DE19629921C2 - Mischer - Google Patents
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- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
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Description
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf einen
Mischer zum Mischen eines Paars von Trägersignalen, die zu
einander 180° phasenverschoben sind, mit einem Paar von Da
tensignalen, die zueinander um 180° phasenverschoben sind,
der in verschiedenen Typen von Modulatoren, beispielsweise
orthogonalen Modulatoren, Demodulatoren, Detektoren, Multi
plizierern, Frequenzwandlern, usw., verwendet wird.
Wie in dem Schaltungsdiagramm, das in Fig. 6 gezeigt ist,
dargestellt ist, weist ein Modulator, der einen herkömmli
chen Mischer umfaßt, Signaleingangsanschlüsse I100, I200 und
I300, Signalausgangsanschlüsse O100 und O200, eine Gleich
spannungsversorgung E, Drosselwiderstände R100 und R200,
einen doppelt abgestimmten Mischer (der hierin nachfolgend
als der "DBM" (DBM = double balanced mixer) bezeichnet wird)
100, einen Differenzverstärker 200 und eine Konstantstrom
schaltung 300 auf. Ein Datensignal Ss (beispielsweise eine
Sinuswelle mit einer Frequenz fs von 50 kHz) wird an den Si
gnaleingangsanschluß I100 angelegt. Ein erstes Trägersignal
Sc1 mit einer Frequenz, die höher ist als die des Datensi
gnals Ss (beispielsweise eine Sinuswelle mit einer Frequenz
fc von 1,5 GHz), wird an den Signaleingangsanschluß I200 an
gelegt. Ferner wird ein zweites Trägersignal Sc2, das bezüg
lich des ersten Trägersignals Sc1 um 180° phasenverschoben
ist, wird an den Signalanschluß I300 angelegt. Der DBM weist
vier FETs Q100, Q200, Q300, Q400 auf. Der Differenzverstär
ker 200 weist zwei FETs Q500, Q600 und einen Kondensator
C100 auf. Die Konstantstromschaltung 300 weist einen FET
Q700 und einen Vorspannungswiderstand R300 auf. Der DBM 100,
der Differenzverstärker 200 und die Konstantstromschaltung
sind miteinander verbunden und werden über die Drosselwider
stände R100 und R200 mit Leistung von der Gleichspannungs
versorgung E versorgt.
Bezugnehmend auf das Signalverlaufdiagramm, das in Fig. 7
gezeigt ist, wird nachfolgend der Betrieb des Modulators,
der in Fig. 6 gezeigt ist, erklärt. Spezieller zeigt Fig.
7(a) das erste und das zweite Trägersignal Sc1 und Sc2; Fig.
7(b) zeigt das erste und das zweite Datensignal Ss1 und Ss2;
während Fig. 7(c) ein amplitudenmoduliertes Signal So dar
stellt, das zwischen den Signalausgangsanschlüssen O100 und
O200 ausgegeben wird.
Das Datensignal Ss wird über den Signaleingangsanschluß I100
in die Gate-Elektrode G des FET Q500 des Differenzverstär
kers 200 eingegeben. Die Gesamtbeträge der Ströme, die in
die Source-Elektroden S und die Drain-Elektroden D der FETs
Q500 und Q600 fließen, werden jeweils durch den FET Q700 der
Konstantstromschaltung 300 auf einen konstanten Pegel gere
gelt. Folglich werden ein erstes Datensignal Ss1 (das durch
die durchgezogene Linie in Fig. 7(b) angezeigt ist) und ein
zweites Datensignal Ss2 (das durch die gestrichelte Linie in
Fig. 7(b) angezeigt ist), die zueinander um 180° phasenver
schoben sind, von der Drain-Elektrode des FET Q500 bzw. der
Drain-Elektrode des FET Q600 ausgegeben. Das erste Datensi
gnal Ss1 wird den Source-Elektroden S der FETs Q100 und Q200
des DBM 100 geliefert, während das zweite Datensignal Ss2
den Source-Elektroden S der FETs Q300 und Q400 zugeführt
wird. Andererseits wird das erste Trägersignal Sc1 (das
durch die durchgezogene Linie in Fig. 7(a) angezeigt ist)
den Gate-Elektroden G der FETs Q100 und Q300 geliefert, wäh
rend das zweite Trägersignal (das durch die gestrichelte
Linie in Fig. 7 (a) angezeigt ist) den Gate-Elektroden G der
FETs Q200 und Q400 zugeführt wird.
Der FET Q100 mischt das erste Trägersignal Sc1 mit dem er
sten Datensignal Ss1, um von der Drain-Elektrode D des FET
Q100 ein gemischtes Signal So1 auszugeben, das eine Seiten
bandkomponente in dem Frequenzbereich (fc ± fs) aufweist.
Ferner mischt der FET Q200 das zweite Trägersignal Sc2 mit
dem ersten Datensignal Ss1, um von der Drain-Elektrode D des
FET Q200 ein gemischtes Signal So2 auszugeben, das eine Sei
tenbandkomponente in dem Frequenzbereich (fc ± fs) aufweist.
Ferner mischt der FET Q300 das erste Trägersignal Sc1 mit
dem zweiten Datensignal Ss2, um von der Drain-Elektrode D
des FET Q300 ein gemischtes Signal So3 auszugeben, das eine
Seitenbandkomponente in dem Frequenzbereich (fc ± fs) auf
weist. Der FET Q400 mischt das zweite Trägersignal Sc2 mit
dem zweiten Datensignal Ss2, um von der Drain-Elektrode D
des FET Q400 ein gemischtes Signal So4 auszugeben, das eine
Seitenbandkomponente in dem Frequenzbereich (fc ± fs) auf
weist.
Die gemischten Signale So1 und So4 werden direkt gekoppelt
und kombiniert, so daß ein gemischtes Signal So1 + So4 von dem
Signalausgangsanschluß O100 ausgegeben wird. Andererseits
werden die gemischten Signale So2 und So3 direkt gekoppelt
und kombiniert, so daß ein gemischtes Signal So2 + So3 von dem
Signalausgangsanschluß O200 ausgegeben wird. Folglich wird
ein symmetrisches, amplitudenmoduliertes Signal So zwischen
den Signalausgangsanschlüssen O100 und O200 ausgegeben.
Da zellulare Mobiltelephone weit verbreitet Verwendung fin
den, existiert ein zunehmender Bedarf nach einem Mischer
geringerer Größe, der mit einer geringeren Leistung versorgt
wird und der durch eine einzelne positive Leistungsversor
gung mit einer geringeren Spannung betreibbar ist.
Jedoch ist dieser herkömmliche Mischer seriell mit anderen
Schaltungen verbunden (einem Differenzverstärker und einer
Konstantstromschaltung). Um diesen Typ von Mischer betreiben
zu können, ist es folglich notwendig, zumindest 5,5 V von
der Gleichspannungsversorgung E zuzuführen. Die Gesamtzahl
von 5,5 ist gleich der Summe der Folgenden: einer Spannung,
die zum Betreiben der FETs Q100 bis Q400 des DBM 100 erfor
derlich ist (beispielsweise 1,5 V); einer Spannung, die zum
Betätigen der FETs Q500 und Q600 des Differenzverstärkers
200 erforderlich ist (beispielsweise 1,5 V); einer Spannung,
die zum Betreiben des FET Q700 der Konstantstromschaltung
300 erforderlich ist (beispielsweise 1,5 V); einem Span
nungsabfall, der durch einen Strom erzeugt wird, der durch
den Vorspannungswiderstand R300 fließt (beispielsweise 0,5
V); und einem Spannungsabfall, der durch einen Strom erzeugt
wird, der in die Drosselwiderstände R100 und R200 fließt
(beispielsweise 0,5 V). Dies macht es schwierig, den Mischer
mit einer geringen Spannung zu betreiben. Außerdem ist es
schwierig, den Bedarf nach einem mit geringerer Leistung
versorgten Mischer zu erfüllen, da ein Strom notwendig ist,
um den Mischer zu betätigen.
Eine mögliche Maßnahme, um den DBM 100 bei einer geringeren
Spannung zu betreiben, könnte darin bestehen, einen Konden
sator zwischen jedes Element des DBM 100 und dem Differenz
verstärker 200 einzufügen, um einen Gleichstrom zwischen
diesen Komponenten zu sperren. Ferner kann eine Vorspan
nungsschaltung sowohl für den DBM 100 als auch den Diffe
renzverstärker 200 vorgesehen werden, die somit einzeln mit
Leistung versorgt werden können. Zum Erreichen einer Verrin
gerung der Größe des Mischer kann der Mischer als inte
grierte Schaltung realisiert sein, wobei die Kondensatoren,
die zwischen dem DBM 100 und dem Differenzverstärker 200
eingefügt werden sollen, in der IC gebildet sein können.
Jedoch erhöhen die oben beschriebenen Techniken nicht nur
die Komplexität der Schaltung, sondern verbinden den DBM 100
und den Differenzverstärker 200 hinsichtlich eines Gleich
stroms ferner parallel miteinander. Da beide Komponenten
Strom verbrauchen, ist die gesamte verbrauchte Leistung ent
gegengesetzt erhöht. Ferner ist die Kapazität eines Konden
sators, der in der IC gebildet ist, im allgemeinen auf
mehrere Dutzend pF beschränkt, was nicht ausreicht, um ein
Datensignal mit einer geringeren Frequenz zu handhaben.
Die EP 0 308 273 A1 betrifft eine Mischerschaltung mit zwei
Feldeffekttransistoren, an deren Gate-Anschlüsse ein Lokal
oszillator-Signal angelegt wird, und deren Drain-Anschlüsse
das zu mischende Hochfrequenz-Signal empfangen. Über einen
Ausgang wird das Zwischenfrequenz-Signal ausgekoppelt. Die
Source-Anschlüsse der verwendeten Feldeffekttransistoren
sind jeweils mit einem Masseanschluß verbunden.
Die DE-AS 18 03 620 betrifft eine Schaltungsanordnung zum
Erzeugen eines amplitudenmodulierten Schwingung mit unter
drücktem Träger, bei der zwei Bipolartransistoren zur Er
zeugung eines gemischten Signals verwendet werden, wobei die
Emitter der Transistoren miteinander verbunden sind, und
ferner ist ein Kondensator vorgesehen, welcher einen Teil
der Ansteuerschaltung der Transistoren bildet, und der ab
hängig von seinem Ladungszustand die Vorspannung der ver
wendeten Transistoren verändert.
Die US-A-5,396,659 betrifft einen Frequenzmultiplizierer und
Mischer, der eine Mehrzahl von Feldeffekttransistoren ver
wendet, deren Source-Anschlüsse jeweils mit Gleichstromquel
len verbunden sind.
Die US-A-4,912,520 betrifft eine Mischerschaltung mit vier
Feldeffekttransistoren, deren Source-Anschlüsse über Induk
tivitäten mit einem Masseanschluß verbunden sind.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen
mit einer geringen Leistung versorgten Mischer zu schaffen,
der durch eine einzelne positive Leistungsversorgung mit ei
ner geringen Spannung betreibbar ist und frei von den oben
beschriebenen technischen Problemen, die gemäß dem Stand der
Technik auftreten, ist.
Diese Aufgabe wird durch einen Mischer gemäß Anspruch 1 ge
löst.
Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß
dieselbe einen Mischer schafft, der ohne weiteres als eine
IC gebildet werden kann, um ein Datensignal mit einer gerin
geren Frequenz zu handhaben.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine vorbestimmte
Spannung in die jeweilige Drain-Elektrode des ersten und des
zweiten FET eingegeben, wobei der erste Kondensator bewirkt,
daß die Source-Elektrode des ersten und des zweiten FET für
einen Gleichstrom schweben und für einen Wechselstrom ge
erdet sind. Bei diesem Aufbau ist es ausreichend, nur eine
geringe Spannung anzulegen, derart, daß garantiert werden
kann, daß die Drain-Source-Spannung des FET größer ist als
die Gate-Spannung des FET. Es ist ferner möglich, zu ver
hindern, daß ein Gleichstrom in den ersten und den zweiten
FET fließt, was die Leistung beseitigt, die andernfalls in
dem ersten und dem zweiten FET verbraucht werden würde, wo
durch ein Niederspannungsbetrieb möglich wird.
Gemäß einem weiteren Vorteil der vorliegenden Erfindung kann
der Mischer ferner ein Paar von zweiten Kondensatoren zum
Erzeugen eines dritten gemischten Signals durch das Mischen
des ersten und des zweiten gemischten Signals aufweisen, wo
bei die zweiten Kondensatoren seriell zueinander zwischen
die Drain-Elektroden des ersten und des zweiten FET geschal
tet sind und bei einer Frequenz des ersten und des zweiten
gemischten Signals eine geringe Impedanz zeigen und bei
einer Frequenz der Datensignale eine hohe Impedanz zeigen.
Gemäß diesem Vorteil der vorliegenden Erfindung, zeigt ein
Paar von zweiten Kondensatoren eine geringe Impedanz bei ei
ner Frequenz des ersten und des zweiten gemischten Signals
und zeigt eine hohe Impedanz bei einer Frequenz des Daten
signals. Dies erfordert nur eine kleine Kapazität der zwei
ten Kondensatoren, wenn die Frequenz der gemischten Signale
in einem Quasi-Mikrowellen-Bereich oder höher ist. Der Mi
scher kann folglich ohne weiteres als eine IC gebildet sein.
Gemäß einem weiteren Vorteil der vorliegenden Erfindung kann
der Mischer ferner ein Paar von induktiven Bauelementen auf
weisen, von denen jedes an einem Ende desselben mit einer
der Drain-Elektroden des ersten bzw. des zweiten FET verbun
den sind, und die bei einer Frequenz der gemischten Signale
eine hohe Impedanz zeigen und bei einer Frequenz der Daten
signale eine geringe Impedanz zeigen.
Gemäß diesem Vorteil der vorliegenden Erfindung zeigt ein
Paar von induktiven Bauelementen bei einer Frequenz des ge
mischten Signals (fc ± fs) eine hohe Impedanz, und zeigt bei
einer Frequenz der Datensignale eine geringe Impedanz. Bei
dieser Anordnung ist nur eine kleine Induktivität der induk
tiven Bauelemente erforderlich, wenn die Frequenz der ge
mischten Signale in einem Quasi-Mikrowellen-Bereich oder hö
her ist. Dies erleichtert die Realisierung des Mischers in
From einer integrierten Schaltung. Es ist ferner möglich, zu
verhindern, daß das erste und das zweite gemischte Signal
über die induktiven Bauelemente abstrahlen.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung
werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeich
nungen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm der Konfiguration eines
Modulators mit zwei Mischern gemäß einem Ausfüh
rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2(a) bis 2(c) Signalverlaufdiagramme, die den Betrieb
des Modulators, der in Fig. 1 gezeigt ist, zei
gen;
Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm der Konfiguration eines
weiteren Ausführungsbeispiels der vorliegenden
Erfindung;
Fig. 4 ein Schaltungsdiagramm eines symmetrischen Mi
schers für die Verwendung in einem Verhaltens
test;
Fig. 5 Spektralcharakteristika eines gemischten Signals
So1;
Fig. 6 ein Schaltungsdiagramm der Konfiguration eines
Modulators mit einem herkömmlichen Mischer; und
Fig. 7(a) bis 7(c) Schaltungsdiagramme, die den Betrieb
des Modulators, der in Fig. 6 gezeigt ist, dar
stellen.
Wie in dem Schaltungsdiagramm, das in Fig. 1 dargestellt
ist, gezeigt ist, weist ein Modulator mit zwei Mischern ge
mäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung Si
gnaleingangsanschlüsse I1, I2 und I3, Signalausgangsan
schlüsse O1 und O2, eine Gleichspannungsversorgung E, zwei
Drosselwiderstände R1 und R2, zwei symmetrische Mischer (die
hierin nachfolgend als "BM" (BM = balanced mixers) bezeich
net werden) 1 und 2, einen Differenzverstärker 3 und eine
Konstantstromschaltung 4 auf.
Ein Datensignal Ss (beispielsweise eine Sinuswelle mit einer
Frequenz fs von 50 kHz) wird in den Signaleingangsanschluß
I1 eingegeben. In den Signaleingangsanschluß I2 wird ein er
stes Trägersignal Sc1 eingegeben (beispielsweise eine Sinus
welle mit einer Frequenz fc von 1,5 GHz). Ferner wird in den
Signaleingangsanschluß I3 ein zweites Trägersignal Sc2 ein
gegeben, das bezüglich des ersten Trägersignals Sc1 um 180°
phasenverschoben ist.
Der BM1 weist zwei FETs Q1 und Q2, zwei Kondensatoren C1, C2
und C5 sowie zwei Spulen L1 und L2 auf, während der BM2 zwei
FETs Q3 und Q4, drei Kondensatoren C3, C4 und C5 und zwei
Spulen L3 und L4 aufweist. Die BMs 1 und 2 verwenden den
Kondensator C5 gemeinsam. Die BMs 1 und 2 bilden gemeinsam
ferner einen doppelsymmetrischen Mixer.
Der Kondensator C5, der zwischen den jeweiligen Source-Elek
troden S der jeweiligen FETs Q1 bis Q4 und Masse angeordnet
ist, weist eine solche Kapazität (beispielsweise 10 pF) auf,
um zu bewirken, daß die Source-Elektroden S der FETs Q1 bis
Q4 für Gleichstrom schweben und für Wechselstrom geerdet
sind. Die Kondensatoren C1 und C2 sind in Serie zueinander
zwischen die Drain-Elektroden D der FETs Q1 und Q2 geschal
tet, während die Kondensatoren C3 und C4 seriell zueinander
zwischen die Drain-Elektroden der FETs Q3 und Q4 geschaltet
sind. Die Kondensatoren C1 bis C4 weisen eine solche Kapazi
tät auf (beispielsweise 10 pF), um bei einer Frequenz des
ersten und des zweiten gemischten Signals So1 und So2 eine
geringe Impedanz zu zeigen, und um bei einer Frequenz fs des
ersten und des zweiten Datensignals Ss1 und Ss2 eine hohe
Impedanz zu zeigen. Die Spulen L1 und L4 sind seriell zu
einander zwischen die Drain-Elektroden D der FETs Q1 und Q4
geschaltet, während die Spulen L2 und L3 seriell zueinander
zwischen die Drain-Elektroden D der FETs Q2 und Q3 geschal
tet sind. Die Spulen L1 bis L4 weisen eine solche Indukti
vität (beispielsweise 10 nH) auf, um bei einer Frequenz des
ersten und des zweiten gemischten Signals So1 und So2 eine
hohe Impedanz zu zeigen, und um bei einer Frequenz fs des
ersten und des zweiten Datensignals Ss1 und Ss2 eine geringe
Impedanz zu zeigen.
Der Differenzverstärker 3 weist zwei FETs Q5 und Q6 und
einen Kondensator C6 auf. Die Konstantstromschaltung 4 weist
einen FET Q7 und einen Vorspannungswiderstand R3 auf. Der
Differenzverstärker 3 und die Konstantstromschaltung 4 wer
den von der Gleichspannungsversorgung E über die Drosselwi
derstände R1 und R2 mit Leistung versorgt. Die BMs 1 und 2,
der Differenzverstärker 3 und die Konstantstromschaltung 4,
mit Ausnahme des Kondensators C5, sind als eine IC auf einem
einzelnen Substrat gebildet. Es muß nur eine Spannung von 4
V an die BMs 1 und 2, den Differenzverstärker 3 und die Kon
stantstromschaltung 4 über die Drosselwiderstände R1 und R2
von der Gleichspannungsversorgung E angelegt werden. Die Ge
samtzahl von 4 V ist gleich der Summe der Folgenden: einem
Spannungsabfall, der in dem Vorspannungswiderstand R3 er
zeugt wird (beispielsweise 0,5 V); einem Spannungsabfall,
der in den Drosselwiderständen R1 und R2 erzeugt wird (bei
spielsweise 0,5 V); einer Spannung zum Betätigen der FETs Q5
und Q6 des Differenzverstärkers 3 (beispielsweise 1,5 V);
und einer Spannung zum Betreiben des FET Q7 der Konstant
stromschaltung 4 (beispielsweise 1,5 V). Andererseits ist es
zum Bewirken des Betriebs der FETs Q1 bis Q4 der BMs 1 und 2
nur notwendig, eine geringe Spannung (beispielsweise 1,5 V
oder geringer) anzulegen, derart, daß die Drain-Source-Span
nung (D-S-Spannung) jedes FETs größer als die Spannung an
der Gate-Elektrode G des FET ist. Folglich reicht eine Lei
stungsversorgung von 4 V aus, um die BMs 1 und 2, den Diffe
renzverstärker 3 und die Konstantstromschaltung 4 zu be
treiben.
Nachfolgend wird der Betrieb des Modulators, der gemäß der
obigen Beschreibung aufgebaut ist, erklärt, während auf die
Signalverlaufsdiagramme der Fig. 2(a) bis 2(e) Bezug genom
men wird. Spezieller zeigt Fig. 2(a) das erste und das zwei
te Trägersignal Sc1 und Sc2; Fig. 2(b) stellt das erste und
das zweite Datensignal Ss1 und Ss2 dar; und Fig. 2(c) stellt
ein amplitudenmoduliertes Signal So dar, das zwischen den
Signalausgangsanschlüssen O1 und O2 ausgegeben wird.
Wenn eine Leistung von der Gleichspannungsversorgung E dem
Differenzverstärker 3 und der Konstantstromschaltung 4 zuge
führt wird, fließt ein konstanter Gleichstrom in dem FET Q7
und dem Vorspannungswiderstand R3 über die Drosselwiderstän
de R1 und R2 und die FETs Q5 und Q6. Andererseits wird, wenn
eine Leistung von der Gleichspannungsversorgung E den BMs 1
und 2 zugeführt wird, bewirkt, daß die Source-Elektroden S
der FETs Q1 und Q4 aufgrund des Kondensators C5 für einen
Gleichstrom in einem leerlaufenden Zustand sind, wodurch die
Drain-Elektroden D und die Source-Elektroden S der FETs Q1
und Q4 das gleiche Potential erreichen. Ferner verhindert
das Vorliegen des Kondensators C5 das Fließen eines Gleich
stroms in die FETs Q1 bis Q4, was die Leistung, die andern
falls durch die FETs Q1 bis Q4 verbraucht werden würde, ge
samt beseitigt, wodurch der Betrieb des Modulators mit einer
geringeren Spannung ermöglicht wird.
Das Datensignal Ss wird in die Gate-Elektrode G des FET Q5
des Differenzverstärkers 3 über den Signaleingangsanschluß
I1 eingegeben. Die Gesamtbeträge des Stroms, der in den
Source-Elektroden S der FETs Q5 und Q6 fließt, und des
Stroms, der in den Drain-Elektroden D der FETs Q5 und Q6
fließt, werden jeweils durch das FET Q7 der Konstantstrom
schaltung 4 auf einen konstanten Pegel geregelt. Folglich
werden das erste Datensignal Ss1 (das durch die durchgezo
gene Linie in Fig. 2 (b) gezeigt ist) und das zweite Daten
signal Ss2 (das durch die gestrichelte Linie in Fig. 2(b)
gezeigt ist), die zueinander um 180° phasenverschoben sind,
jeweils von den Drain-Elektroden D der FETs Q5 und Q6 aus
gegeben.
Das erste Datensignal Ss1 wird über die Spulen L1 und L4 der
BMs 1 bzw. 2 den Drain-Elektroden D der FETs Q1 und Q4 zuge
führt, während das zweite Datensignal Ss2 über die Spulen L2
und L3 der BMs 1 bzw. 2 den Drain-Elektroden D der FETs Q2
und Q3 zugeführt werden. Andererseits wird das erste Träger
signal Sc1 (angezeigt durch die durchgezogene Linie in Fig.
2(a)) den Gate-Elektroden G der FETs Q1 und Q3 zugeführt,
während das zweite Trägersignal Sc2 (angezeigt durch die ge
strichelte Linie von Fig. 2(a)) den Gate-Elektroden G der
FETs Q2 und Q4 zugeführt wird.
Der FET Q1 mischt das erste Trägersignal Sc1 mit dem ersten
Datensignal Ss1, um ein gemischtes Signal So1 von der
Drain-Elektrode D des FET Q1 auszugeben, welches eine Sei
tenbandkomponente in dem Frequenzbereich (fc ± fs) aufweist.
Ferner mischt der FET Q2 das zweite Trägersignal Sc2 mit dem
zweiten Datensignal Ss2, um von der Drain-Elektrode D des
FET Q2 ein gemischtes Signal So2 auszugeben, das eine Sei
tenbandkomponente in dem Frequenzbereich (fc ± fs) aufweist.
Ferner mischt der FET Q3 das erste Trägersignal Sc1 mit dem
zweiten Datensignal Ss2, um von der Drain-Elektrode D des
FET Q3 ein gemischtes Signal So3 auszugeben, das eine Sei
tenbandkomponente in dem Frequenzbereich (fc ± fs) aufweist.
Der FET Q4 mischt das zweite Trägersignal Sc2 mit dem ersten
Datensignal Ss1, um von der Drain-Elektrode D des FET Q4 ein
gemischtes Signal So4 auszugeben, das eine Seitenwandkompo
nente in dem Frequenzbereich (fc ± fs) aufweist.
Die gemischten Signale So1 und So2 werden durch die Konden
satoren C1 und C2 kombiniert, so daß das resultierende ge
mischte Signal So1 + So2 von dem Signalausgangsanschluß O1
ausgegeben wird. Andererseits werden die gemischten Signale
So3 und So4 durch die Kondensatoren C3 und C4 kombiniert, so
daß das resultierende gemischte Signal So3 + So4 von dem Si
gnalausgangsanschluß O2 ausgegeben wird. Folglich wird ein
symmetrisches amplitudenmoduliertes Signal So zwischen den
Signalausgangsanschlüssen O1 und O2 ausgegeben.
Die Kondensatoren C1 und C4 weisen eine solche Kapazität
auf, daß dieselben bei einer Frequenz fc des ersten und des
zweiten Trägersignals Sc1 und Sc2 eine geringe Impedanz zei
gen, und daß dieselben bei einer Frequenz fs des ersten und
des zweiten Datensignals Ss1 und Ss2 eine hohe Impedanz zei
gen. Folglich werden das erste und das zweite Datensignal
Ss1 und Ss2 positiv in die Drain-Elektroden D der FETs Q1
bis Q4 eingegeben, wobei verhindert ist, daß dieselben in
die Kondensatoren C1 bis C4 gelangen. Andererseits weisen
die Spulen L1 bis L4 eine solche Induktivität auf, daß die
selben bei einer Frequenz des ersten und des zweiten ge
mischten Signals So1 und So2 eine hohe Impedanz darstellen,
und daß dieselben bei einer Frequenz fs des ersten und des
zweiten Datensignals Ss1 und Ss2 eine geringe Impedanz dar
stellen. Dies verhindert, daß das erste und das zweite ge
mischte Signal So1 und So2 in die Spulen L1 bis L4 gelangen.
Ferner ist nur eine kleine Kapazität der Kondensatoren C1
bis C4 und nur eine kleine Induktivität der Spulen L1 bis L4
erforderlich, wenn die Frequenz der gemischten Signale in
einem Quasi-Mikrowellen-Bereich oder höher ist, wodurch es
einfacher ist, den Modulator als eine IC auszubilden.
Fig. 3 ist ein Schaltungsdiagramm der Konfiguration eines
weiteren Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
Wie in Fig. 3 gezeigt ist, werden lokale Signale (mit einer
Phasendifferenz von 180°) in die Gate-Elektroden G der FETs
Q1 bis Q4 eingegeben, während eine Gleichspannung Vcc und
HF-Signale (mit einer Phasendifferenz von 180°) jeweils über
die Kondensatoren C1 bis C4 in die Drain-Elektroden D der
FETs Q1 bis Q4 eingegeben werden. Folglich können ZF-Signale
(ZF = Zwischenfrequenz), die eine Differenz zwischen der
HF-Frequenz und der Trägerfrequenz anzeigen, jeweils über
die Spulen L1 bis L4 von den Drain-Elektroden D der FETs Q1
bis Q4 erhalten werden. Die Kondensatoren C1 bis C4 weisen
eine solche Kapazität auf, daß dieselben für die HF-Signale
eine geringe Impedanz und für die ZF-Signale eine hohe Impe
danz zeigen. Andererseits weisen die Spulen L1 bis L4 eine
solche Induktivität auf, daß dieselben für die HF-Signale
eine hohe Impedanz und für die ZF-Signale eine geringe Impe
danz zeigen. Die ZF-Signalfrequenz ist geringer als die Lo
kalsignalfrequenz und die HF-Signalfrequenz. Auf diese Art
und Weise kann der Modulator als ein Abwärtswandler verwen
det werden.
Das Verhalten von BM1 wurde durch die Anmelderin der vor
liegenden Anmeldung unter Verwendung der Schaltung, die in
Fig. 4 gezeigt ist, getestet. Die Spektralcharakteristika
des gemischten Signals So1 sind in Fig. 5 gezeigt, in der α1
und α2 die erforderlichen Signalkomponenten (in einem Fre
quenzbereich fc ± fs) des gemischten Signals So1 anzeigen;
β0 das erste Trägersignal Sc1 des gemischten Signals So1
darstellt; und β1 bis β12 unerwünschte höhere harmonische
Signalkomponenten bezeichnen. Fig. 5 zeigt folglich das gute
Verhalten von BM1, beispielsweise eine Trägerwellenunter
drückung von 40 dB oder mehr, wobei eine Unterdrückung der
ungewünschten Wellen von 40 dB oder mehr erreicht werden
kann. Bei der Testschaltung wurden Kondensatoren mit 6,8 µF
und 12 pF als Source-Masse-Kondensatoren zur Sicherstellung
einer positiven Wechselsignalerdung verwendet, während die
anderen Teile, d. h. die Kondensatoren C1 und C2 mit einer
geringeren Kapazität und die Spulen L1 und L2 mit einer ge
ringeren Induktivität verwendet wurden, um BM1 zu bilden.
Dies erleichtert die einfache Ausbildung des Modulators als
eine IC weiter.
Obwohl bei den obigen Ausführungsbeispielen der Mischer in
einem Amplitudenmodulator verwendet ist, ist derselbe auf
andere Typen von Modulatoren, Demodulatoren, Detektoren,
Multiplizierern, Frequenzwandlern, Spiegelselektionsmischern
und dergleichen anwendbar.
Wie aus der vorhergehenden Beschreibung offensichtlich wird,
bietet die vorliegende Erfindung folgende Vorteile.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist es nur
notwendig, eine vorbestimmte niedrige Spannung anzulegen,
derart, daß sichergestellt werden kann, daß die Drain-Sour
ce-Spannung jedes FETs größer ist als die Gate-Spannung des
FET. Ferner ist es möglich, zu verhindern, daß ein Gleich
strom in den ersten und den zweiten FET fließt, was die Lei
stung, die andernfalls in dem ersten und dem zweiten FET
verbraucht werden würde, vollständig beseitigt, wodurch er
möglicht wird, daß der Modulator bei einer geringeren Span
nung arbeitet.
Gemäß einem weiteren Vorteil der vorliegenden Erfindung ist
nur eine kleine Kapazität eines Paars von zweiten Kondensa
toren erforderlich, was die einfache Integration des Modula
tors als eine IC unterstützt.
Gemäß einem weiteren Vorteil der vorliegenden Erfindung ist
nur eine kleine Induktivität eines Paars von induktiven Bau
elementen erforderlich, so daß der Modulator ohne weiteres
als eine IC ausgebildet werden kann. Es ist ferner möglich,
zu verhindern, daß das erste und das zweite gemischte Signal
auf die Außenseite der induktiven Bauelemente gelangen.
Claims (3)
1. Mischer zum Mischen eines ersten Trägersignals (Sc1)
mit einem ersten Signal (Ss1) und zum Mischen eines
zweiten Trägersignals (Sc2) mit einem zweiten Signal
(Ss2), wobei das erste und das zweite Trägersignal
(Sc1, Sc2) gleichfrequent und zueinander 180° phasen
verschoben sind, und wobei das erste und das zweite
Signal (Ss1, Ss2) gleichfrequent und zueinander 180°
phasenverschoben sind, gekennzeichnet durch folgende
Merkmale:
einen ersten Feldeffekttransistor (Q1) zum Erzeugen ei nes ersten gemischten Signals (So1) durch Mischen des ersten Signals (Ss1) und des ersten Trägersignals (Sc1), wobei eine Versorgungsspannung (E) und das erste Signal, das der Versorgungsspannung (E) überlagert ist, an die Drain-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors (Q1) angelegt sind, wobei das erste Trägersignal an die Gate-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors (Q1) angelegt ist, und wobei das erste gemischte Signal (So1) an der Drain-Elektrode des ersten Feldeffekttran sistors (Q1) ausgegeben wird;
einen zweiten Feldeffekttransistor (Q2) zum Erzeugen eines zweiten gemischten Signals (So2) durch Mischen des zweiten Signals (Ss2) und des zweiten Trägersignals (Sc2), wobei die Versorgungsspannung (E) und das zweite Signal, das der Versorgungsspannung (E) überlagert ist, an die Drain-Elektrode des zweiten Feldeffekttransi stors (Q2) angelegt sind, ist, wobei das zweite Träger signal an die Gate-Elektrode des zweiten Feldeffekt transistors (Q2) angelegt ist, und wobei das zweite ge mischte Signal (So2) an der Drain-Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors (Q2) ausgegeben wird; und
zumindest einen ersten Kondensator (C5), der für die Source-Elektroden des ersten und des zweiten Feldef fekttransistors (Q1, Q2) eine Gleichspannungsentkop plung gegen Masse bewirkt.
einen ersten Feldeffekttransistor (Q1) zum Erzeugen ei nes ersten gemischten Signals (So1) durch Mischen des ersten Signals (Ss1) und des ersten Trägersignals (Sc1), wobei eine Versorgungsspannung (E) und das erste Signal, das der Versorgungsspannung (E) überlagert ist, an die Drain-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors (Q1) angelegt sind, wobei das erste Trägersignal an die Gate-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors (Q1) angelegt ist, und wobei das erste gemischte Signal (So1) an der Drain-Elektrode des ersten Feldeffekttran sistors (Q1) ausgegeben wird;
einen zweiten Feldeffekttransistor (Q2) zum Erzeugen eines zweiten gemischten Signals (So2) durch Mischen des zweiten Signals (Ss2) und des zweiten Trägersignals (Sc2), wobei die Versorgungsspannung (E) und das zweite Signal, das der Versorgungsspannung (E) überlagert ist, an die Drain-Elektrode des zweiten Feldeffekttransi stors (Q2) angelegt sind, ist, wobei das zweite Träger signal an die Gate-Elektrode des zweiten Feldeffekt transistors (Q2) angelegt ist, und wobei das zweite ge mischte Signal (So2) an der Drain-Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors (Q2) ausgegeben wird; und
zumindest einen ersten Kondensator (C5), der für die Source-Elektroden des ersten und des zweiten Feldef fekttransistors (Q1, Q2) eine Gleichspannungsentkop plung gegen Masse bewirkt.
2. Mischer nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch
ein Paar von zweiten Kondensatoren (C1, C2) zum Erzeu
gen eines dritten gemischten Signals durch das Kombi
nieren des ersten und des zweiten gemischten Signals
(So1, So2), wobei die zweiten Kondensatoren (C1, C2)
seriell zueinander zwischen die Drain-Elektroden des
ersten und des zweiten Feldeffekttransistors (Q1, Q2)
geschaltet sind, bei einer Frequenz des ersten und des
zweiten gemischten Signals (So1, So2) eine geringe Im
pedanz zeigen und bei einer Frequenz der Signale (Ss1,
Ss2) eine hohe Impedanz zeigen.
3. Mischer nach einem der Ansprüche 1 oder 2, ge
kennzeichnet durch ein Paar von induktiven Bauelementen
(L1, L2), die mit einem Ende jeweils mit der Drain-
Elektrode des ersten und des zweiten Feldeffekttransi
stors (Q1, Q2) verbunden sind, die bei einer Frequenz
der gemischten Signale (So1, So2) eine hohe Impedanz
zeigen und bei einer Frequenz der Signale (Ss1, Ss2)
eine geringe Impedanz zeigen.
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