DE68923245T2

DE68923245T2 - Phasendetektor für eine Niederfrequenz-Wellenform enthaltende in Amplitude modulierte Hochfrequenzsignale.

Info

Publication number: DE68923245T2
Application number: DE68923245T
Authority: DE
Inventors: Earl C Herleikson
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: Agilent Technologies Inc
Priority date: 1988-10-26
Filing date: 1989-09-22
Publication date: 1995-10-26
Anticipated expiration: 2009-09-23
Also published as: JP3062206B2; EP0366265A3; CA1287124C; DE68923245D1; US4888558A; JPH02170705A; EP0366265A2; EP0366265B1

Description

Technisches Gebiet

Diese Offenbarung bezieht sich auf Phasendetektoren für Messungen von Hochfrequenzschaltungen.

Stand der Technik

Der am meisten verbreitete Hochfrequenzphasendetektor (HF- Phasendetektor) ist ein doppelt abgestimmter Mischer. Ein doppelt abgestimmter Mischer hat einen Hochfrequenzanschluß (HF-Anschluß), einen Lokaloszillator-Anschluß (LO-Anschluß) und einen Zwischenfrequenz-Anschluß (ZF-Anschluß). Die Impedanz dieser drei Anschlüsse beträgt 50 Ohm. Der Mischer produziert sowohl ein Summen- als auch ein Differenzergebnis. Das Summenergebnis wird durch Filtern derart entfernt, daß lediglich das Differenzergebnis zurückbleibt. Das Differenzergebnis für einen idealen Mischer ist ein Kosinus der Phasendifferenz der LO- und HF-Frequenz. Die Phasensteigung des Mischers ist eine Funktion der ZF-Leistungsausgabe. Da die Ableitung einer Kosinuswelle eine Sinuswelle ist, ist die Spitzenspannung der Sinuskurve gleich der Phasensteigung (Volt/Radian), wenn die Ausgabe bei Null Volt ist. Null dBm am ZF-Ausgang des Mischers sind z.B. gleich einer Sinuswelle mit 0,316 Volt-Spitze in 50 Ohm, und die Phasensteigung beträgt 0,316 Volt pro Radian bei einer Ausgabe von Null Volt.
Die ZF-Leistung am Ausgang ist eine Funktion der HF- und LO-Leistung am Eingang und des Umwandlungsverlustes des Mischers. Der Umwandlungsverlust ist die Differenz zwischen der HF-Leistung und der ZF-Leistung. Normalerweise ist die LO-Leistung viel größer als die HF-Leistung, was den minimalen Umwandlungsverlust herbeiführt. Der typische Umwandlungsverlust eines Mischers wird zwischen 6 und 9dB variieren. 3dB des Umwandlungsverlusts erfolgen aufgrund der verlorenen Leistung in dem Summenergebnis, das gefiltert ist. Der zusätzliche Umwandlungsverlust wird durch Verluste in dem Mischer und durch den Wirkungsgrad der Schaltdioden hervorgerufen. Ein Erhöhen der HF-Leistung, bis diese gleich der LO-Leistung ist, wird die ZF-Leistung und die Phasensteigung bei einem niedrigeren Umwandlungsverlust erhöhen.
Mit gleicher Leistung am LO- und HF-Anschluß nähert sich die Ausgabe anstatt einer Kosinuswelle einer Dreieckwelle an. Um eine konsistente Definition des Umwandlungsverlustes eines Phasendetektors zu erhalten, kann dieser durch die Phasensteigung, den Quellenwiderstand des ZF-Anschlusses, die HF- Leistung und den HF-Quellenwiderstand erneut definiert werden. Die Phase sei gleich K , der ZF-Quellenwiderstand sei gleich Ri, die HF-Spitzenspannung sei gleich Vr und der HF- Quellenwiderstand sei gleich Rr. Der Umwandlungsverlust beträgt:
(10)Log(Vr²/Rr) - (10)Log(K ²/Ri)
Da K gleich der Spitzen-ZF-Spannung für eine Kosinus-ZF- Ausgabe ist, ist diese Definition mit dem Fall konsistent, bei dem die HF-Leistung viel kleiner ist als die LO-Leistung. Der Umwandlungsverlust für Mischer, bei denen die HF- und die LO-Leistungspegel gleich sind, beträgt typischerweise 12 bis 15dB. Ein typischer Hochpegel-Mischer mit einer Leistung von +20dBm in den HF- und LO-Anschluß würde z.B. eine Spitzen-HF-Spannung von 3,16 Volt und eine Phasensteigung von 0,56 zu 0,8 Volt pro Radian aufweisen.
Durch Modellieren der ZF-Ausgabe des Mischers als ideale Spannungsquelle und als 50 Ohm Quellenwiderstand, kann der Rauschgrundpegel des Phasendetektors bestimmt werden. Die Quellenspannung beträgt aufgrund des Teilungsverhältnisses des Quellenwiderstandes und des Lastwiderstandes das doppelte der Spannung, die gemessen wird, wenn sie mit einem 50 Ohm Lastwiderstand abgeschlossen ist. Das Einseitenbandphasenrauschen des Phasendetektors, das auf die HF- und LO- Quelle zurückbezogen ist, ist gleich:
(10)Log(0.5(En/K )²),
wobei En das ZF-Quellenwiderstandsrauschen ist. Deshalb würde ein typischer Mischer mit einem von 0,5 Volt pro Radian, der mit 50 ohm abgeschlossen ist, eine Quellenspannung von 1 Volt pro Radian und ein Quellenrauschen von 0,89 Nanovolt aufweisen, bei einem gegebenen Einseitenbandphasenrauschgrundpegel von -184dBc bei 1 Hz Bandbreite.
Die Rauschzahl des Phasendetektors ist um 3dB niedriger als der Umwandlungsverlust des Phasendetektors, der oben definiert wurde. Für das obige Beispiel würde ein Umwandlungsverlust von 14dB und eine HF-Leistung von 18dBm die diskutierten 0,5 Volt pro Radian ergeben. Eine HF-Leistung von 18dBm hat einen Einseitenbandphasenrauschgrundpegel von -177 - 18 = -185dBc. Die Rauschzahl beträgt -184 -(-195) = 11dB. Dieses Ergebnis ist 3dB kleiner als die 14dB des Umwandlungsverlustes. Der Grund, daß die Rauschzahl des Phasendetektors um 3dB besser ist als der Umwandlungsverlust, besteht darin, daß das Zweiseitenbandrauschen am HF-Anschluß in ein Einseitenbandrauschen am ZF-Anschluß umgewandelt wird. Wenn das Einseitenbandrauschen am ZF-Anschluß auf das Einseitenbandrauschen am HF-Anschluß zurückbezogen wird, existiert ein 3dB-Korrekturfaktor.
Der Verstärker, der dem Phasendetektor nachfolgt, wird ebenfalls zu dem Rauschgrundpegel des Phasendetektors beitragen. Dessen Beitrag kann durch die Rauschzahl aufgenommen werden. Die Rauschzahl eines typischen Differentialpaarverstärkers beträgt etwa 3dB für eine Quellenimpedanz von 50 Ohm. Für das obige Beispiel wird der Gesazntrauschgrundpegel des Phasendetektors und des Verstärkers, der dem Phasendetektor folgt, -181dBc bei 1 Hz BandBreite sein, was zu einer Gesamtrauschzahl von 14dB führt.
Eine weitere Art von Phasendetektor kann als ein Summen- Differenz-Spitzendetektor beschrieben werden. Dieser Detektor fügt an einem Ausgangsanschluß die HF zu der LO hinzu und subtrahiert die HF von der LO an dem anderen Ausgangsanschluß. Durch eine Spitzenerfassung der Signale an dem Summenanschluß und dem Differenzanschluß und durch Subtrahieren der Ausgänge der Spitzen-Detektoren wird eine sehr große Phasensteigung für relativ niedrige HF- und LO-Leistungen erreicht. Die Quellenimpedanz eines Spitzendetektors kann jedoch sehr hoch sein. Mit der Definition des Uniwandlungsverlustes des Phasendetektors könnte eine sehr große Phasensteigung einen sehr schlechten Umwandlungsverlust hervorrufen, wenn die ZF-Quellenimpedanz sehr hoch ist. Die Verwendung eines Spitzendetektors an dem Summen- und Differenzanschluß würde z.B. eine ZF-Ausgangsspannung ergeben, die gleich zweimal der HF-Eingangsspannung ist. Mit einer Quellenimpedanz von etwa 10.000 Ohm würde der Umwandlungsverlust 17dB sein. Dieser hohe Umwandlungsverlust macht den Phasendetektor für rauscharme Anwendungen ungeeignet.
Es wird Bezug genommen auf die DE-A-1949402 und auf die GB-A-1236829. Diese beschreiben einen Phasenkomparator, der angepaßt ist, um einen sogenannten unbestimmten und einen nicht-unbestimmten Phasenvergleich von zwei Eingangssignalen zu schaffen, und um die Ergebnisse des Vergleichs jeweils an einem oder an dem anderen der zwei Ausgangsanschlüsse verfügbar zu machen, wobei der Phasenkomparator folgende Merkmale aufweist: vier Viertelwellen-Richtungskopplergeräte mit vier Anschlüssen, von denen zwei mit Eingangsgeräten abgeschlossen sind, und zwei mit Ausgangsgeräten abgeschlossen sind, und wobei jedes Gerät zwei diagonal gegenüberliegende Eingangsanschlüsse und zwei diagonal gegenüberliegende Ausgangsanschlüsse aufweist; Zwischenverbindungen, die die vier Geräte in einer Ringfolge derart verbinden, daß die Ausgangsanschlüsse der Eingangsgeräte in einer Ringfolge mit den Eingangsanschlüssen der Ausgangsgeräte verbunden sind; einen 90º Phasenschieber, der in einer der Verbindungen eingeschlossen ist; einer Einrichtung zum Anlegen eines Eingangs an einen der verbleibenden Eingangsanschlüsse des einen der Eingangsgeräte; einer Einrichtung zum Anlegen des anderen Eingangs an einen der verbleibenden Eingangsanschlüsse des zweiten Eingangsgeräts, das von dem einen Eingangsgerät in der Ringfolge durch die zwei Ausgangsgeräte getrennt ist; einer Einrichtung zum Gleichrichten der Vektorsumme von zwei Signalen, die an einem verbleibenden Ausgangsanschluß eines der zwei Ausgangsgeräte erscheint, um ein nicht-unbestimmtes Ausgangssignal zu erzeugen; einer Einrichtung zum Gleichrichten der Vektorsumme von zwei Signalen, die an einem Ausgangsanschluß des anderen der zwei Ausgangsgeräte erscheint, um eine Gleichstromspannung mit einer Polarität zu erzeugen; einer Einrichtung zum Gleichrichten einer Vektorsumme von zwei Signalen, die an dem verbleibenden Ausgangsanschluß des anderen der zwei Ausgangsgeräte erscheint, um eine Gleichstromspannung der entgegengesetzten Polarität zu erzeugen; einer Einrichtung zur algebraischen Addition der zwei Gleichstromspannungen, um ein unbestimmtes Ausgangssignal zu erzeugen.
Es wird ebenfalls auf die US-A-3634767 Bezug genommen, die eine Schaltmodulationsdetektorschaltung beschreibt, die zum Empfang von Amplitudenmodulationssignalen angepaßt ist, die in einem Hochfrequenzschaltvergleichsradiometersystem erzeugt werden, mit folgenden Merkmalen: einer Umwandlereinrichtung mit einer ersten und einer zweiten gekoppelten Windung; einer Eingangseinrichtung, die über die erste Windung verbunden ist; eine erste, zweite und dritte Leitereinrichtung, wobei die erste und zweite Leitereinrichtung mit der zweiten Windung verbunden sind; wobei die dritte Leitereinrichtung mit der ersten Windung verbunden ist; wobei die erste und dritte Leitereinrichtung angepaßt sind, um als Ausgangseinrichtung zu dienen; eine erste und eine zweite Diodeneinrichtung; wobei die erste Diodeneinrichtung seriell innerhalb der ersten Leitereinrichtung geschaltet ist; wobei die zweite Diodeneinrichtung mit der ersten Leitereinrichtung zwischen die erste Diodeneinrichtung und die zweite Windung und dir dritte Leitereinrichtung geschaltet ist; eine erste und zweite Kondensatoreinrichtung; wobei die erste Kondensatoreinrichtung mit der ersten Leitereinrichtung auf der Seite der ersten Diodeneinrichtung entfernt von der zweiten Windung und mit der zweiten Leitereinrichtung verbunden ist; wobei die zweite Kondensatoreinrichtung mit der zweiten und dritten Leitereinrichtung benachbart zu der ersten Kondensatoreinrichtung verbunden ist; einer ersten und zweiten Widerstandseinrichtung, die jeweils im Nebenschluß über die erste und die zweite Kondensatoreinrichtung geschaltet sind, und einer einstellbaren unidirektionalen Vorspannungsstromquelleneinrichtung, die mit der ersten und der dritten Leitereinrichtung verbunden ist, wobei die erste und die zweite Diodeneinrichtung gepolt und mit der Kondensatoreinrichtung und der Widerstandseinrichtung verbunden sind, um das Amplitudenmodulationssignal von dem amplitudenmodulierten Signal zur Zuführung an die Ausgangseinrichtung zu entfernen; wobei die Vorspannungsquelleneinrichtung zusammenwirkend angeordnet und verbunden ist, um einen Vorspannungsstrom in serieller Beziehung durch eine erste und eine zweite Diodeneinrichtung zur Verbesserung deren Betriebswirkungsgrades zuzuführen.
Weiter wird auf die DE-A-1200941 Bezug genommen, die einen Phasendiskriminator beschreibt.

Offenbarung der Erfindung

Gemäß einem ersten Aspekt schafft die Erfindung einen Phasendetektor mit niedrigem Rauschgrundpegel für Hochfrequenzsignale, der folgende Merkmale umfaßt:
eine Hochfrequenzsignalkombinationseinrichtung mit zwei Signaleingängen, um jeweils ankommende Signale von zwei Hochfrequenz-Quellen zu empfangen, und mit zwei Signalausgängen, wobei die Amplituden der Hochfrequenzsignale an jedem Signalausgang die Summen der zwei ankommenden Signale sind, und wobei der Phasenwinkel zumindest eines der ankommenden Signale um einen konstanten Winkelbetrag zwischen den zwei Signalausgängen verschoben ist;
ein Paar von Amplitudendetektoren, die jeweils mit den Signalausgängen der Kombinationseinrichtung verbunden sind, wobei jeder Amplitudendetektor folgende Merkmale umfaßt:
1) ein Paar von Halbleiterdioden, die innerhalb der Schaltungen entgegengesetzt zueinander ausgerichtet sind, die parallel mit einem Signalausgang der Kombinationseinrichtung verbunden sind;
2) ein erster Kondensator, der zwischen einer Seite einer Diode und Masse geschaltet ist;
3) ein zweiter Kondensator, der zwischen einer Seite der verbleibenden Diode und Masse geschaltet ist; und
4) eine Abschlußeinrichtung, die über die Parallelschaltungen zur Vorspannung jeder Diode bei einem vorbestimmten Flußwinkel geschaltet ist, die bewirkt, daß die einzelnen Dioden nacheinander während eines vorbestimmten Prozentsatzes jedes Hochfrequenzsignalzyklusses für ein optimales Signal/Rausch-Verhältnis des Amplitudendetektors leiten, während sie die Hochfrequenz-Lastimpedanz des Amplitudendetektors an die Hochfrequenz-Impedanz des einen Signalausgangs anpaßt, wobei die Signalabschlußeinrichtung ein Ausgangssignal schafft, das ein demoduliertes Signal ist, das eine Amplitude proportional zu der Amplitude eines jeglichen niederfrequenten Signals aufweist, das in einem Hochfrequenzsignal an dem einen Signalausgang der Kombinationseinrichtung vorhanden ist; und
wobei der Detektor ferner eine Summmierungseinrichtung umfaßt, die mit den Ausgängen der Abschlußeinrichtung verbunden ist, die jedem Amplitudendetektor zugeordnet ist, um ein Signal zu erzeugen, daß eine Funktion einer jeglichen Differenz der Amplituden der demodulierten Signale ist, die durch das Paar von Amplitudendetektoren erzeugt werden.
Gemäß einem weiteren Aspekt schafft die Erfindung einen Phasendetektor mit niedrigem Rauschgrundpegel für Hochfrequenzsignale, der folgende Merkmale umfaßt:
eine Hochfrequenzsignalkombinationseinrichtung mit zwei Signaleingängen, um jeweils ankommende Signale von zwei Hochfrequenz-Quellen zu empfangen, und mit zwei Signalausgängen, wobei die Amplituden der Hochfrequenzsignale an jedem Signalausgang die Summen der zwei ankommenden Signale sind, und wobei der Phasenwinkel zumindest eines der ankommenden Signale um einen konstanten Winkelbetrag zwischen den zwei Signalausgängen verschoben ist;
ein Paar von Amplitudendetektoren, die jeweils mit den Signalausgängen der Kombinationseinrichtung verbunden sind, wobei jeder Amplitudendetektor folgende Merkmale umfaßt:
1) ein Paar von Halbleiterdioden, die innerhalb der Schaltungen entgegengesetzt zueinander ausgerichtet sind, die parallel mit einem Signalausgang der Kombinationseinrichtung verbunden sind;
2) ein erster Kondensator, der zwischen einer Seite einer Diode und Masse geschaltet ist;
3) ein zweiter Kondensator, der zwischen der Parallelverbindung der Dioden und dem einen Signalausgang der Kombinationseinrichtung geschaltet ist;
4) eine Abschlußeinrichtung, die über die Parallelschaltungen zur Vorspannung jeder Diode bei einem vorbestimmten Flußwinkel geschaltet ist, die bewirkt, daß die einzelnen Dioden nacheinander während eines vorbestimmten Prozentsatzes jedes Hochfrequenzsignalzyklusses für ein optimales Signal/Rausch-Verhältnis des Amplitudendetektors leiten, während sie die Hochfrequenz-Lastimpedanz des Amplitudendetektors an die Hochfrequenz-lmpedanz des einen Signalausgangs anpaßt, wobei die Signalabschlußeinrichtung ein Ausgangssignal schafft, das ein demoduliertes Signal ist, das eine Amplitude proportional zu der Amplitude eines jeglichen niederfrequenten Signals aufweist, das in einem Hochfrequenzsignal an dem einen Signalausgang der Kombinationseinrichtung vorhanden ist; und
wobei der Detektor ferner eine Summierungseinrichtung umfaßt, die mit den Ausgängen der Abschlußeinrichtung verbunden ist, die jedem Amplitudendetektor zugeordnet ist, um ein Signal zu erzeugen, das eine Funktion einer jeglichen Differenz der Amplituden der demodulierten Signale ist, die durch das Paar der Amplitudendetektoren erzeugt werden.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1a ist ein vereinfachtes Schaltungsdiagramm, das die allgemeinen Komponenten des Phasendetektors zeigt;
Fig. 1b ist eine modifizierte Version der Schaltung aus Fig. 1a;
Fig. 2 ist ein schematisches Diagramm, das die allgemeinen Schaltungskomponenten eines Amplitudendetektors zeigt, der gemäß dieser Offenbarung aufgebaut ist;
Fig. 3 ist ein Graph der Ausgangsspannung als eine Funktion des Radians;
Fig. 4 ist eine Zeichnung des SNR, des Rauschens und der Signalamplitude als eine Funktion des Diodenflußwinkels;
Fig. 5 ist eine Zeichnung des Diodenflußwinkels als eine Funktion der Quellenimpedanz und der Lastimpedanz (in einem logarithmischen Maßstab);
Fig. 6 ist eine zusammengefaßte Auflistung der mathematischen Beziehungen, durch die der Diodenflußwinkel für ein maximales SNR berechnet wird;
Fig. 7 ist ein vereinfachtes Verdrahtungsdiagramm der derzeitig besten Art zur Ausführung dieser Erfindung;
Fig. 8 bis 10 zeigen allgemein drei Variationen der Amplitudendetektorschaltung;
Fig. 11 bis 14 zeigen schematisch vier Typen von Abschlüssen, die mit dem Amplitudendetektor verwendbar sind;
Fig. 15 ist ein schematisches Diagramm des Übertragungsleitungskopplers;
Fig. 16a und 16B sind Phasenvektordiagramme, die die Signalkomponenten an den Ausgängen A bzw. B in Fig. 15 zeigen, wenn die ankommenden Signale HF und LO in Phase sind; und
Fig. 17A und 17b sind Phasenvektordiagramme, die die Signalkomponenten an den Ausgängen C und D in Fig. 15 zeigen, wenn die Signale HF und LO um 180º relativ zueinander außer Phase sind.

Beste Arten zur Ausführung der Erfindung

Diese Erfindung ist ein rauscharmer Phasendetektor, wie er allgemein in Figuren 1A und 1B dargestellt ist. Der Phasendetektor besteht aus einer Einrichtung 10 zum Kombinieren von zwei Hochfrequenzsignalen (HF-Signalen); und aus einer Einrichtung 11 mit hohem Signal/Rausch-Verhältnis (SNR-Einrichtung) zum Erfassen der Amplituden der kombinierten HF- Signale. Die Einrichtung 10 zum Kombinieren der zwei HF-Signale besteht aus zwei HF-Eingängen (Anschlüsse A und B) und zwei HF-Ausgängen (Anschlüsse C und D), derart, daß die Signale an den Ausgängen gleich den linearen Summierungen der Eingänge sind. Ein HF-Signal, das durch eine Hochfrequenz- Quelle 12 (HF-Quelle) an A angelegt ist, wird zu gleichen Signalpegeln bei C und D führen. Ein HF-Signal, das durch eine Lokaloszillator-Referenzquelle 13 an B angelegt ist, wird ebenfalls zu gleichen Signalpegeln an C und D führen. Das Anlegen eines Signals an beiden Eingängen wird zu einer linearen Summierung der Ausgänge führen. Die Phasenbeziehung an den Ausgängen sollte derart sein, daß, wenn die zwei HF- Signale von A und B in Phase am Anschluß C ankommen, sie um außer Phase am Anschluß D sind - wenn die Phase am Anschluß C +90º ist, beträgt sie am Anschluß D -90º, wenn die Phase am Anschluß C 180º beträgt, beträgt sie am Anschluß D 0º. Die Amplitude am Anschluß C wird sich erhöhen, nachdem sich die relative Phase zwischen den Signalen vom Anschluß A und vom Anschluß B von 180º auf 0º ändert. Dasselbe gilt für den Anschluß D. Wenn die Phasendifferenz bei C 90º (plus oder minus) beträgt und am Anschluß D 90º (plus oder minus) beträgt, wird die Amplitude am Anschluß C und D die gleiche sein.
Die Amplitudendetektoren mit hohem SNR an den Anschlüssen C und D messen die Amplitude der kombinierten HF-Signale der Anschlüsse A und B. Das Subtrahieren der Ausgangssignale der zwei Amplitudendetektoren ergibt ein Phasendetektorausgangssignal, das sich mit der relativen Phase des HF-Signals am Anschluß A und des HF-Signals am Anschluß B verändert. Die Phasensteigung dieses Phasendetektors ist eine Funktion der Amplitudendetektorkonstante und des Verlustes des Gerätes, das die HF-Signale kombiniert. Die Quellenimpedanz beträgt das doppelte der Quellenimpedanz eines der Amplitudendetektoren, nachdem diese in Serie verwendet werden.
Ein Beispiel für eine Kombinationseinrichtung 10 wäre ein 3dB-Übertragungsleitungskoppler (Fig. 1a). Die Phasenbeziehung zwischen dem Signalausgang an dem gekoppelten Anschluß und dem Durchgangsanschluß beträgt für jeden Übertragungsleitungskoppler immer 90º. Dies erfüllt die notwendigen Bedingungen, die oben genannt wurden. Die HF-Quellenimpedanz an den Ausgängen C und D beträgt 50 Ohm für einen 50 Ohm Koppler. Die Detektorquellenimpedanz für jeden der rauscharmen AM-Detektoren kann entworfen sein, um etwa 300 Ohm zu betragen. Die Gesamtquellenimpedanz beträgt deshalb 600 Ohm. Für einen verlustlosen Koppler beträgt die Phasensteigung für diesen Detektor 2,2 mal die Spitzen-HF-Quellenspannung, wenn der LO-Leistungspegel viel größer ist als der HF-Leistungspegel. Dies erzeugt einen Umwandlungsverlust von 4dB. Wenn der HF- und LO-Signaleingang des Phasendetektors gleiche Leistungspegel aufweisen, ist der Umwandlungsverlust lediglich 3dB höher, was den Umwandlungsverlust auf 7dB bringt. Der typische Verlust eines Übertragungsleitungskopplers beträgt weniger als 1dB, was einen Umwandlungsverlust von 8dB für den schlechtesten Fall ergibt. Für dieses Beispiel ist der Umwandlungsverlust etwa uni 4 - 7dB besser als für das Beispiel des Mischers als Phasendetektor, das in dem Abschnitt über den Stand der Technik dieser Offenbarung beschrieben wurde. Bei einem 600 Ohm System würde der gleiche rauscharme Verstärker eine Rauschzahl von 0,4dB haben, verglichen mit einer Rauschzahl von 3dB in einem 50 Ohm System. Dies ergibt eine Gesamtverbesserung von 6 bis 9dB gegenüber dem Mischerverfahren.
Die Figuren 1a und 1B stellen die allgemeine Schaltung des Phasendetektors dar. Die Kombinationseinrichtung 10 für die zwei ankommenden HF-Signale in Fig. 1A ist ein Übertragungsleitungskoppler 50. Dieser kann ein Paar von parallelen Spuren auf einer Schaltungsplatine oder ein Paar von leitfähigen Drähten sein. In einer bevorzugten Form dieser Erfindung ist der Übertragungsleitungskoppler ein 3dB-Koppler bekannter Bauart, der einen Abschnitt eines Koaxialkabels mit einem Paar von verdrillten Innenleitern umfaßt, die voneinander isoliert sind und innerhalb einer umgebenden Abschirmung angeordnet sind. In Fig. 1B ist die Kombinationseinrichtung als ein herkömmlicher 2:1 Uniformer 51 gezeigt.
Sowohl in Fig. 1A als auch in Fig. 1B hat die Kombinationseinrichtung 10 zwei Signaleingänge, die mit den Buchstaben A und B bezeichnet sind, und zwei Signalausgänge, die mit den Buchstaben C und D bezeichnet sind. Die Signalausgänge C und D dienen sowohl als Durchgangsanschlüsse als auch als gekoppelte Anschlüsse für die ankommenden Hochfrequenzsignale von den Signaleingängen A und B. Genauer gesagt ist in Fig. 1A der Signalausgang C ein Durchgangsanschluß für das HF- Signal des Signaleingangs B und ein gekoppelter Anschluß für das HF-Signal des Signaleingangs A. Der Signalausgang D ist wirksam mit den Signaleingängen A und B in einer entgegengesetzten Art verbunden. In Fig. 1B sind die Signalausgänge C und D Durchgangsanschlüsse für das HF-Signal am Signaleingang B und gekoppelte Anschlüsse für das HF-Signal am Signaleingang A.
Die Amplituden der HF an jedem Signalausgang C und D sind die Summen der zwei ankommenden HF-Signale an den Signaleingängen A und B. Um eine Phasenerfassung zu schaffen, muß der Phasenwinkel von zumindest einem der ankommenden Signale an den Signaleingängen A oder B um einen konstanten Winkelbetrag zwischen den zwei Signalausgängen C und D verschoben werden. In dem Fall eines Übertragungsleitungskopplers 50 (Fig. 1A) ist die Phase jedes Signaleingangs uni 90º zwischen den zwei Signalausgängen C und D verschoben. Im Fall des Uniformers 51, der in Fig. 1B gezeigt ist, ist die Phase des ankommenden Signals vom Signaleingang A gegenüber den Signalausgängen C und D um 180º verschoben, und keine Phasenverschiebung tritt bezüglich des ankommenden Signals vom Signaleingang B auf. Diese Phasenbeziehungen werden anhand der in Figuren 16A, 16B, 17A und 17B dargestellten Phasendiagramme weiter beschrieben.
Die Signalausgänge C und D sind mit getrennten oberen und unteren Amplitudendetektoren 11A bzw. 11B verbunden, von denen jeder ein Paar von Dioden 21, 31 und eine Signalabschlußeinrichtung 26 einschließt, die in Figuren 1A und 1B als eine Konstantstromquelle 26 dargestellt ist. In Fig. 1A ist in dem Amplitudendetektor 11A z.B. eine Seite der Diode 21 über einen Kondensator 22 mit Masse verbunden, und die entsprechende Seite der Diode 31 ist über einen Kondensator 24 und die LO-Signalquelle 13 mit Masse verbunden. Bei dem unteren Amplitudendetektor 11b wird dieselbe Schaltung verwendet, wobei die eine Seite seiner Diode 31 über einen identischen Kondensator 24 und die HF-Signalquelle 12 mit Masse verbunden ist. Es wird darauf hingewiesen, daß die Signalquellen 12 und 13 getrennte Quellen sein können, aber typischerweise eine einzelne HF-Signalquelle sein wird, deren Signal durch eine Verzögerungsleitung oder eine Schaltungsschleife geteilt ist, was eine konstante Phasenbeziehung zwischen den zwei Signalen, die an den Phasendetektor gerichtet sind, bewirken wird.
Die demodulierten Ausgangssignale der Amplitudendetektoren werden einer Summierungseinrichtung zugeführt, die in den Figuren 1A und 1B als Verstärker 54 gezeigt ist. Das Ausgangssignal des Verstärkers 54 ist eine Funktion der Differenzen zwischen den deniodulierten Ausgangsspannungen der zwei Amplitudendetektoren.
Fig. 2 zeigt allgemein die Komponenten und Ersatzschaltbilder, die in dem Amplitudendetektor eingeschlossen sind. Ein Paar von Halbleiterdioden 21, 31 sind entgegengesetzt zueinander in Parallelschaltungen ausgerichtet, die angepaßt sind, um wirksam mit der Hochfrequenz-Signalquelle 20 (HF- Signalquelle) verbunden zu sein. Ein erster Kondensator 22 ist wirksam zwischen einer Seite der ersten Diode 21 und Masse geschaltet. Ein zweiter Kondensator 32 ist wirksam zwischen einer Seite der zweiten Diode 31 und Masse geschaltet.
Der Amplitudendetektor wird durch eine Abschlußeinrichtung 23 vervollständigt, die über die Parallelschaltungen verschaltet ist, um jede Diode geeignet vorzuspannen, um zu bewirken, daß diese einen Strom von der Signalquelle 20 bei einem Flußwinkel leitet, der graphisch in Fig. 3 dargestellt ist. Der Flußwinkel wird ausgewählt, um das Signal/Rausch-Verhältnis (SNR) des Amplitudendetektors zu minimieren. Er paßt ebenfalls die Hochfrequenz-Lastimpedanz des Amplitudendetektors an die Hochfrequenz-Impedanz der Signalquelle 20 an. Die Signalabschlußeinrichtung 23 hat einen Ausgang, an dem ein demoduliertes Signal erzeugt wird, das eine Amplitude aufweist, die proportional zu der Amplitude irgendeines niederfrequenten Signals ist, das in einem Hochfrequenzsignal vorhanden ist, das durch die Signalquelle 20 an den Amplitudendetektor gerichtet ist.
In Fig. 2 kann der Signalverlauf eines typischen HF-Signals, das eine sinusförmige Form hat, durch die Gleichung VpCoswt ausgedrückt werden, wobei Vp die Spitzenspannungsamplitude des ankommenden HF-Signals ist. Rs bezeichnet die HF-Impedanz der Signalquelle 20, die herkömmlicherweise 50 Ohm beträgt. Der Kondensator 24, der seriell zwischen der Signalquelle 20 und den zwei parallelen Diodenschaltungen gezeigt ist, schafft relativ zur Masse ein "schwebendes" Eingangssignal. Der Einschluß des Kondensators 24 in Verbindung mit den Kondensatoren 22 und 32 ist ein zu dem unten beschriebenen alternativer Schaltungsentwurf. Rd ist ein Ersatzschaltbild für den typischen dynamischen Einschaltwiderstand jeder Diode 21, 31. Zur Darstellung wird Rd als 10 Ohm quantifiziert. Das induktive Bauelenient 25 schafft vor der Signalabschlußeinrichtung 23 eine HF-Filterung des niederfrequenten Signals. Die Signalabschlußeinrichtung 23 ist als zwei getrennte Geräte dargestellt, die von jeder Parallelschaltung auf Masse führen. Der Strom, der durch jedes Gerät fließt, ist als Idc bezeichnet. Der Spannungspegel an der Verbindung zwischen der Signalabschlußeinrichtung 23 und jeder Parallelschaltung ist als Vdc bezeichnet. Die Ausgangsspannungen über die Abschlußenden der Parallelschaltungen ist mit Vaus bezeichnet, und ist gleich 2 Vdc.
Fig. 3 stellt graphisch die Winkelbeziehungen zwischen der Spannung und dem Strom für einen ausgewählten Diodenflußwinkel dar (angezeigt durch die schattierten Linien innerhalb der sinusförmigen Kurve). Die Berechnung von und der Hochfrequenz-Lastimpedanz des Amplitudendetektors (Rin) ist in Fig. 6 dargestellt. Es kann gesehen werden, daß, wenn diese mathematischen Beziehungen gelöst werden, um das maximale Signal/Rausch-Verhältnis zu bestimmen, gleich 1,165 Radian oder etwa 670 ist. Dies bedeutet, daß jede Diode 21, 22 über einen Gesamtwinkel von 143º während jedes Halbzyklusses der ankommenden Hochfrequenz-Wellen oder während 37% eines vollständigen Zyklusses leitet. Sobald der optimale Flußwinkel für den rauschärmsten Betrieb bestimmt ist, kann man die Niederfrequenz-Quellenimpedanz des Amplitudendetektors berechnen, die erforderlich ist, um einen optimalen Betrieb zu erreichen. Auf der Grundlage eines Flußwinkels von 1,1656 Radian beträgt die Amplitudendetektor- Quellenimpedanz das 2,695-fache der Impedanz der HF-Quellenimpedanz, die ihrerseits die Summe der lmpedanz der Quelle 20 plus die Impedanz jeder Diode 21, 31 ist (Rs plus Rd).
Es wurde ferner experimentell demonstriert, daß die durchschnittliche HF-Lastimpedanz, die der Amplitudendetektor für die HF-Quelle 20 darstellt, etwa gleich der Quellenimpedanz der HF-Quelle ist. Diese paßt die Hochfrequenz-Lastimpedanz des Detektors ordnungsgemäß an die Hochfrequenz-Impedanz der Signalquelle zum wirksamen Abschluß des HF-Signals an.
Figuren 4 und 5 sind Zeichnungen von theoretisch abgeleiteten Daten, die sich sowohl auf das Signal/Rausch-Verhältnis als eine Funktion des Diodenflußwinkels (Fig. 4) und auf den Flußwinkel als eine Funktion der dynamischen Quellenimpedanz des Detektors, als auch auf eine passive Widerstandslast, die als Signalabschlußeinrichtung 23 beziehen. Sie stellen graphisch das optimale Signal/Rausch-Verhältnis und die Lastanpassung dar, die bei einem Flußwinkel von 670 auftritt.
Figuren 8 bis 10 stellen schematisch Veränderungen im Schaltungsentwurf dar, der die oben beschriebenen wirksamen Merkmale einschließt. In Fig. 8 werden drei Kondensatoren verwendet, wobei der dritte Kondensator 24 einen "schwebenden" HF-Signaleingang an die Parallelschaltungen, die die Dioden 21, 31 einschließen, schafft. In Fig. 9 werden lediglich zwei Kondensatoren verwendet. Eine Diode 31 hat eine Seite, die direkt auf Masse liegt, und deren andere Seite ist über die schwebende Verbindung, die durch den Kondensator 24 und die Signalquelle 20 geschaffen ist, mit Masse verbunden.
Figuren 11 bis 14 stellen schematisch die verschiedenen Typen von Geräten dar, die als Abschlußeinrichtung 23 in dem Amplitudendetektor verwendet werden können. Figuren 11 und 12 bezeichnen numerisch den Wert der Niederfrequenz-Impedanz der Abschlußeinrichtung 23, der erforderlich ist, um den ausgewählten Dioden-Flußwinkel von 67º zu erreichen. Dieser wird als eine Funktion der Signalquellen-Impedanz Rs dargestellt.
In Fig. 11 ist die Abschlußeinrichtung als eine Konstantstromquelle 26 dargestellt, wobei das Ausgangssignal (Vaus) die Spannung über die Stromquelle 26 ist. Die Ausgangsspannung kann durch ein herkönimliches Spannungsmeßgerät 14, das über die Stromquelle 26 geschaltet ist, gemessen werden.
In Fig. 12 ist die Signalabschlußeinrichtung eine Konstantspannungsquelle 27, und das Ausgangssignal des Amplitudendetektors (Iaus) ist der Strom, der durch die Spannungsquelle 27 fließt. Das Ausgangsstromsignal kann durch ein herkömmliches Strommeßgerät 15 in Serie mit der Spannungsquelle 27 gemessen werden.
In Fig. 13 ist die Signalabschlußeinrichtung eine passive widerstandsbehaftete Last oder ein Widerstand 28, und das Ausgangssignal (Vaus) ist die Spannung über den Widerstand 28. In Fig. 14 ist die Signalabschlußeinrichtung eine aktive widerstandsbehaftete Last, die einen Verstärker 29 und einen Rückkopplungswiderstand 30 umfaßt, wobei der Wert des Widerstands 30 durch die gezeigte Gleichung gegeben ist, und eine äquivalente Impedanz schafft, die gleich derjenigen in Fig. 13 ist. Das Ausgangssignal ist als die Änderungen des Spannungsausgangssignals (Vaus) an den Ausgangsanschlüssen des Verstärkers 29 ablesbar.
Die derzeitig beste Art zur Verwendung des Amplitudendetektors liegt in seinem Einschluß innerhalb eines Phasendetektors, der zur Messung des Hochfrequenz-Rauschens entworfen ist. Ein vereinfachtes Schaltungsdiagramm der derzeitigen Phasendetektorschaltung ist in Fig. 7 dargestellt. In Übereinstimmung mit der herkömmlichen Bezeichnung werden zwei ankommende Hochfrequenzsignale an den Hochfrequenz- und den Lokaloszillator-Signaleingang (HF- und LO-Eingang) einer Konibinationseinrichtung 40 angelegt, die zwei getrennte Signalausgänge 41 und 42 aufweist. Die Signalausgänge 41 und 42 dienen sowohl als Durchgangsanschlüsse als auch als gekoppelte Anschlüsse für die ankommenden Hochfrequenzsignale an den Signaleingängen. Der Phasenwinkel von zumindest einem der ankommenden Signale wird gegenüber den zwei Signalausgängen 41 und 42 um einen konstanten Winkelbetrag verschoben. Obwohl die Kombinationseinrichtung 40 ein Umformer sein kann, ist diese bevorzugterweise ein Übertragungsleitungskoppler, wie z.B. ein Abschnitt eines Koaxialkabels, das ein Paar von verdrillten Innenleitern aufweist, die voneinander isoliert sind und durch eine zylindrische Abschirmung gegeben sind.
Jedes Signalausgangssignal 41, 42 wird an einen Amplitudendetektor 43 des oben beschriebenen Typs angelegt. Bei der dargestellten Schaltung sind die zwei Dioden 21, 31, die innerhalb der Parallelschaltungen der Signalausgänge 41, 42 eingeschlossen sind, derart verschaltet, daß eine Seite der Diode 21 über einen Kondensator 22 gegen Masse kurzgeschlossen ist, und eine Seite der Diode 31 gegen Masse kurzgeschlossen ist. Eine Filterung der HF-Signalverläufe wird durch Bereitstellen eines Filters sichergestellt, das aus einem induktiven Bauelement 44 und einem Kondensator 45 besteht.
Die Signalabschlußeinrichtung 23 ist in Fig. 7 als passive Widerstände 47 dargestellt. Eine Konstantspannungsquelle 46 in Serie mit jedem Widerstand 47 stellt die Einschaltspannung für die Dioden der Amplitudendetektoren bereit. Die Ausgangssignale der zwei Amplitudendetektoren werden an eine Summierungseinrichtung angelegt, die ein Signal erzeugt, das eine Funktion irgendeiner Differenz der Amplituden des demodulierten Signals ist, das durch die Amplitudendetektoren 43 erzeugt wird. Die dargestellte Summierungseinrichtung ist ein Operationsverstärker 48 und ein Widerstand 49, der eine negative Rückkopplung schafft. Irgendwelche Differenzen der Ausgangsspannungsaniplituden an den Amplitudendetektoren 43 werden als eine Änderung der Spannung (Va) am Ausgang des Operationsverstärkers 48 reflektiert.
Fig. 15 bezieht das HF-Signal an den Signalausgängen C und D eines Übertragungsleitungskopplers 50 auf die jeweiligen Phasencharakteristika der ankommenden LO- und HF-Signale. Diese Phasenbeziehungen an den Signalausgängen C und D sind durch die Vektordiagramme 16A und 16B dargestellt. Es sei für die Figuren 16a und 16B angenommen, daß die Signale an den Signalausgängen C und D gleiche Amplituden haben, und daß die Phasenwinkel der ankommenden LO- und HF-Signale identisch sind. Es kann gesehen werden, daß mit ansteigender Phase des LO-Signals relativ zu derjenigen des HF-Signals die Amplitude des Signals bei C ansteigen wird und die Amplitude des Signals bei D abfallen wird, bis der Phasenwinkel zwischen den Signalen an A und B relativ zueinander 90º beträgt. Auf ähnliche Weise sei für die Figuren 17a und 17b angenommen, daß die Phasenwinkel zwischen dem LO- und dem HF-Signal an A und B 180º auseinanderliegen, ihre Amplituden sind wiederum gleich. Mit zunehmendem Phasenwinkel des LO-Signals relativ zu dem HF-Signal an A wird die Amplitude des sich ergebenden Signals an C abnehmen, und die Amplitude an D wird zunehmen, bis der Phasenwinkel zwischen den ankommenden Signalen wiederum 90º relativ zueinander ist.
Folglich kann das Meßgerät, das in Fig. 7 gezeigt ist, betrieben werden, wenn das ankommende HF- und LO-Signal relativ zueinander an irgendeinem dieser bekannten Punkte verschoben sind, und die sich ergebenden Änderungen des Detektorausgangssignals (Va) werden eine Funktion der Phasendifferenz zwischen den ankommenden HF-Signalen sein.
Wie es in dem Beispiel dargestellt ist, beträgt die Rauschverbesserung dieser Erfindung etwa 6 bis 9dB, verglichen mit dem Mischer, der als Phasendetektor verwendet wird. Die Erfindung hat die Auswirkung des Umwandelns der 50 Ohm Quellenimpedanz in eine 600 Ohm Quellenimpedanz mit einem entsprechenden Anstieg der Phasensteigung. Dies macht den Entwurf des Phasendetektorverstärkers wesentlich einfacher, da ein geringerer Gewinn erforderlich ist und eine niedrige Rauschzahl leichter zu erreichen ist.
Da die Amplitudendetektoren keine Sättigung aufweisen, wie bei einem Mischer, wird sich die Phasensteigung linear mit der ansteigenden Leistung erhöhen, lediglich begrenzt durch die Leistungsverluste der Dioden. Bei einem Mischer wird eine höhere Phasensteigung durch Anordnen von Dioden in Serie für höhere LO-Treiberpegel erreicht, was einen höheren Umwandlungsverlust hervorruft.
Ein abschließender Vorteil dieses Entwurfs ist die Fähigkeit, den Phasendetektor bei sehr niedrigen HF-Leistungspegeln an bei den Anschlüssen zu verwenden. Durch Vorspannen der Amplitudendetektordioden auf ihre Einschaltspannung sind diese fähig, eine Amplitudenerfassung für niedrige Leistungspegel durchzuführen.
Die Erfindung wurde in einer Sprache geschrieben, die bezüglich der Merkmale der dargestellten Schaltungen mehr oder weniger spezifisch ist. Es wird jedoch darauf hingewiesen, daß die Erfindung nicht auf die bestimmten dargestellten Merkmale beschränkt ist, nachdem die Einrichtung und der Aufbau, der hier offenbart wurde, eine bevorzugte Form der Ausführung der Erfindung umfaßt. Die Erfindung ist deshalb in irgendeiner ihrer Formen oder Modifikationen innerhalb der geeigneten Auslegungen der folgenden Ansprüche beansprucht.

Claims

1. Ein Phasendetektor mit niedrigem Rauschgrundpegel für Hochfrequenzsignale, der folgende Merkmalen umfaßt:

eine Hochfrequenzsignalkombinationseinrichtung (40) mit zwei Signaleingängen, um jeweils ankommende Signale von zwei Hochfrequenz-Quellen (HF, LO) zu empfangen, und mit zwei Signalausgängen (41, 42), wobei die Amplituden der Hochfrequenzsignale an jedem Signalausgang (41, 42) Summen der zwei ankommenden Signale sind, und wobei der Phasenwinkel zumindest eines der ankommenden Signale um einen konstanten Winkelbetrag zwischen den zwei Signalausgängen (41, 42) verschoben ist;

ein Paar von Amplitudendetektoren (43), die jeweils mit den Signalausgängen (41, 42) der Kombinationseinrichtung verbunden sind, wobei jeder Amplitudendetektor (43) folgende Merkmale umfaßt:

1) ein Paar von Halbleiterdioden (21, 31), die entgegengesetzt zueinander innerhalb von Schaltungen ausgerichtet sind, die parallel mit einem Signalausgang (41, 42) der Konibinationseinrichtung verbunden sind;

2) ein erster Kondensator (22), der zwischen einer Seite einer Diode (21) und Masse geschaltet ist;

3) ein zweiter Kondensator (32), der zwischen einer Seite der verbleibenden Diode (31) und Masse geschaltet ist; und

4) eine Abschlußeinrichtung (23), die über die Parallelschaltungen zur Vorspannung jeder Diode (21, 31) bei einem vorbestimmten Flußwinkel geschaltet ist, die bewirkt, daß die einzelnen Dioden (21, 31) nacheinander während eines vorbestimmten Prozentsatzes jedes Hochfrequenzsignalzyklusses für ein optimales Signal/Rausch-Verhältnis des Amplitudendetektors leiten, während sie die Hochfrequenz-Lastimpedanz des Amplitudendetektors (43) an die Hochfrequenz-Impedanz des einen Signalausgangs (41, 42) anpaßt, wobei die Signalabschlußeinrichtung (23) ein Ausgangssignal schafft, das ein demoduliertes Signal ist, das eine Amplitude proportional zu der Amplitude eines jeglichen niederfrequenten Signals aufweist, das in einem Hochfrequenzsignal an einem Signalausgang der Konibinationseinrichtung vorhanden ist; und

wobei der Detektor ferner eine Summierungseinrichtung (48, 49) umfaßt, die mit den Ausgängen der Abschlußeinrichtung (23) verbunden ist, die jedem Amplitudendetektor zugeordnet ist, um ein Signal zu erzeugen, das eine Funktion einer jeglichen Differenz der Amplituden der demodulierten Signale ist, die durch das Paar von Amplitudendetektoren (43) erzeugt werden.

2. Ein Phasendetektor mit niedrigem Rauschgrundpegel für Hochfrequenzsignale, der folgende Merkmale umfaßt:

eine Hochfrequenzsignalkombinationseinrichtung (40) mit zwei Signaleingängen, um jeweils ankommende Signale von zwei Hochfrequenz-Quellen (HF, LO) zu empfangen, und mit zwei Signalausgängen (41, 42), wobei die Amplituden der Hochfrequenzsignale an jedem Signalausgang (41, 42) Summen der beiden ankommenden Signale sind, und wobei der Phasenwinkel zumindest eines der ankommenden Signale uni einen konstanten Winkelbetrag zwischen den zwei Signalausgängen (41, 42) verschoben ist;

1) ein Paar von Halbleiterdioden (21, 31), die entgegengesetzt zueinander innerhalb der Schaltungen ausgerichtet sind, die parallel mit einem Signalausgang (41, 42) der Kombinationseinrichtung verschaltet sind;

3) ein zweiter Kondensator (24), der zwischen der Parallelverbindung der Dioden und dem einen Signalausgang (41, 42) der Konibinationseinrichtung geschaltet ist;

4) eine Abschlußeinrichtung (23), die über die Parallelschaltungen zur Vorspannung jeder Diode (21, 31) bei einem vorbestimmten Flußwinkel geschaltet ist, die bewirkt, daß die einzelnen Dioden (21, 31) nacheinander während eines vorbestimmten Prozentsatzes jedes Hochfrequenzsignalzyklusses für ein optimales Signal/Rausch-Verhältnis des Amplitudendetektors leiten, während sie die Hochfrequenz-Lastimpedanz des Amplitudendetektors (43) an die Hochfrequenz-Impedanz des einen Signalausgangs (41, 42) anpaßt, wobei die Signalabschlußeinrichtung (23) ein Ausgangssignal schafft, das ein demoduliertes Signal ist, das eine Amplitude proportional zu der Amplitude eines jeglichen niederfrequenten Signals aufweist, das in einem Hochfrequenzsignal an einem der Signalausgänge der Kombinationseinrichtung vorhanden ist; und

wobei der Detektor ferner eine Summierungseinrichtung (48, 49) umfaßt, die mit den Ausgängen der Abschlußeinrichtung (23) verbunden ist, die jedem Amplitudendetektor zugeordnet ist, uni ein Signal zu erzeugen, das eine Funktion einer jeglichen Differenz der Amplituden der deniodulierten Signale ist, die durch das Paar der Amplitudendetektoren (43) erzeugt werden.

3. Ein Detektor gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,

daß der vorbestimmte Flußwinkel im wesentlichen gleich 67º ist, und daß der vorbestimmte Prozentsatz im wesentlichen gleich 37% jedes Hochfrequenzsignalzyklusses ist.

4. Ein Detektor gemäß Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet,

daß die Abschlußeinrichtung (23) eine passive widerstandsbehaftete Last ist, wobei das demodulierte Signal jedes Amplitudendetektors (43)die Spannung über die passive widerstandsbehaftete Last (28) ist.

5. Ein Detektor gemäß Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet,

daß die Abschlußeinrichtung (23) eine aktive widerstandsbehaftete Last (29, 30) ist, wobei das demodulierte Signal jedes Amplitudendetektors (43) die Spannung über die aktive widerstandsbehaftete Last (29, 30) ist.

6. Ein Detektor gemäß Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet,

daß die Abschlußeinrichtung (23) eine Stromquelle (26) ist, wobei das deniodulierte Signal jedes Amplitudendetektors (43) der Spannungsabfall über die Stromquelle (26) ist.

7. Ein Detektor gemäß Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet,

daß die Abschlußeinrichtung (23) eine Spannungsquelle (27) ist, wobei das demodulierte Signal jedes Amplitudendetektors (43) der Strom ist, der durch die Spannungsquelle (27) fließt.

8. Ein Detektor gemäß Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet,

daß die Abschlußeinrichtung (23) ein fester, passiver Widerstand (47) ist, der wirksam mit jedem Amplitudendetektor (43) in Serie mit einer Quelle einer konstanten Spannung (46) verbunden ist, die die Einschalt-Spannung für die Dioden (21, 31) bereitstellt.

9. Ein Detektor gemäß irgendeinem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Hochfrequenz-Kombinationseinrichtung einen Übertragungsleitungskoppler (50) umfaßt.

10. Ein Detektor gemäß Anspruch 9, bei dem der Übertragungsleitungskoppler (50) ein Paar von eng beabstandeten Spuren auf einer Schaltungsplatine umfaßt, wobei sich die Abschnitte der Spuren zumindest teilweise überlappen, um eine induktive Kopplung zwischen diesen zu bewirken.

11. Ein Detektor gemäß Anspruch 9, bei dem der Übertragungsleitungskoppler (50) einenAbschnitt eines koaxialen Kabels umfaßt, das ein Paar von verdrillten Leitern einschließt, die elektrisch voneinander innerhalb einer umgebenden Abschirmung isoliert sind.

12. Ein Detektor gemäß irgendeinem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,

daß die Summierungseinrichtung (48, 49) einen Operationsverstärker mit negativer Rückkopplung umfaßt, der ein Paar von Eingängen aufweist, die wirksam mit den jeweiligen Ausgängen der Abschlußeinrichtung (23) in dem Paar von Amplitudendetektoren (43) verbunden sind.