JP3062206B2 - 位相検出器 - Google Patents
位相検出器Info
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D13/00—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations
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- Power Engineering (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
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- Transmitters (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ 本発明は、無線周波回路測定用の位相検出器に関する
ものである。
ものである。
［発明の技術的背景及びその問題点］ 最も一般的な無線周波（RF）位相検出器は、二重平衡
型混合器（double balanced mixer）である。二重平衡
型混合器は、無線周波数（RF）ポート、局部発振器（L
O）ポートおよび中間周波数（IF）ポートを有してい
る。これら３つのポートのインピーダンスは、50オーム
である。この混合器は、和の出力および差の出力の両者
を生じる。この和の出力は、差の出力のみが残るよう
に、フィルタ処理によって除去される。理想的な混合器
の差の出力は、LO周波数とRF周波数との位相差の余弦で
ある。混合器の位相スロープは、IF電力出力の関数であ
る。余弦波の微分は正弦波であるので、正弦波のピーク
電圧は、出力がゼロ・ボルトであるときの位相スロープ
（ボルト／ラジアン）に等しい。たとえば、混合器のIF
出力におけるゼロdBmは50オームにかかる0.316ボルト・
ピークの正弦波に等しく、かつ位相スロープはゼロボル
ト出力において0.316ボルト／ラジアンである。
型混合器（double balanced mixer）である。二重平衡
型混合器は、無線周波数（RF）ポート、局部発振器（L
O）ポートおよび中間周波数（IF）ポートを有してい
る。これら３つのポートのインピーダンスは、50オーム
である。この混合器は、和の出力および差の出力の両者
を生じる。この和の出力は、差の出力のみが残るよう
に、フィルタ処理によって除去される。理想的な混合器
の差の出力は、LO周波数とRF周波数との位相差の余弦で
ある。混合器の位相スロープは、IF電力出力の関数であ
る。余弦波の微分は正弦波であるので、正弦波のピーク
電圧は、出力がゼロ・ボルトであるときの位相スロープ
（ボルト／ラジアン）に等しい。たとえば、混合器のIF
出力におけるゼロdBmは50オームにかかる0.316ボルト・
ピークの正弦波に等しく、かつ位相スロープはゼロボル
ト出力において0.316ボルト／ラジアンである。
出力におけるIF電力は、入力におけるRFおよびLO電力
並びに混合器の変換損失の関数である。変換損失は、RF
電力とIF電力との間の差である。通常の場合LO電力はRF
電力よりはるかに大であり、このことが最小変換損失を
付与する。混合器の通常の変換損失は、6dBと9dBの間で
変動する。3dBの変換損失は、フィルタ処理される和の
出力の損失電力によるものである。残りの変換損失は、
混合器内の諸損失およびスイッチング・ダイオードの効
率によるものである。RF電力をこれがLO電力に等しくな
るまで増大させることによってIF電力および位相スロー
プが増大し、変換損失はより低くなる。
並びに混合器の変換損失の関数である。変換損失は、RF
電力とIF電力との間の差である。通常の場合LO電力はRF
電力よりはるかに大であり、このことが最小変換損失を
付与する。混合器の通常の変換損失は、6dBと9dBの間で
変動する。3dBの変換損失は、フィルタ処理される和の
出力の損失電力によるものである。残りの変換損失は、
混合器内の諸損失およびスイッチング・ダイオードの効
率によるものである。RF電力をこれがLO電力に等しくな
るまで増大させることによってIF電力および位相スロー
プが増大し、変換損失はより低くなる。
LOポートおよびRFポートにおける電力が等しい状態で
は、出力は余弦波ではなく三角波に近づく。位相検出器
の変換損失の一貫した定義を維持するために、位相スロ
ープ、IFポート・ソース抵抗、RF電力およびRFソース抵
抗によって再定義することができる。位相スロープをＫ
Φ、IFソース抵抗をRi、RFピーク電圧をVrそしてRFソー
ス抵抗をRrに等しくすると、変換損失は、 （10）Log（Vr2/Rr）−（10）Log（ＫΦ 2/Ri） になる。ＫΦは余弦IF出力に関するピークIF電力に等し
いので、この定義はRF電力がLO電力よりもはるかに小で
ある場合に一貫性がある。RF電力レベルとLO電力レベル
とが等しい場合の混合器に関する変換損失は、一般的に
12dB〜15dBである。たとえば、RFポートおよびLOポート
に対する＋20dBmの電力を有する典型的な高レベル混合
器は、3.16ボルトのピークRF電圧および0.56〜0.8ボル
ト／ラジアンの位相スロープを有することになる。
は、出力は余弦波ではなく三角波に近づく。位相検出器
の変換損失の一貫した定義を維持するために、位相スロ
ープ、IFポート・ソース抵抗、RF電力およびRFソース抵
抗によって再定義することができる。位相スロープをＫ
Φ、IFソース抵抗をRi、RFピーク電圧をVrそしてRFソー
ス抵抗をRrに等しくすると、変換損失は、 （10）Log（Vr2/Rr）−（10）Log（ＫΦ 2/Ri） になる。ＫΦは余弦IF出力に関するピークIF電力に等し
いので、この定義はRF電力がLO電力よりもはるかに小で
ある場合に一貫性がある。RF電力レベルとLO電力レベル
とが等しい場合の混合器に関する変換損失は、一般的に
12dB〜15dBである。たとえば、RFポートおよびLOポート
に対する＋20dBmの電力を有する典型的な高レベル混合
器は、3.16ボルトのピークRF電圧および0.56〜0.8ボル
ト／ラジアンの位相スロープを有することになる。
混合器のIF出力を理想電圧源および50オーム・ソース
抵抗としてモデル化することによって、位相検出器のノ
イズ・フロアが決定可能になる。電圧源電圧は、ソース
抵抗と負荷抵抗の分割比により、50オーム負荷抵抗に終
端されたとき、測定された電圧の２倍である。RFおよび
LO源に逆参照される位相検出器の単側波帯位相ノイズ
は、 （10）Log（0.5（En/KΦ）２）に等しく、 この場合EnはIFソース抵抗ノイズである。したがって、
50オームで終端される0.5ボルト／ラジアンのＫΦを有
する典型的な混合器は、１ボルト／ラジアンのソース電
圧および0.89ナノボルトのソース・ノイズを有すること
になり、1Hz帯域幅において−184dBcの単側波帯位相ノ
イズ・フロアを付与する。
抵抗としてモデル化することによって、位相検出器のノ
イズ・フロアが決定可能になる。電圧源電圧は、ソース
抵抗と負荷抵抗の分割比により、50オーム負荷抵抗に終
端されたとき、測定された電圧の２倍である。RFおよび
LO源に逆参照される位相検出器の単側波帯位相ノイズ
は、 （10）Log（0.5（En/KΦ）２）に等しく、 この場合EnはIFソース抵抗ノイズである。したがって、
50オームで終端される0.5ボルト／ラジアンのＫΦを有
する典型的な混合器は、１ボルト／ラジアンのソース電
圧および0.89ナノボルトのソース・ノイズを有すること
になり、1Hz帯域幅において−184dBcの単側波帯位相ノ
イズ・フロアを付与する。
位相検出器のノイズ指数（noise figure）は、前記に
定義のとおり位相検出器の変換損失より3dB小である。
上記の例に対して、14dBの変換損失および18dBmのRF電
力は、記述した0.5ボルト／ラジアンを付与することに
なる。RF電力の18dBmは、−177−18＝−195dBcの単側波
帯位相ノイズ・フロアを付与する。ノイズ指数は、−18
4−（−195）＝11dBである。この結果は、変換損失の14
dBよりも3dB少ない。位相検出器のノイズ指数が変換損
失よりも3dB良好である理由は、RFポートにおける両側
波帯ノイズが、IFポートにおける単側波帯ノイズに変換
されることにある。IFポートにおける関連単側波帯ノイ
ズをRFポートにおける単側波帯ノイズに戻す場合、3dB
の補正係数が生じる。
定義のとおり位相検出器の変換損失より3dB小である。
上記の例に対して、14dBの変換損失および18dBmのRF電
力は、記述した0.5ボルト／ラジアンを付与することに
なる。RF電力の18dBmは、−177−18＝−195dBcの単側波
帯位相ノイズ・フロアを付与する。ノイズ指数は、−18
4−（−195）＝11dBである。この結果は、変換損失の14
dBよりも3dB少ない。位相検出器のノイズ指数が変換損
失よりも3dB良好である理由は、RFポートにおける両側
波帯ノイズが、IFポートにおける単側波帯ノイズに変換
されることにある。IFポートにおける関連単側波帯ノイ
ズをRFポートにおける単側波帯ノイズに戻す場合、3dB
の補正係数が生じる。
位相検出器に続く増幅器も、位相検出器のノイズ・フ
ロアに影響することになる。この影響は、ノイズ指数の
形で原因することができる。典型的な差動対増幅器のノ
イズ指数は、50オームのソース・インピーダンスに対し
て約3dBである。上記の例に対して位相検出器およびこ
の位相検出器に続く増幅器の全ノイズ・フロアは、1Hz
帯域幅において−181dBcとなり14dBの全ノイズ指数を付
与する。
ロアに影響することになる。この影響は、ノイズ指数の
形で原因することができる。典型的な差動対増幅器のノ
イズ指数は、50オームのソース・インピーダンスに対し
て約3dBである。上記の例に対して位相検出器およびこ
の位相検出器に続く増幅器の全ノイズ・フロアは、1Hz
帯域幅において−181dBcとなり14dBの全ノイズ指数を付
与する。
位相検出器の他のタイプは、和・差ピーク検出器とし
て説明することができる。この検出器は、一方の出力ポ
ートにおいてRFをLOに加算しかつ他方の出力ポートにお
いてLOからRFを減算する。和ポートおよび差ポートにお
ける両信号をピーク検出しかつピーク検出器の両出力を
減算することによって、比較的低いRFおよびLO電力に対
して非常に高い位相スロープが達成される。しかしなが
ら、ピーク検出器のソース・インピーダンスは非常に高
くなることがある。位相検出器の変換損失の定義が与え
られると、非常に高い位相スロープはIFソース・インピ
ーダンスが非常に高い場合非常に不十分な変換損失を有
する。たとえば、和および差ポートにピーク検出器を使
用することによってRF電圧入力の２倍に等しいIF電圧出
力を生じる。約10,000オームのソース・インピーダンス
により、変換損失は17dBになる。変換損失がこれ程高い
と、位相検出器は低ノイズの応用には好ましくないもの
になる。
て説明することができる。この検出器は、一方の出力ポ
ートにおいてRFをLOに加算しかつ他方の出力ポートにお
いてLOからRFを減算する。和ポートおよび差ポートにお
ける両信号をピーク検出しかつピーク検出器の両出力を
減算することによって、比較的低いRFおよびLO電力に対
して非常に高い位相スロープが達成される。しかしなが
ら、ピーク検出器のソース・インピーダンスは非常に高
くなることがある。位相検出器の変換損失の定義が与え
られると、非常に高い位相スロープはIFソース・インピ
ーダンスが非常に高い場合非常に不十分な変換損失を有
する。たとえば、和および差ポートにピーク検出器を使
用することによってRF電圧入力の２倍に等しいIF電圧出
力を生じる。約10,000オームのソース・インピーダンス
により、変換損失は17dBになる。変換損失がこれ程高い
と、位相検出器は低ノイズの応用には好ましくないもの
になる。
［発明の目的］ 本発明は、ノイズ・フロアの低い位相検出器を提供す
ることを目的とする。
ることを目的とする。
［発明の概要］ 本発明による無線周波用の低ノイズ・フロア位相検出
器は、信号源間に介挿された２つの無線周波信号用結合
手段、入力無線周波信号内に存在する低周波信号成分の
振幅に比例する振幅を有する復調信号が生成される２つ
の出力を有する振幅検出手段、および復調信号の振幅の
任意の差の関数である出力信号を生じる加算手段を基本
的に具備している。これらの振幅の検出された差は、２
つの入力無線周波信号間の位相差の関数であることにな
る。
器は、信号源間に介挿された２つの無線周波信号用結合
手段、入力無線周波信号内に存在する低周波信号成分の
振幅に比例する振幅を有する復調信号が生成される２つ
の出力を有する振幅検出手段、および復調信号の振幅の
任意の差の関数である出力信号を生じる加算手段を基本
的に具備している。これらの振幅の検出された差は、２
つの入力無線周波信号間の位相差の関数であることにな
る。
本発明の第１の局面によると、位相検出器回路の低ノ
イズ特性は、無線周波信号と振幅検出器との間に介挿さ
れた組合せ手段としての伝送線路カップラの利用の所産
である。
イズ特性は、無線周波信号と振幅検出器との間に介挿さ
れた組合せ手段としての伝送線路カップラの利用の所産
である。
本発明の第２の局面は、位相検出器内の新規な振幅検
出器回路の利用に関する。これら新規な振幅検出器は、
前記組合せ手段から１つの出力を受け取る並列回路内の
相互に逆向きである１対の半導体ダイオードをめいめい
に備えている。これらのダイオードは相互に逆向きにさ
れ、かつキャパシタを通してグラウンドに動作可能に接
続されている一端をめいめいに有している。終端手段が
並列回路にわたって接続されていて約67度の導通角で各
々のダイオードをバイアスし、これによって個々のダイ
オードはそれぞれに向けられた各無線周波サイクルの37
パーセントの間、順次導通せしめられる一方、各振幅検
出器の無線周波負荷インピーダンスを各前記検出器が接
続されている信号出力の無線周波インピーダンスに整合
させている。
出器回路の利用に関する。これら新規な振幅検出器は、
前記組合せ手段から１つの出力を受け取る並列回路内の
相互に逆向きである１対の半導体ダイオードをめいめい
に備えている。これらのダイオードは相互に逆向きにさ
れ、かつキャパシタを通してグラウンドに動作可能に接
続されている一端をめいめいに有している。終端手段が
並列回路にわたって接続されていて約67度の導通角で各
々のダイオードをバイアスし、これによって個々のダイ
オードはそれぞれに向けられた各無線周波サイクルの37
パーセントの間、順次導通せしめられる一方、各振幅検
出器の無線周波負荷インピーダンスを各前記検出器が接
続されている信号出力の無線周波インピーダンスに整合
させている。
［発明の実施例］ 本発明は、第1A図および第1B図に全般的に図説されて
いるような低ノイズ位相検出器である。この位相検出器
は、２つの無線周波（RF）信号を組み合わせる手段10、
および前記組合せられたRF信号の振幅を検出する高“信
号対ノイズ比（SNR）”手段11から成っている。２つのR
F信号を組み合わせる手段10は２つのRF入力（ポートＡ
およびＢ）および２つのRF出力（ポートＣおよびＤ）か
ら成り、両出力における信号が両入力の等しい線形和に
なるようになっている。たとえば、無線周波（RF）信号
源12によって印加されるRF信号は、ＣおよびＤにおいて
等しい信号レベルを生じる。また、基準局部発振器源13
によってＢに印加されるRF信号は、ＣおよびＤにおいて
等しい信号レベルを生じる。両入力に信号を印加するこ
とによって、両出力と線形和を生じる。両出力における
位相関係は、ＡおよびＢからの２つのRF信号がポートＣ
に同相で到達するとこれらの信号はポートＤにおいて18
0゜異相になり、位相がポートＣにおいて＋90゜である
とこれはポートＤにおいて−90゜になり、位相がポート
Ｃにおいて180゜であるとこれはポートＤにおいて０゜
になる。ポートＣにおける振幅は、ポートＡおよびポー
トＢからの信号間の相対位相が180゜から０゜に変化す
るにつれて増大することにある。ポートＤに関しても同
様である。Ｃにおける位相差が90゜（プラスまたはマイ
ナス）かつポートＤにおいて90゜（プラスまたはマイナ
ス）であると、ポートＣおよびＤにおける振幅は同一で
ある。
いるような低ノイズ位相検出器である。この位相検出器
は、２つの無線周波（RF）信号を組み合わせる手段10、
および前記組合せられたRF信号の振幅を検出する高“信
号対ノイズ比（SNR）”手段11から成っている。２つのR
F信号を組み合わせる手段10は２つのRF入力（ポートＡ
およびＢ）および２つのRF出力（ポートＣおよびＤ）か
ら成り、両出力における信号が両入力の等しい線形和に
なるようになっている。たとえば、無線周波（RF）信号
源12によって印加されるRF信号は、ＣおよびＤにおいて
等しい信号レベルを生じる。また、基準局部発振器源13
によってＢに印加されるRF信号は、ＣおよびＤにおいて
等しい信号レベルを生じる。両入力に信号を印加するこ
とによって、両出力と線形和を生じる。両出力における
位相関係は、ＡおよびＢからの２つのRF信号がポートＣ
に同相で到達するとこれらの信号はポートＤにおいて18
0゜異相になり、位相がポートＣにおいて＋90゜である
とこれはポートＤにおいて−90゜になり、位相がポート
Ｃにおいて180゜であるとこれはポートＤにおいて０゜
になる。ポートＣにおける振幅は、ポートＡおよびポー
トＢからの信号間の相対位相が180゜から０゜に変化す
るにつれて増大することにある。ポートＤに関しても同
様である。Ｃにおける位相差が90゜（プラスまたはマイ
ナス）かつポートＤにおいて90゜（プラスまたはマイナ
ス）であると、ポートＣおよびＤにおける振幅は同一で
ある。
ポートＣおよびＤにおける高SNR振幅検出器は、ポー
トＡおよびＢからの組合せRF信号の振幅を測定する。２
つの振幅検出器の両出力を減算することによって、ポー
トＡにおけるRF信号とポートＢにおけるRF信号との相対
位相に伴って変化する位相検出器出力を付与する。この
位相検出器の位相スロープは、振幅検出器定数、および
両RF信号を組み合わせる装置の損失の関数である。ソー
ス・インピーダンスは、２つの振幅検出器が直列に用い
られているので、これら振幅検出器の１つのソース・イ
ンピーダンスの２倍である。
トＡおよびＢからの組合せRF信号の振幅を測定する。２
つの振幅検出器の両出力を減算することによって、ポー
トＡにおけるRF信号とポートＢにおけるRF信号との相対
位相に伴って変化する位相検出器出力を付与する。この
位相検出器の位相スロープは、振幅検出器定数、および
両RF信号を組み合わせる装置の損失の関数である。ソー
ス・インピーダンスは、２つの振幅検出器が直列に用い
られているので、これら振幅検出器の１つのソース・イ
ンピーダンスの２倍である。
組合せ手段10の一例は、3dB伝送線路カップラ（第1A
図）である。結合（coupled）ポートおよび通過（thr
u）ポートにおける信号間の位相関係は、任意の伝送線
路に対して常に90゜である。このことは、上述したよう
な必要な諸条件に合致する。両出力ＣおよびＤにおける
RFソース・インピーダンスは、50オームのカップラに対
して50オームである。低ノイズAM検出器の各々に対する
検出器ソース・インピーダンスは、約300オームに設計
することができる。全ソース・インピーダンスは、した
がって600オームである。無損失カップラに対しては、
この検出器に対する位相スロープは、LO電力レベルがRF
電力レベルよりもはるかに大である場合は、ピークRF信
号源電圧の2.2倍である。これは、4dBの変換損失をもた
らす。位相検出器のRFおよびLO信号入力が等しい電力レ
ベルを有する場合は、変換損失はただ3dB高いのみで、
変換損失を6dBに持ち込む。伝送線路カップラの典型的
損失は1dBより小であるので、最悪の場合で8dBの変換損
失をもたらす。この例に関しては、変換損失は約４〜7d
Bでありこの値はこの開示の背景情報に記載されている
位相検出器としての混合器の例よりも良好である。600
オームのシステムの場合は、50オームのシステムの場合
の3dBノイズ指数と比較して0.4dBノイズ指数を有するこ
とになる。これは、混合器による方法よりも６〜9dBの
総合的改良をもたらしている。
図）である。結合（coupled）ポートおよび通過（thr
u）ポートにおける信号間の位相関係は、任意の伝送線
路に対して常に90゜である。このことは、上述したよう
な必要な諸条件に合致する。両出力ＣおよびＤにおける
RFソース・インピーダンスは、50オームのカップラに対
して50オームである。低ノイズAM検出器の各々に対する
検出器ソース・インピーダンスは、約300オームに設計
することができる。全ソース・インピーダンスは、した
がって600オームである。無損失カップラに対しては、
この検出器に対する位相スロープは、LO電力レベルがRF
電力レベルよりもはるかに大である場合は、ピークRF信
号源電圧の2.2倍である。これは、4dBの変換損失をもた
らす。位相検出器のRFおよびLO信号入力が等しい電力レ
ベルを有する場合は、変換損失はただ3dB高いのみで、
変換損失を6dBに持ち込む。伝送線路カップラの典型的
損失は1dBより小であるので、最悪の場合で8dBの変換損
失をもたらす。この例に関しては、変換損失は約４〜7d
Bでありこの値はこの開示の背景情報に記載されている
位相検出器としての混合器の例よりも良好である。600
オームのシステムの場合は、50オームのシステムの場合
の3dBノイズ指数と比較して0.4dBノイズ指数を有するこ
とになる。これは、混合器による方法よりも６〜9dBの
総合的改良をもたらしている。
第1A図および第1B図は、位相検出器の全般的回路を図
説している。第1A図の２つの入力RF信号のための組合せ
手段10は、伝送線路カップラ50である。これは、回路基
板上の１対の平行トレース、または１対の導線で構わな
い。本発明の好適形態の場合は、伝送線路カップラは相
互に絶縁されかつ被覆シールド内にある１対の撚り内部
導体を有するある長さの同軸ケーブルを具備する周知の
構造の3dBカップラである。第1B図においては、組合せ
手段は従来方式の2:1変成器51として示されている。
説している。第1A図の２つの入力RF信号のための組合せ
手段10は、伝送線路カップラ50である。これは、回路基
板上の１対の平行トレース、または１対の導線で構わな
い。本発明の好適形態の場合は、伝送線路カップラは相
互に絶縁されかつ被覆シールド内にある１対の撚り内部
導体を有するある長さの同軸ケーブルを具備する周知の
構造の3dBカップラである。第1B図においては、組合せ
手段は従来方式の2:1変成器51として示されている。
第1A図および第1B図の両図において、組合せ手段10は
文字ＡおよびＢによって表わされている２つの信号入
力、並びに文字ＣおよびＤによって表わされている２つ
の信号出力を有している。信号出力ＣおよびＤは、信号
入力ＡおよびＢからの入力無線周波信号に対する通過ポ
ートおよび結合ポートの両者として働いている。さらに
明確に説明すると、第1A図において信号出力Ｃは信号入
力ＢからのRF信号に対する通過ポートかつ信号入力Ａに
おけるRF信号に対する結合ポートである。信号出力Ｄ
は、逆の方法で信号入力ＡおよびＢに動作可能に接続さ
れている。第1B図において、信号出力ＣおよびＤは信号
入力ＢにおけるRF信号に対する通過ポート、また信号入
力ＡにおけるRF信号に対する結合ポートである。
文字ＡおよびＢによって表わされている２つの信号入
力、並びに文字ＣおよびＤによって表わされている２つ
の信号出力を有している。信号出力ＣおよびＤは、信号
入力ＡおよびＢからの入力無線周波信号に対する通過ポ
ートおよび結合ポートの両者として働いている。さらに
明確に説明すると、第1A図において信号出力Ｃは信号入
力ＢからのRF信号に対する通過ポートかつ信号入力Ａに
おけるRF信号に対する結合ポートである。信号出力Ｄ
は、逆の方法で信号入力ＡおよびＢに動作可能に接続さ
れている。第1B図において、信号出力ＣおよびＤは信号
入力ＢにおけるRF信号に対する通過ポート、また信号入
力ＡにおけるRF信号に対する結合ポートである。
各信号出力ＣおよびＤにおける無線RFの振幅は、信号
入力ＡおよびＢにおける２つの入力RF信号の加算値であ
る。位相検出を提供するため、信号入力ＡまたはＢにお
ける入力信号の少なくとも一方の位相角が２つの信号出
力ＣおよびＤの間で一定の角度量だけシフトされなけれ
ばならない。伝送線路カップラ50（第1A図）の場合は、
各信号入力は２つの信号出力ＣおよびＤの間で90゜シフ
トされる。第1B図に示されている変成器51の場合は、信
号入力Ａからの入力信号は信号出力ＣおよびＤの間で18
0゜シフトされ、信号入力Ｂからの入力信号に関して全
く位相シフトが発生しない。これらの位相関係について
は、第16A図、第16B図、第17A図、および第17B図に示さ
れている位相図に関連してさらに説明する。
入力ＡおよびＢにおける２つの入力RF信号の加算値であ
る。位相検出を提供するため、信号入力ＡまたはＢにお
ける入力信号の少なくとも一方の位相角が２つの信号出
力ＣおよびＤの間で一定の角度量だけシフトされなけれ
ばならない。伝送線路カップラ50（第1A図）の場合は、
各信号入力は２つの信号出力ＣおよびＤの間で90゜シフ
トされる。第1B図に示されている変成器51の場合は、信
号入力Ａからの入力信号は信号出力ＣおよびＤの間で18
0゜シフトされ、信号入力Ｂからの入力信号に関して全
く位相シフトが発生しない。これらの位相関係について
は、第16A図、第16B図、第17A図、および第17B図に示さ
れている位相図に関連してさらに説明する。
信号出力ＣおよびＤは別個の上方振幅検出器11Aおよ
び下方振幅検出器11Bにそれぞれ接続され、各々の検出
器は、１対のダイオード21、31、及び定電流源26として
第1A図および第1B図に図説されている信号終端手段26を
包含している。第1A図において、たとえば、振幅検出器
11Aにおいてダイオード21の一方側はキャパシタ22を通
してグラウンドに接続され、またダイオード31の対応す
る側はキャパシタ24及びLO信号源13を通してグラウンド
に接続されている。下方振幅検出器11Bにおいて、同一
の回路が使用されているが、この場合そのダイオード31
の一方側は同様なキャパシタ24及びRF信号源12を通して
グラウンドに接続されている。信号源12および13は別個
の信号源で構わないが、位相検出器に導かれる２つの信
号間に一定の位相関係を生じる遅延線または回路ループ
を通して分割された信号を有するRF信号の単一源である
ことが一般的である。
び下方振幅検出器11Bにそれぞれ接続され、各々の検出
器は、１対のダイオード21、31、及び定電流源26として
第1A図および第1B図に図説されている信号終端手段26を
包含している。第1A図において、たとえば、振幅検出器
11Aにおいてダイオード21の一方側はキャパシタ22を通
してグラウンドに接続され、またダイオード31の対応す
る側はキャパシタ24及びLO信号源13を通してグラウンド
に接続されている。下方振幅検出器11Bにおいて、同一
の回路が使用されているが、この場合そのダイオード31
の一方側は同様なキャパシタ24及びRF信号源12を通して
グラウンドに接続されている。信号源12および13は別個
の信号源で構わないが、位相検出器に導かれる２つの信
号間に一定の位相関係を生じる遅延線または回路ループ
を通して分割された信号を有するRF信号の単一源である
ことが一般的である。
振幅検出器からの復調出力信号は、増幅器54として第
1A図および第1B図に示されている加算手段に導かれる。
増幅器54の出力は、２つの振幅検出器の復調出力電圧間
の差が関数である。
1A図および第1B図に示されている加算手段に導かれる。
増幅器54の出力は、２つの振幅検出器の復調出力電圧間
の差が関数である。
第２図は、振幅検出器内に備えられる素子および回路
等価物を全般的に図説している。１対の半導体ダイオー
ド21、31は、無線周波（RF）信号源20に動作可能に接続
するよう成された並列回路内で互に逆向きになってい
る。第１のキャパシタ22は、第１のダイオード21の一方
側とグラウンドとの間の動作可能に接続されている。第
２のキャパシタ32は、第２のダイオード31の一方側とグ
ラウンドとの間に動作可能に接続されている。
等価物を全般的に図説している。１対の半導体ダイオー
ド21、31は、無線周波（RF）信号源20に動作可能に接続
するよう成された並列回路内で互に逆向きになってい
る。第１のキャパシタ22は、第１のダイオード21の一方
側とグラウンドとの間の動作可能に接続されている。第
２のキャパシタ32は、第２のダイオード31の一方側とグ
ラウンドとの間に動作可能に接続されている。
振幅検出器は、第３図にグラフ的に図説されている導
通角θで各ダイオードが信号源20からの電流を導通させ
るように各ダイオードを適切にバイアスするための並列
回路にわたって接続されている終端手段23によって完成
されている。導通角は、振幅検出器の信号対ノイズ比
（SNR）を最小化するように選択される。この角度はさ
らに、振幅検出器の無線周波負荷インピーダンスを信号
源20の無線周波インピーダンスに整合させる。信号終端
手段23は、信号源20から振幅検出器に対して導かれる無
線周波信号内に存在する任意の低周波信号の振幅に比例
する振幅を有する復調信号がその出力において生じる出
力を有している。
通角θで各ダイオードが信号源20からの電流を導通させ
るように各ダイオードを適切にバイアスするための並列
回路にわたって接続されている終端手段23によって完成
されている。導通角は、振幅検出器の信号対ノイズ比
（SNR）を最小化するように選択される。この角度はさ
らに、振幅検出器の無線周波負荷インピーダンスを信号
源20の無線周波インピーダンスに整合させる。信号終端
手段23は、信号源20から振幅検出器に対して導かれる無
線周波信号内に存在する任意の低周波信号の振幅に比例
する振幅を有する復調信号がその出力において生じる出
力を有している。
さらに第２図を参照すると、正弦形状を有する典型的
なRF信号の波形は、Vpを入力RF信号のピーク電圧振幅と
したときに、式Vpcosωｔで表わすことができる。Rsは
信号源20のRFインピーダンスを示し、これは通常50オー
ムである。信号源20と２つの並列ダイオード回路との間
に直列になっているように示されているキャパシタ24
は、グラウンドに関して“浮動”入力信号を提供してい
る。キャパシタ22および32に関連してキャパシタ24を備
えることは、以下に説明する回路設計の代案である。Rd
は、各ダイオード21、31の典型的なダイナミック抵抗に
等価の回路である。説明のため、Rdは10オームになって
いる。インダクタ25は、信号終端手段23の前で低周波信
号のRFフィルタ処理を提供している。信号終端手段23
は、各並列回路からグラウンドに至る２つの別個の装置
として図説されている。各装置を通して流れる電流は、
Idcで表わされている。信号終端手段23と各並列回路と
の間の接続における電圧レベルは、Vdcと表わされてい
る。並列回路の端子端にわたる出力電圧は、Voutと表わ
され、かつ2Vdcに等しい。
なRF信号の波形は、Vpを入力RF信号のピーク電圧振幅と
したときに、式Vpcosωｔで表わすことができる。Rsは
信号源20のRFインピーダンスを示し、これは通常50オー
ムである。信号源20と２つの並列ダイオード回路との間
に直列になっているように示されているキャパシタ24
は、グラウンドに関して“浮動”入力信号を提供してい
る。キャパシタ22および32に関連してキャパシタ24を備
えることは、以下に説明する回路設計の代案である。Rd
は、各ダイオード21、31の典型的なダイナミック抵抗に
等価の回路である。説明のため、Rdは10オームになって
いる。インダクタ25は、信号終端手段23の前で低周波信
号のRFフィルタ処理を提供している。信号終端手段23
は、各並列回路からグラウンドに至る２つの別個の装置
として図説されている。各装置を通して流れる電流は、
Idcで表わされている。信号終端手段23と各並列回路と
の間の接続における電圧レベルは、Vdcと表わされてい
る。並列回路の端子端にわたる出力電圧は、Voutと表わ
され、かつ2Vdcに等しい。
第３図は、選択されたダイオード導通角θに対する電
圧と（正弦波曲線内の斜線によって示されている）電流
との間の角度関係をグラフ的に図説している。θおよび
振幅検出器の無線周波負荷インピーダンス（Rin）の計
算が、第６図に提示されている。これらの数学的関数が
最大信号対ノイズ比を決定するために解かれたとき、θ
は1.165ラジアンすなわち約67゜に等しいことが分か
る。このことは、各ダイオード21、31は入力無線周波数
波の各半サイクルの間で全角度で134゜にわたって、す
なわち各完全サイクルの37％の間にわたって導通するこ
とを意味している。最小ノイズ動作に対する最適導通角
が一度決定されると、最適動作を達成するために必要と
される振幅検出器の低周波ソース・インピーダンスを計
算することができる。1.1656ラジアンの導通角に基づ
き、振幅検出器ソース・インピーダンスはRFソース・イ
ンピーダンスのインピーダンスの2.695倍であり、これ
はつまるところ信号源20のインピーダンスと各ダイオー
ド21、31のインピーダンスの和（RsプラスRd）になる。
圧と（正弦波曲線内の斜線によって示されている）電流
との間の角度関係をグラフ的に図説している。θおよび
振幅検出器の無線周波負荷インピーダンス（Rin）の計
算が、第６図に提示されている。これらの数学的関数が
最大信号対ノイズ比を決定するために解かれたとき、θ
は1.165ラジアンすなわち約67゜に等しいことが分か
る。このことは、各ダイオード21、31は入力無線周波数
波の各半サイクルの間で全角度で134゜にわたって、す
なわち各完全サイクルの37％の間にわたって導通するこ
とを意味している。最小ノイズ動作に対する最適導通角
が一度決定されると、最適動作を達成するために必要と
される振幅検出器の低周波ソース・インピーダンスを計
算することができる。1.1656ラジアンの導通角に基づ
き、振幅検出器ソース・インピーダンスはRFソース・イ
ンピーダンスのインピーダンスの2.695倍であり、これ
はつまるところ信号源20のインピーダンスと各ダイオー
ド21、31のインピーダンスの和（RsプラスRd）になる。
RF信号源20に対して振幅検出器が呈する平均RF負荷イ
ンピーダンスはRF信号源のソース・インピーダンスに概
ね等しいことが、実験的にさらに実証されている。これ
は、RF信号の効率的な終端のために検出器の無線周波負
荷インピーダンスを信号源の無線周波インピーダンスに
適切に整合させる。
ンピーダンスはRF信号源のソース・インピーダンスに概
ね等しいことが、実験的にさらに実証されている。これ
は、RF信号の効率的な終端のために検出器の無線周波負
荷インピーダンスを信号源の無線周波インピーダンスに
適切に整合させる。
第４図および第５図は、ダイオード導通角の関数とし
ての信号対ノイズ比に関係する理論的に導出されたデー
タのプロット図（第４図）、及び信号終端手段23として
使用される受動抵抗器負荷と同様、検出器のダイナミッ
ク・ソース・インピーダンスの関数としての導通角に関
係する理論的に導出されたデータのプロットである。こ
れらは、67゜の導通角において発生する最適な信号対ノ
イズ比および負荷整合をグラフ的に図説している。
ての信号対ノイズ比に関係する理論的に導出されたデー
タのプロット図（第４図）、及び信号終端手段23として
使用される受動抵抗器負荷と同様、検出器のダイナミッ
ク・ソース・インピーダンスの関数としての導通角に関
係する理論的に導出されたデータのプロットである。こ
れらは、67゜の導通角において発生する最適な信号対ノ
イズ比および負荷整合をグラフ的に図説している。
第８図〜第10図は、前述の動作機能を含む回路設計の
変化を概略的に図説している。第８図においては、３つ
のキャパシタが使用されているが、第３のキャパシタ24
は、ダイオード21、31を包含している並列回路へ“浮
動"RF信号入力を提供している。第９図の場合は、単に
２つのキャパシタのみが使用されている。一方のダイオ
ードはグラウンドに直接短絡されている一方側を有し、
そしてその他方側はキャパシタ24および信号源20によっ
て提供される浮動接続を通してグラウンドに接続されて
いる。ダイオード21または31のいずれかがこの方法でグ
ラウンドに直接短絡されている一方側を有することがで
きるものと理解されたい。第10図は、ダイオード31の一
方側がRF信号源20を通して直接グラウンドにシャントさ
れ、前述したとおり両キャパシタ22、32を使用している
場合を示している。
変化を概略的に図説している。第８図においては、３つ
のキャパシタが使用されているが、第３のキャパシタ24
は、ダイオード21、31を包含している並列回路へ“浮
動"RF信号入力を提供している。第９図の場合は、単に
２つのキャパシタのみが使用されている。一方のダイオ
ードはグラウンドに直接短絡されている一方側を有し、
そしてその他方側はキャパシタ24および信号源20によっ
て提供される浮動接続を通してグラウンドに接続されて
いる。ダイオード21または31のいずれかがこの方法でグ
ラウンドに直接短絡されている一方側を有することがで
きるものと理解されたい。第10図は、ダイオード31の一
方側がRF信号源20を通して直接グラウンドにシャントさ
れ、前述したとおり両キャパシタ22、32を使用している
場合を示している。
第11図乃至第14図は、振幅検出器に終端手段23として
使用可能な各種のタイプの装置を略図的に図説してい
る。第11図および第12図は、選択されたダイオード導通
角67゜を達成するために必要な終端手段23の低周波イン
ピーダンス値を数値的に示している。これは、信号ソー
ス・インピーダンスRsの関数として表わされている。
使用可能な各種のタイプの装置を略図的に図説してい
る。第11図および第12図は、選択されたダイオード導通
角67゜を達成するために必要な終端手段23の低周波イン
ピーダンス値を数値的に示している。これは、信号ソー
ス・インピーダンスRsの関数として表わされている。
第11図には、終端手段は定電流源26として示されてい
て、その出力（Vout）はこの定電流源26の両端の電圧で
ある。この出力電圧は、この電流源26の両端に接続され
た従来方式の電圧計14によって測定可能である。
て、その出力（Vout）はこの定電流源26の両端の電圧で
ある。この出力電圧は、この電流源26の両端に接続され
た従来方式の電圧計14によって測定可能である。
第12図においては、信号終端手段は定電圧源27であ
り、振幅検出器の出力（Iout）は電圧源27を通して流れ
る電流として読むことができる。出力電流信号は、電圧
源27に直列の従来方式の電流計15によって、測定でき
る。
り、振幅検出器の出力（Iout）は電圧源27を通して流れ
る電流として読むことができる。出力電流信号は、電圧
源27に直列の従来方式の電流計15によって、測定でき
る。
第13図においては、信号終端手段は受動抵抗性負荷す
なわち抵抗器28であり、その出力（Vout）はこの抵抗器
28の両端の電圧として読み取られる。第14図において
は、信号終端信号は増幅器29およびフィードバック抵抗
器30を具備する能動抵抗性負荷であり、この場合抵抗器
30の値は示されている式によって与えられかつ第13図に
示されているものと等しい等価インピーダンスをもたら
す。この出力は、増幅器29の出力端子における電圧出力
（Vout）の変化として読み取られる。
なわち抵抗器28であり、その出力（Vout）はこの抵抗器
28の両端の電圧として読み取られる。第14図において
は、信号終端信号は増幅器29およびフィードバック抵抗
器30を具備する能動抵抗性負荷であり、この場合抵抗器
30の値は示されている式によって与えられかつ第13図に
示されているものと等しい等価インピーダンスをもたら
す。この出力は、増幅器29の出力端子における電圧出力
（Vout）の変化として読み取られる。
この時点において振幅検出器を利用する最良の方法
は、無線周波ノイズ測定用に設計された位相検出器内に
これを含ませることである。現在の位相検出器回路の簡
略化回路図が、第７図に示されている。従来の方法によ
れば、２つの入力無線周波信号は、別個の信号出力41お
よび42を有する組合せ手段40の無線周波数（RF）および
局部発振器（LO）信号入力に供給されている。信号出力
41および42は、信号入力における入力無線周波信号に対
する通過ポートおよび結合ポートの両者として働いてい
る。両入力信号の少なくとも１つの信号の位相角は、２
つの信号出力41と42との間で一定の角度量だけシフトさ
れる。組合せ手段40は変成器であっても良い一方、この
手段は相互に絶縁されかつ円筒状シールドによって被覆
された１対の撚り内部導体を有するある長さは同軸ケー
ブルのような伝送線路カップラであることが好ましい。
は、無線周波ノイズ測定用に設計された位相検出器内に
これを含ませることである。現在の位相検出器回路の簡
略化回路図が、第７図に示されている。従来の方法によ
れば、２つの入力無線周波信号は、別個の信号出力41お
よび42を有する組合せ手段40の無線周波数（RF）および
局部発振器（LO）信号入力に供給されている。信号出力
41および42は、信号入力における入力無線周波信号に対
する通過ポートおよび結合ポートの両者として働いてい
る。両入力信号の少なくとも１つの信号の位相角は、２
つの信号出力41と42との間で一定の角度量だけシフトさ
れる。組合せ手段40は変成器であっても良い一方、この
手段は相互に絶縁されかつ円筒状シールドによって被覆
された１対の撚り内部導体を有するある長さは同軸ケー
ブルのような伝送線路カップラであることが好ましい。
各々の信号出力41、42は、前述のタイプの振幅検出器
43に供給される。図説の回路においては、信号出力41、
42から並列回路内に包合されている２つのダイオード2
1、31は、ダイオード21の一方側がキャパシタ22を通し
てグラウンドにシャントされかつダイオード31の一方側
がグラウンドにシャントされた状態で接続されている。
RF波形のフィルタ処理は、インダクタ44およびキャパシ
タ45から成っているフィルタ装置を通して確実になって
いる。
43に供給される。図説の回路においては、信号出力41、
42から並列回路内に包合されている２つのダイオード2
1、31は、ダイオード21の一方側がキャパシタ22を通し
てグラウンドにシャントされかつダイオード31の一方側
がグラウンドにシャントされた状態で接続されている。
RF波形のフィルタ処理は、インダクタ44およびキャパシ
タ45から成っているフィルタ装置を通して確実になって
いる。
信号終端手段23が、受動抵抗器47として第７図に示さ
れている。各抵抗器47と直列の定電圧源46は、振幅検出
器のダイオードに対するターン・オン電圧を提供してい
る。２つの振幅検出器からの出力信号は、振幅検出器43
によって発生される復調信号の振幅における差の関数で
ある信号を生じる加算手段に導かれる。図説の加算手段
は、演算増幅器48、および負のフィードバックを提供す
る抵抗器49である。振幅検出器43における出力電圧振幅
のすべての差は、演算増幅器48の出力における電圧（V
a）の変化として反映されることになる。
れている。各抵抗器47と直列の定電圧源46は、振幅検出
器のダイオードに対するターン・オン電圧を提供してい
る。２つの振幅検出器からの出力信号は、振幅検出器43
によって発生される復調信号の振幅における差の関数で
ある信号を生じる加算手段に導かれる。図説の加算手段
は、演算増幅器48、および負のフィードバックを提供す
る抵抗器49である。振幅検出器43における出力電圧振幅
のすべての差は、演算増幅器48の出力における電圧（V
a）の変化として反映されることになる。
第15図は、伝送線路カップラ50の信号出力ＣおよびＤ
におけるRF信号を入力LOおよび入力RF信号のそれぞれの
位相特性に関連づけている。信号出力ＣおよびＤにおけ
るこれらの位相関係は、ベクトル図第16A図および第16B
図によって図説されている。第16A図および第16B図の目
的のため、信号出力ＣおよびＤにおける信号は等しい振
幅を有しかつLO入力信号およびRF入力信号の位相角は同
一であると仮定している。LO信号の位相がRF信号の位相
に関して増大するにつれて、ＡおよびＢにおける信号間
の位相角が相互に90゜になるまでＣにおける信号の振幅
が増大しまたＤにおける信号の振幅が減少することにな
ることが分かる。同様に、第17A図および第17B図はＡお
よびＢにおけるLO信号およびRF信号間の位相角は180゜
離れていて、その振幅はまた等しいものと仮定してい
る。ＡにおけるRF信号に関してLO信号の位相角が増大す
るにつれて、両入力信号間の位相角が相互に再び90゜に
なるまでＣにおける結果的に発生する信号の振幅が減少
しまたＤにおける信号の振幅が増大することになる。し
たがって、第７図に示されている計装は入力RFおよび入
力LO信号がこれらの既知の点のいずれにおいて相互に関
して僅かにシフトされると動作可能になり、検出器出力
（Va）の結果的変化は入力RF信号間の位相差の関数にな
る。
におけるRF信号を入力LOおよび入力RF信号のそれぞれの
位相特性に関連づけている。信号出力ＣおよびＤにおけ
るこれらの位相関係は、ベクトル図第16A図および第16B
図によって図説されている。第16A図および第16B図の目
的のため、信号出力ＣおよびＤにおける信号は等しい振
幅を有しかつLO入力信号およびRF入力信号の位相角は同
一であると仮定している。LO信号の位相がRF信号の位相
に関して増大するにつれて、ＡおよびＢにおける信号間
の位相角が相互に90゜になるまでＣにおける信号の振幅
が増大しまたＤにおける信号の振幅が減少することにな
ることが分かる。同様に、第17A図および第17B図はＡお
よびＢにおけるLO信号およびRF信号間の位相角は180゜
離れていて、その振幅はまた等しいものと仮定してい
る。ＡにおけるRF信号に関してLO信号の位相角が増大す
るにつれて、両入力信号間の位相角が相互に再び90゜に
なるまでＣにおける結果的に発生する信号の振幅が減少
しまたＤにおける信号の振幅が増大することになる。し
たがって、第７図に示されている計装は入力RFおよび入
力LO信号がこれらの既知の点のいずれにおいて相互に関
して僅かにシフトされると動作可能になり、検出器出力
（Va）の結果的変化は入力RF信号間の位相差の関数にな
る。
例示のとおり、本発明のノイズ改善は位相検出器とし
て使用されている混合器に比べて、約６〜9dBである。
本発明は、50オームのソース・インピーダンスを、対応
する位相スロープの増大とともに600オームのソース・
インピーダンスに変換する効果を有している。このこと
は、低利得しか必要とせずまた低ノイズに指数が達成容
易であるので位相検出器増幅器の設計をはるかに容易な
らしめている。
て使用されている混合器に比べて、約６〜9dBである。
本発明は、50オームのソース・インピーダンスを、対応
する位相スロープの増大とともに600オームのソース・
インピーダンスに変換する効果を有している。このこと
は、低利得しか必要とせずまた低ノイズに指数が達成容
易であるので位相検出器増幅器の設計をはるかに容易な
らしめている。
振幅検出器は混合器の場合のように飽和することがな
いので、位相スロープは増大する電力に伴って直線的に
増大し、ダイオードの電力消費によってのみ制限される
だけである。混合器の場合は、より高い位相スロープは
より高いLO駆動レベルに対して直列にダイオードを接続
することによって達成されるが、より高い変換損失を生
じる。
いので、位相スロープは増大する電力に伴って直線的に
増大し、ダイオードの電力消費によってのみ制限される
だけである。混合器の場合は、より高い位相スロープは
より高いLO駆動レベルに対して直列にダイオードを接続
することによって達成されるが、より高い変換損失を生
じる。
この設計の１つの最後の利点は、非常に低いRF電力レ
ベルにおける位相検出器を両ポートに使用する能力であ
る。振幅検出器ダイオードをそのターン・オン電圧にバ
イアスすることによって、これらのダイオードは低電力
レベルを振幅検出することができる。
ベルにおける位相検出器を両ポートに使用する能力であ
る。振幅検出器ダイオードをそのターン・オン電圧にバ
イアスすることによって、これらのダイオードは低電力
レベルを振幅検出することができる。
［発明の効果］ 以上説明したように、本発明を用いることにより、無
線周波用のノイズ・フロアの低い位相検出器を実現する
ことができる。
線周波用のノイズ・フロアの低い位相検出器を実現する
ことができる。
第1A図は本発明による位相検出器の一実施例を示す簡略
図である。 第1B図は本発明による位相検出器の別の実施例を示す図
である。 第２図は前記位相検出器に用いられる振幅検出器の一実
施例を示す概略図である。 第３図はラジアンの関数としての出力電圧を示す図であ
る。 第４図はダイオード導通角の関数としてのSNR、ノイ
ズ、及び信号振幅のプロット図である。 第５図はソース・インピーダンス及び負荷抵抗の関数と
してのダイオード導通角のプロット図である。 第６図は最大SNRを得るダイオード導通角を計算するた
めの数学的関係式を示す図である。 第７図は本発明を用いるのに適した回路の簡略配線図で
ある。 第８図乃至第10図は前記振幅検出器のそれぞれ別の実施
例を示す図である。 第11図乃至第14図は前記振幅検出器に使用可能な終端手
段のそれぞれ別の実施例を示す簡略図である。 第15図は伝送線路カップラの概略図である。 第16A図及び第16B図は、第15図において入力信号RF及び
LOが同相であるときの出力Ａ及びＢにおける信号成分を
示す位相ベクトル図である。 第17A図及び第17B図は、第15図において、信号RF及びLO
が互いに180゜ずれているときの出力ＣおよびＤにおけ
る信号成分を示す位相ベクトル図である。 12:無線周波信号源、13:基準局部発振器源 26:信号終端手段、50:伝送線路カップラ 54:増幅器
図である。 第1B図は本発明による位相検出器の別の実施例を示す図
である。 第２図は前記位相検出器に用いられる振幅検出器の一実
施例を示す概略図である。 第３図はラジアンの関数としての出力電圧を示す図であ
る。 第４図はダイオード導通角の関数としてのSNR、ノイ
ズ、及び信号振幅のプロット図である。 第５図はソース・インピーダンス及び負荷抵抗の関数と
してのダイオード導通角のプロット図である。 第６図は最大SNRを得るダイオード導通角を計算するた
めの数学的関係式を示す図である。 第７図は本発明を用いるのに適した回路の簡略配線図で
ある。 第８図乃至第10図は前記振幅検出器のそれぞれ別の実施
例を示す図である。 第11図乃至第14図は前記振幅検出器に使用可能な終端手
段のそれぞれ別の実施例を示す簡略図である。 第15図は伝送線路カップラの概略図である。 第16A図及び第16B図は、第15図において入力信号RF及び
LOが同相であるときの出力Ａ及びＢにおける信号成分を
示す位相ベクトル図である。 第17A図及び第17B図は、第15図において、信号RF及びLO
が互いに180゜ずれているときの出力ＣおよびＤにおけ
る信号成分を示す位相ベクトル図である。 12:無線周波信号源、13:基準局部発振器源 26:信号終端手段、50:伝送線路カップラ 54:増幅器
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03D 13/00 H03D 7/02 H03D 1/10
Claims (9)
- 【請求項１】２つの無線周波信号入力端と２つの信号出
力端とを有し、該各信号出力端における無線周波信号の
振幅が、前記２つの無線周波信号入力端に入力される入
力信号の和であり、少なくとも一方の前記入力信号の位
相角が他の入力信号に対し前記２つの信号出力端の間で
一定角量だけシフトされている、無線周波信号組合せ手
段と、 前記無線周波信号組合せ手段の前記信号出力端に接続さ
れて、それぞれ該出力端に存在する低周波信号の振幅に
比例した振幅を有する復調信号を発生する２つの振幅検
出手段と、 前記両振幅検出手段に接続されて、前記復調信号間の振
幅の差の関数である信号を発生する総和手段と、 を備えて成る位相検出器であって、前記２つの振幅検出
手段の夫々は、 前記２つの信号出力端の一方に互いに逆向きに夫々の一
端が接続された第１、第２のダイオードと、 前記第１のダイオードの他端と接地電位との間に接続さ
れた第１のコンデンサと、 前記第２のダイオードの他端と接地電位との間に接続さ
れた第２のコンデンサと、 前記第１、第２のダイオードの他端に接続され、各ダイ
オードを所定の導通角でバイアスして、各無線周波信号
サイクルの所定のパーセントの期間、各ダイオードを連
続して導通させる一方、前記振幅検出手段の無線周波負
荷インピーダンスを前記無線周波信号入力端に接続され
た信号源の無線周波インピーダンスに整合させる終端手
段であって、前記無線周波信号に存在する低周波信号の
振幅に比例した振幅を有する復調信号が生成される出力
を有する終端手段と を備えていることを特徴とする位相検出器。 - 【請求項２】前記無線周波信号組合せ手段が、包囲シー
ルド内で互いに電気的に絶縁された一組の撚り導体を有
する同軸ケーブルを備えている請求項（１）記載の位相
検出器。 - 【請求項３】前記無線周波信号組合せ手段が、回路基板
上に設けられた１対の平行トレースを備えている請求項
（１）記載の位相検出器。 - 【請求項４】前記所定の導通角がほぼ67度であり、前記
所定のパーセントが、前記２つの無線周波信号入力端に
入力される各無線周波信号のサイクルのほぼ37％である
ことを特徴とする、請求項（１）乃至請求項（３）のい
ずれか一項に記載の位相検出器。 - 【請求項５】前記終端手段が受動抵抗性負荷であり、前
記復調信号が該受動抵抗性負荷の端子間電圧であること
を特徴とする、請求項（１）乃至請求項（４）のいずれ
か一項に記載の位相検出器。 - 【請求項６】前記終端手段が能動抵抗性負荷であり、前
記復調信号が該能動抵抗性負荷の端子間電圧であること
を特徴とする、請求項（１）乃至請求項（４）のいずれ
か一項に記載の位相検出器。 - 【請求項７】前記終端手段が電流源であり、前記復調信
号が該電流源の端子間電圧降下であることを特徴とす
る、請求項（１）乃至請求項（４）のいずれか一項に記
載の位相検出器。 - 【請求項８】前記終端手段が電圧源であり、前記復調信
号が該電圧源を流れる電流であることを特徴とする、請
求項（１）乃至請求項（４）のいずれか一項に記載の位
相検出器。 - 【請求項９】前記終端手段が、前記ダイオードのターン
・オン電圧を提供するべく直列接続された定電圧源を有
する固定受動抵抗であることを特徴とする、請求項
（１）乃至請求項（４）のいずれか一項に記載の位相検
出器。
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