenn eine Mischeranordnung wie in 4 gezeigt
verwendet wird, ist das Ergebnis deshalb genauer und zuverlässiger.
Dementsprechend stellt die Begrenzung der Eingangssignale gleiche
Amplituden der Mischereingangssignale bereit und macht das Ergebnis
von den Eingangsamplituden unabhängig.
Da die Amplituden von V und dV abhängig von der Frequenz, dem
Wert L der Mess-Spule und der angeschlossenen Last Z relativ unterschiedlich
sein könnten,
wäre der
Absolutwert der Ausgangssignale bedeutungslos, mit Ausnahme des
Vorzeichens, das anzeigen könnte,
ob eine kapazitive oder eine induktive Last vorliegt. Die begrenzten
Rechteck-Eingangssignale für
den Mischer ergeben somit ein Detektionssystem PD (in einem bestimmten
Dynamikumfang), das gegenüber
Amplitudenschwankungen unabhängig
ist und eine lineare Beziehung von Phasen zum Ausgang bereitstellt.
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Die
Verwendung einer Induktivität
L als Messmittel verringert ferner den Stromverbrauch, da eine Induktivität praktisch
nur wenig elektrischen Widerstand und deshalb wenig Verluste bereitstellt
(L ist im Idealfall verlustlos). Ferner weist dV im Idealfall eine
Phasendifferenz mit Bezug auf I von 90° auf. Das Ausgangssignal des
Phasendetektors PD ist dementsprechend 0, wenn V und I phasengleich
(V und dV um 90 Grad phasenverschoben) sind.
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Obwohl
die Erfindung in den Zeichnungen und in der obigen Beschreibung
im Detail dargestellt und beschrieben wurde, sind diese Erläuterung
und Beschreibung nicht als einschränkend, sondern als veranschaulichend
oder beispielhaft zu betrachten; die Erfindung ist nicht auf die
offen gelegten Ausführungsformen beschränkt. Fachleute
auf dem Gebiet der Ausübung
der beanspruchten Erfindung können
aus einem Studium der Zeichnungen, der Offenlegung und der angefügten Ansprüche andere
Varianten der offen gelegten Ausführungsformen verstehen und
bewirken. In den Ansprüchen
schließt
das Wort "umfassend" andere Elemente oder
Schritte nicht aus, und der unbestimmte Artikel "ein" oder "eines" schließt eine
Mehrzahl nicht aus. Ein einzelner Mischerteil oder eine einzelne
Stufe oder eine andere Einheit kann die Funktionen mehrerer in den Ansprüchen angeführter Artikel
erfüllen.
Der bloße
Umstand, dass bestimmte Maßnahmen
in sich gegenseitig unterscheidenden abhängigen Ansprüchen angeführt werden,
gibt nicht an, dass nicht eine Kombination dieser Maßnahmen
vorteilhaft verwendet werden kann. Etwaige Bezugszeichen in den
Ansprüchen
sollten nicht als Begrenzung des Schutzumfangs aufgefasst werden.
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Zusammenfassung
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Zweifach-Gilbertzellenmischer mit Offsetlöschung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine elektronische Anordnung, die
einen ersten Mischerteil (M1) mit einer ersten Stufe (ULM1) und
einer zweiten Stufe (LLM1) und einen zweiten Mischerteil (M2) mit
einer ersten Stufe (ULM2) und einer zweiten Stufe (LLM2) enthält. Ferner
besitzt die elektronische Anordnung einen ersten elektrischen Pfad
(PL), der mit dem ersten Mischerteil (M1) und dem zweiten Mischerteil
(M2) gekoppelt ist, und einen zweiten elektrischen Pfad (PR), der
mit dem ersten Mischerteil (M1) und dem zweiten Mischerteil (M2)
gekoppelt ist, wobei der erste Mischerteil (M1) dafür ausgelegt
ist, ein erstes Eingangssignal (VAB) auf
der ersten Stufe (ULM1) und ein zweites Eingangssignal (VCD) auf der zweiten Stufe (LLM1) zu empfangen.
Der zweite Mischerteil (M2) ist dafür ausgelegt, das zweite Eingangssignal
(VCD) auf der ersten Stufe (ULM2) und das
erste Eingangssignal (VAB) auf der zweiten
Stufe (LLM2) zu empfangen, wobei der erste und der zweite Mischerteil
(M1, M2) dafür
ausgelegt sind, Rechteck-Eingangssignale
zu verarbeiten.