JPH02170705A - 位相検出器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ 本発明は、無線周波回路測定用の位相検出器に関するも
のである。

［発明の技術的背景及びその問題点］ 最も一般的な無線周波（ＲＦ）位相検出器は、二重平衡
型混合器（ｄｏｕｂｌｅ　ｂａｌａｎｃｅｄ　ｍ１ｘｅ
ｒ）である。二重平衡型混合器は、無線周波数（ＲＦ）
ボート、局部発振器（ＬＯ）ポートおよび中間周波数（
ＩＰ）ポートを有している。これら３つのボートのイン
ピーダンスは、５０オームである。この混合器は、和の
出力および差の出力の両者を生じる。この和の出力は、
差の出力のみが残るように、フィルタ処理によって除去
される。理想的な混合器の差の出力は、ＬＯ周波数とＲ
Ｆ周波数との位相差の余弦である。混合器の位相スロー
プは、ＩＦ電力出力の関数である。余弦波の微分は正弦
波であるので、正弦波のピーク電圧は、出力がゼロ・ボ
ルトであるときの位相スロープ（ボルト／ラジアン）に
等しい。たとえば、混合器のＩＦ比出力おけるゼロｄＢ
ｍは５０オームにかかる０、３１６ボルト・ピークの正
弦波に等しく、かつ位相スロープはゼロボルト出力にお
いて０．３１６ボルト／ラジびＬＯ電力並びに混合器の
変換損失の関数である。

変換損失は、ＲＦ電力とＩＦ電力との間の差である。通
常の場合ＬＯ電力はＲＦ電力よりはるかに大であり、こ
のことが最小変換損失を付与する。

混合器の通常の変換損失は、６ｄＢと９ｄＢの間で変動
する。３ｄＢの変換損失は、フィルタ処理される和の出
力の損失電力によるものである。残りの変換損失は、混
合器内の諸損失およびスイッチング・ダイオードの効率
によるものである。ＲＦ電力をこれがＬＯ電力に等しく
なるまで増大させることによってＩＰ電力および位相ス
ロープが増大し、変換損失はより低くなる。

ＬＯボートおよびＲＦポートにおける電力が等しい状態
では、出力は余弦波ではなく三角波に近づく。位相検出
器の変換損失の一貫した定義を維持するために、位相ス
ロープ、ＩＦボート・ソース抵抗、ＲＦ電力およびＲＦ
ソース抵抗によってしてＲＦソース抵抗をＲｒに等しく
すると、変換損失は、 す、５０オーム負荷抵抗に終端されたとき、測定された
電圧の２倍である。ＲＦおよびＬＯ源に逆参照される位
相検出器の単側波帯位相ノイズは、たがって、５０オー
ムで終端される０、５ボルト／う力よりもはるかに小で
ある場合に一貫性がある。

ＲＦ電力レベルとＬＯ電力レベルとが等しい場合の混合
器に関する変換損失は、一般的に１２ｄＢ〜１５ｄＢで
ある。たとえば、ＲＦポートおよびＬＯボートに対する
＋２０ｄＢｍの電力を有する典型的な高レベル混合器は
、３．１６ボルトのピークＲＦ電圧および０．５６〜０
．８ボルト／ラジアンの位相スロープを有することにな
る。

混合器のＩＦ比出力理想電圧源および５０オーム・ソー
ス抵抗としてモデル化することによって、位相検出器の
ノイズ・フロアが決定可能になる。電圧源電圧は、ソー
ス抵抗と負荷抵抗の分割比によのソース・ノイズを有す
ることになり、ＩＨｚ帯域幅において一１８４ｄＢｃの
単側波帯位相ノイズ・フロアを付与する。

位相検出器のノイズ指数（ｎｏｉｓｅ　ｆｉｇｕｒｅ）
は、前記に定義のとおり位相検出器の変換損失より３ｄ
Ｂ小である。上記の例に対して、１４ｄ　Ｂの変換損失
および１８ｄＢｍのＲＦ電力は、記述した０、５ボルト
／ラジアンを付与することになる。ＲＦ電力の１８ｄＢ
ｍは、−１７７−１８＝−１９５ｄ　Ｂｃの単側波帯位
相ノイズ・フロアを付与する。ノイズ指数は、−１８４
−（−１９５）＝１１ｄ　Ｂである。この結果は、変換
損失の１４ｄＢよりも３ｄＢ少ない。位相検出器のノイ
ズ指数が変換損失よりも３ｄＢ良好である理由は、ＲＦ
ポートにおける両側波帯ノイズが、ＩＦポートにおける
単側波帯ノイズに変換されることにある。ＩＦボートに
おける関連単側波帯ノイズをＲＦボートにおける単側波
帯ノイズに戻す場合、３ｄＢの補正係数が生じる。

位相検出器に続く増幅器も、位相検出器のノイズ・フロ
アに影響することになる。この影響は、ノイズ指数の形
で原因することができる。典型的な差動対増幅器のノイ
ズ指数は、５０オームのソース・インピーダンスに対し
て約３ｄＢである。上記の例に対して位相検出器および
この位相検出器に続く増幅器の全ノイズ・フロアは、Ｉ
Ｈｚ帯域幅において−Ｌ８１ｄＢｃとなり１４ｄＢの全
ノイズ指数を付与する。

位相検出器の他のタイプは、和・差ピーク検出器として
説明することができる。この検出器は、一方の出力ポー
トにおいてＲＦをＬＯに加算しかつ他方の出力ポートに
おいてＬＯからＲＦを減算する。和ポートおよび差ポー
トにおける両信号をピーク検出しかつピーク検出器の面
出力を減算することによって、比較的低いＲＦおよびＬ
Ｏ電力に対して非常に高い位相スロープが達成される。

しかしながら、ピーク検出器のソース・インピーダンス
は非常に高くなることがある。位相検出器の変換損失の
定義が与えられると、非常に高い位相スロープはＩＦソ
ース・インピーダンスが非常に高い場合非常に不十分な
変換損失を有する。たとえば、和および差ボートにピー
ク検出器を使用することによってＲＦ電圧入力の２倍に
等しいＩＦ電圧出力を生じる。約１０．０００オームの
ソース・インピーダンスにより、変換損失は１７ｄＢに
なる。

変換損失がこれ程高いと、位相検出器は低ノズルの応用
には好ましくないものになる。

［発明の目的コ 本発明は、ノイズ・フロアの低い位相検出器を提供する
ことを目的とする。

［発明の概要コ 本発明による無線周波用の低ノイズ・フロア位相検出器
は、信号源間に介挿された２つの無線周波信号用結合手
段、人力無線周波信号内に存在する低周波信号成分の振
幅に比例する振幅を有する復調信号が生成される２つの
出力を有する振幅検出手段、および復調信号の振幅の任
意の差の関数である出力信号を生じる加算手段を基本的
に具備している。これらの振幅の検出された差は、２つ
の入力無線周波信号間の位相差の関数であることになる
。

本発明の第１の局面によると、位相検出器回路の低ノイ
ズ特性は、無線周波信号と振幅検出器との間に介挿され
た組合せ手段としての伝送線路カップラの利用の所産で
ある。

本発明の第２の局面は、位相検出器内の新規な振幅検出
器回路の利用に関する。これら新規な振幅検出器は、前
記組合せ手段から１つの出力を受は取る並列回路内の相
互に逆向きである１対の半導体ダイオードをめいめいに
備えている。これらのダイオードは相互に逆向きにされ
、かつキャパシタを通してグラウンドに動作可能に接続
されている一端をめいめいに有している。終端手段が並
列回路にわたって接続されていて約６７度の導通角で各
々のダイオードをバイアスし、これによって個々のダイ
オードはそれぞれに向けられた各無線周波サイクルの３
７バーセントの間、順次導通せしめられる一方、各振幅
検出器の無線周波負荷インピーダンスを各前記検出器が
接続されている信号ぜ 出力の無線周波インピーダンスに整合さ笑ている。

〔発明の実施例］ 本発明は、第１Ａ図および第１Ｂ図に全般的に図説され
ているような低ノイズ位相検出器である。

この位相検出器は、２つの無線周波（ＲＦ）信号を組み
合わせる手段ｌＯ１および前記組合せられたＲＦ倍信号
振幅を検出する高“信号対ノイズ比（ＳＮＲ）”手段１
１から成っている。２つのＲＦ倍信号組み合わせる手段
ｌＯは２つのＲＦ大入力ボートＡおよびＢ）および２つ
のＲＦ比出力ポー）ＣおよびＤ）から成り、面出力にお
ける信号が面入力の等しい線形和になるようになってい
る。たとえば、無線周波（ＲＦ）信号源１２によって印
加されるＲＦ倍信号、ＣおよびＤにおいて等しい信号レ
ベルを生じる。また、基準局部発振器源１３によってＢ
に印加されるＲＦ倍信号、ＣおよびＤにおいて等しい信
号レベルを生じる。両人力に信号を印加することによっ
て、創出力と線形和を生じる。創出力における位相関係
は、ＡおよびＢからの２つのＲＦ倍信号ボー）Ｃに同相
で到達するとこれらの信号はポートＤにおいて１８０°
異相になり、位相がポートＣにおいて＋９０＠であると
これはポートＤにおいて一９０°になり、位相がポート
Ｃにおいて１８０°であるとこれはポートＤにおいて０
°になる。ポートＣにおける振幅は、ポートＡおよびポ
ートＢからの信号間の相対位相が１８０°から０゜に変
化するにつれて増大することにある。ポートＤに関して
も同様である。Ｃにおける位相差が９０゜（プラスまた
はマイナス）かつポートＤにおいて９０°　（プラスま
たはマイナス）であると、ポートＣおよびＤにおける振
幅は同一である。

ボー）ＣおよびＤにおける高ＳＮＲ振幅検出器は、ボー
）ＡおよびＢからの組合せＲＦ倍信号振幅を測定する。

２つの振幅検出器の創出力を減算することによって、ポ
ートＡにおけるＲＦ倍信号ポートＢにおけるＲＦ倍信号
の相対位相に伴って変化する位相検出器出力を付与する
。この位相検出器の位相スロープは、振幅検出器定数、
および両ＲＦ信号を組み合わせる装置の損失の関数であ
る。ソース・インピーダンスは、２つの振幅検出器が直
列に用いられているので、これら振幅検出器の１つのソ
ース・インピーダンスの２倍である。

組合せ手段１０の一例は、３ｄＢ伝送線路カツプラ（第
１Ａ図）である。結合（ｃｏｕｐｌｅｄ）ポートおよび
通過（ｔｈｒｕ）ポートにおける信号間の位相関係は、
任意の伝送線路に対して常に９０°である。このことは
、上述したような必要な諸条件に合致する。創出力Ｃお
よびＤにおけるＲＦソース・インピーダンスは、５０オ
ームのカップラに対して５０オームである。低ノイズＡ
Ｍ検出器の各々に対する検出器ソース・インピーダンス
は、約３００オームに設計することができる。全ソース
・インピーダンスは、したがって６００オームである。

無損失カップラに対しては、この検出器に対する位相ス
ロープは、ＬＯ電力レベルがＲＦ電力レベルよりもはる
かに大である場合は、ピークＲＦ信号源電圧の２．２倍
である。これは、４ｄＢの変換損失をもたらす。位相検
出器のＲＦおよびＬＯ信号入力が等しい電力レベルを有
する場合は、変換損失はただ３ｄＢ高いのみで、変換損
失を７ｄＢに持ち込む。伝送線路カップラの典型的損失
は１ｄＢより小であるので、最悪の場合で８ｄＢの変換
損失をもたらす。この例に関しては、変換損失は約４〜
７ｄＢでありこの値はこの開示の背景情報に記載されて
いる位相検出器としての混合器の例よりも良好である。

６００オームのシステムの場合は、５０オームのシステ
ムの場合の３ｄＢノイズ指数と比較して０．４ｄＢノイ
ズ指数を有することになる。

これは、混合器による方法よりも６〜９ｄＢの総合的改
良をもたらしている。

第１Ａ図および第１Ｂ図は、位相検出器の全般的回路を
図説している。第１Ａ図の２つの人力ＲＦ倍信号ための
組合せ手段１０は、伝送線路カップラ５０である。これ
は、回路基板上の１対の平行トレース、または１対の導
線で構わない。本発明の好適形態の場合は、伝送線路カ
ップラは相互に絶縁されかつ被覆シールド内にある１対
の撚り内部導体を有するある長さの同軸ケーブルを具備
する周知の構造の３ｄＢカツプラである。第１Ｂ図にお
いては、組合せ手段は従来方式の２：１変成器５１とし
て示されている。

第１Ａ図および第１Ｂ図の両図において、組合せ手段１
０は文字ＡおよびＢによって表わされている２つの信号
入力、並びに文字ＣおよびＤによって表わされている２
つの信号出力を有している。

信号出力ＣおよびＤは、信号人力ＡおよびＢからの人力
無線周波信号に対する通過ボートおよび結合ポートの両
者として働いている。さらに明確に説明すると、第１Ａ
図において信号出力Ｃは信号入力ＢからのＲＦ倍信号対
する通過ポートかつ信号入力へにおけるＲＦ倍信号対す
る結合ボートである。信号出力りは、逆の方法で信号人
力Ａおよび已に動作可能に接続されている。第１Ｂ図に
おいて、信号出力ＣおよびＤは信号人力ＢにおけるＲＦ
倍信号対する通過ボート、また信号入力ＡにおけるＲＦ
倍信号対する結合ポートである。

各信号出力ＣおよびＤにおける無線ＲＦの振幅は、信号
人力Ａおよび已における２つの入力ＲＦ信号の加算値で
ある。位相検出を提供するため、信号人力Ａまたは已に
おける入力信号の少なくとも一方の位相角が２つの信号
出力ＣおよびＤの間で一定の角度量だけシフトされなけ
ればならない。

伝送線路カップラ５０（第１Ａ図）の場合は、各信号入
力は２つの信号出力ＣおよびＤの間で９０°シフトされ
る。第１Ｂ図に示されている変成器５１の場合は、信号
人力へからの入力信号は信号出力ＣおよびＤの間で１８
０°シフトされ、信号人力Ｂからの入力信号に関して全
く位相シフトが発生しない。これらの位相関係について
は、第１６Ａ図、第１６８ｒＸＪ、第１７Ａ図、および
第１７Ｂ図に示されている位相図に関連してさらに説明
する。

信号出力ＣおよびＤは別個の上方振幅検出器１１Ａおよ
び下方振幅検出器１１Ｂにそれぞれ接続され、各々の検
出器は、１対のダイオード２１．３１、及び定電流源２
６として第１Ａ図および第１Ｂ図に図説されている信号
終端手段２６を包含している。第１Ａ図において、たと
えば、振幅検出器１１Ａにおいてダイオード２１の一方
側はキャパシタ２２を通してグラウンドに接続され、ま
たダイオード３１の対応する側はキャパシタ２４及びＬ
Ｏ信号源１３を通してグラウンドに接続されている。下
方振幅検出器１１Ｂにおいて、同一の回路が使用されて
いるが、この場合そのダイオード３１の一方側は同様な
キャパシタ２４及びＲＦ信号源１２を通してグラウンド
に接続されている。信号源１２および１３は別個の信号
源で構わないが、位相検出器に導かれる２つの信号間に
一定の位相関係を生じる遅延線または回路ループを通し
て分割された信号を有するＲＦ倍信号単一源であること
が一般的である。

振幅検出器からの復調出力信号は、増幅器５４として第
１Ａ図および第１Ｂ図に示されている加算手段に導かれ
る。増幅器５４の出力は、２つの振幅検出器の復調出力
電圧間の差が関数である。

第２図は、振幅検出器内に備えられる素子および回路等
漬物を全般的に図説している。１対の半導体ダイオード
２１．３１は、無線周波（ＲＦ）信号源２０に動作可能
に接続するよう成された並列回路内で互に逆向きになっ
ている。第１のキャパシタ２２は、第１のダイオード２
１の一方側とグラウンドとの間に動作可能に接続されて
いる。第２のキャパシタ３２は、第２のダイオード３１
の一方側とグラウンドとの間に動作可能に接続されてい
る。

振幅検出器は、第３図にグラフ的に図説されている導通
角θで各ダイオードが信号源２０からの電流を導通させ
るように各ダイオードを適切にバイアスするための並列
回路にわたって接続されている終端手段２３によって完
成されている。導通角は、振幅検出器の信号対ノイズ比
（ＳＮＲ）を最小化するように選択される。この角度は
さらに、振幅検出器の無線周波負荷インピーダンスを信
号源２０の無線周波インピーダンスに整合させる。信号
終端手段２３は、信号源２０から振幅検出器に対して導
かれる無線周波信号内に存在する任意の低周波信号の振
幅に比例する振幅を有する復調信号がその出力において
生じる出力を有している。

さらに第２図を参照すると、正弦形状を有する典型的な
ＲＦ倍信号波形は、ＶＰを入力ＲＦ信号ビーダンスを示
し、これは通常５０オームである。

信号源２０と２つの並列ダイオード回路との間に直列に
なっているように示されているキャパシタ２４は、グラ
ウンドに関して“浮動”入力信号を提供している。キャ
パシタ２２および３２に関連してキャパシタ２４を備え
ることは、以下に説明する回路設計の代案である。Ｒｄ
は、各ダイオード２１．３１の典型的なダイナミック抵
抗に等価の回路である。

説明のため、Ｒ４は１０オームになっている。インダク
タ２５は、信号終端手段２３の前で低周波信号のＲＦフ
ィルタ処理を提供している。信号終端手段２３は、各並
列回路からグラウンドに至る２つの別個の装置として図
説されている。各装置を通して流れる電流は、Ｉｄｃで
表わされている。信号終端手段２３と各並列回路との間
の接続における電圧レベルは、Ｖｄｃと表わされている
。並列回路の端子端にわたる出力電圧は、Ｖｏｕｔと表
わされ、かつ２Ｖｄｃに等しい。

第３ｒｇＪは、選択されたダイオード導通角θに対する
電圧と（正弦波曲線内の斜線によって示されンピーダン
ス（Ｒｉｎ）の計算が、第６図に提示されている。これ
らの数学的関係が最大信号対ノイズ比を決定するために
解かれたとき、θは１．１６５ラジアンすなわち約６７
°に等しいことが分かる。

このことは、各ダイオード２１．３１は入力無線周波数
波の各半サイクルの間で全角度で１３４°にわたって、
すなわち各完全サイクルの３７％の間にわたって導通す
ることを意味している。最小ノイズ動作に対する最適導
通角が一度決定されると、最適動作を達成するために必
要とされる振幅検出器の低周波ソース・インピーダンス
を計算することができる。１．１６５６ラジアンの導通
角に基づき、振幅検出器ソース・インピーダンスはＲＦ
ソース・インピーダンスのインピーダンスの２．６９５
倍であり、これはつまるところ信号源２０のインピーダ
ンスと各ダイオード２１．３１のインピーダンスの和（
ＲｓプラスＲｄ）になる。

ＲＦ信号源２０に対して振幅検出器が呈する平均ＲＦ負
荷インピーダンスはＲＦ信号源のソース・インピーダン
スに概ね等しいことが、実験的にさらに実証されている
。これは、ＲＦ倍信号効率的な終端のために検出器の無
線周波負荷インピーダンスを信号源の無線周波インピー
ダンスに適切に整合させる。

第４図および第５図は、ダイオード導通角の関数として
の信号対ノイズ比に関係する理論的に導出されたデータ
のプロット図（第４図）、及び信号終端手段２３として
使用される受動抵抗器負荷と同様、検出器のダイナミッ
ク・ソース・インピーダンスの関数としての導通角に関
係する理論的に導出されたデータのプロットである。こ
れらは、６７°の導通角において発生する最適な信号対
ノイズ比および負荷整合をグラフ的に図説している。

第８図〜第１０図は、前述の動作機能を含む回路設計の
変化を概略的に図説している。第８図においては、３つ
のキャパシタが使用されているが、第３のキャパシタ２
４は、ダイオード２１．３１を包含している並列回路へ
“浮動”ＲＦ信号入力を提供している。第９図の場合は
、単に２つのキャパシタのみが使用されている。一方の
ダイオードはグラウンドに直接短絡されている一方側を
有し、そしてその他方側はキャパシタ２４および信号源
２０によって提供される浮動接続を通してグラウンドに
接続されている。ダイオード２１または３１のいずれか
がこの方法でグラウンドに直接短絡されている一方側を
有することができるものと理解されたい。

第１０図は、ダイオード３１の一方側がＲＦ信号源２０
を通して直接グラウンドにシャントされ、前述したとお
り両キャパシタ２２．３２を使用している場合を示して
いる。

第１１図乃至第１４図は、振幅検出器に終端手段２３と
して使用可能な各種のタイプの装置を略図的に図説して
いる。第１１図および第１２図は、選択されたダイオー
ド導通角６７°を達成するために必要な終端手段２３の
低周波インピーダンス値を数値的に示している。これは
、信号ソース・インピーダンスＲｓの関数として表わさ
れている。

第１１図には、終端手段は定電流源２６として示されて
いて、その出力（Ｖｏｕｔ）はこの定電流源２６の両端
の電圧である。この出力電圧は、この電流源２６の両端
に接続された従来方式の電圧計１４によって測定可能で
ある。

第１２図においては、信号終端手段は定電圧源２７であ
り、振幅検出器の出力（１ｏｕｔ）は電圧源２７を通し
て流れる電流として読むことができる。出力電流信号は
、電圧源２７に直列の従来方式の電流計１５によって、
測定できる。

第１３図においては、信号終端手段は受動抵抗性負荷す
なわち抵抗器２８であり、その出力（Ｖｏｕｔ）はこの
抵抗器２８の両端の電圧として読み取られる。

第１４図においては、信号終端信号は増幅器２９およ閏 びフィードバック抵抗器≠社を具備する能動抵抗性負荷
であり、この場合抵抗器３０の値は示されている式によ
って与えられかつ第１３図に示されているものと等しい
等価インピーダンスをもたらす。

この出力は、増幅器２９の出力端子における電圧出力（
Ｖｏｕｔ）の変化として読み取られる。

この時点において振幅検出器を利用する最良の方法は、
無線周波ノイズ測定用に設計された位相検出器内にこれ
を含ませることである。現在の位相検出器回路の簡略化
回路図が、第７図に示されている。従来の方法によれば
、２つの入力無線周波信号は、別個の信号出力４１およ
び４２を有する組合せ手段４０の無線周波数（ＲＦ）お
よび局部発振器（ＬＯ）信号人力に供給されている。信
号出力４１および４２は、信号入力における人力無線周
波信号に対する通過ポートおよび結合ポートの両者とし
て働いている。面入力信号の少なくとも１つの信号の位
相角は、２つの信号出力４１と４２との間で一定の角度
量だけシフトされる。組合せ手段４０は変成器であって
も良い一方、この手段は相互に絶縁されかつ円筒状シー
ルドによって被覆された１対の撚り内部導体を有するあ
る長さは同軸ケーブルのような伝送線路カップラである
ことが好ましい。

各々の信号出“力４１．４２は、前述のタイプの振幅２
つのダイオード２１．３１は、ダイ万一ド２１の一方側
がキャパシタ２２を通してグラウンドにシャントされか
つダイオード３１の一方側がグラウンドにシャントされ
た状態で接続されている。ＲＦ波形のフィルタ処理は、
インダクタ４４およびキャパシタ４５から成っているフ
ィルタ装置を通して確実になっている。

信号終端手段２３が、受動抵抗器４７として第７図に示
されている。各抵抗器４７と直列の定電圧源４６は、振
幅検出器のダイオードに対するターン・オン電圧を提供
している。２つの振幅検出器からの出力信号は、振幅検
出器４３によって発生される復調信号の振幅における差
の関数である信号を生じる加算手段に導かれる。図説の
加算手段は、演算増幅器４８、および負のフィードバッ
クを提供スる抵抗器４９である。振幅検出器４３におけ
る出力電圧振幅のすべての差は、演算増幅器４８の出力
における電圧（Ｖａ）の変化として反映されることにな
る。

第１５図は、伝送線路カップラ５０の信号出力Ｃおよび
ＤにおけるＲＦ倍信号入力ＬＯおよび人力ＲＦ倍信号そ
れぞれの位相特性に関連づけている。

信号出力ＣおよびＤにおけるこれらの位相関係は、ベク
トル図第１６Ａ図および第１６Ｂ図によって図説されて
いる。第１６Ａ図および第１６Ｂ図の目的のため、信号
出力ＣおよびＤにおける信号は等しい振幅を有しかつＬ
Ｏ人力信号およびＲＦ人力信号の位相角は同一であると
仮定している。ＬＯ倍信号位相がＲＦ倍信号位相に関し
て増大するにつれて、Ａおよび已における信号間の位相
角が相互に９０゜になるまでＣにおける信号の振幅が増
大しまたＤにおける信号の振幅が減少することになるこ
とが分かる。同様に、第１７Ａ図および第１７Ｂ図はＡ
およびＢにおけるＬＯ倍信号よびＲＦ信号間の位相角は
１８０°離れていて、その振幅はまた等しいものと仮定
している。ＡにおけるＲＦ倍信号関してＬＯ倍信号位相
角が増大するにつれて、両人力信号間の位相角が相互に
再び９０°になるまでＣにおける結果的に発生する信号
の振幅が減少しまたＤにおける信号の振幅が増大するこ
とになる。したがって、第７図に示されている計装は入
力ＲＦおよび入力ＬＯ倍信号これらの既知の点のいずれ
において相互に関して僅かにシフトされると動作可能に
なり、検出器出力（Ｖａ）の結果的変化は入力ＲＦ信号
間の位相差の関数になる。

例示のとおり、本発明のノイズ改善は位相検出器として
使用されている混合器に比べて、約６〜９ｄＢである。

本発明は、５０オームのソース・インピーダンスを、対
応する位相スロープの増大とともに６００オームのソー
ス・インピーダンスに変換する効果を有している。この
ことは、低利得しか必要とせずまた低ノイズに指数が達
成容易であるので位相検出器増幅器の設計をはるかに容
易ならしめている。

振幅検出器は混合器の場合のように飽和することがない
ので、位相スロープは増大する電力に伴って直線的に増
大し、ダイオードの電力消費によってのみ制限されるだ
けである。混合器の場合は、より高い位相スロープはよ
り高いＬＯ駆動レベルに対して直列にダイオードを接続
することによって達成されるが、より高い変換損失を生
じる。

この設計の１つの最後の利点は、非常に低いＲＦ電力レ
ベルにおける位相検出器を両ポートに使用する能力であ
る。振幅検出器ダイオードをそのターン・オン電圧にバ
イアスすることによって、これらのダイオードは低電力
レベルを振幅検出することができる。

［発明の効果〕 以上説明したように、本発明を用いることにより、無線
周波用のノイズ・フロアの低い位相検出器を実現するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１Ａ図は本発明による位相検出器の一実施例を示す簡
略図である。 第１Ｂ図は本発明による位相検出器の別の実施例を示す
図である。 第２図は前記位相検出器に用いられる振幅検出器の一実
施例を示す概略図である。 第３図はラジアンの関数としての出力電圧を示す図であ
る。 第４図はダイオード導通角の関数としての５ＮＲ１ノイ
ズ、及び信号振幅のプロット図である。 第５図はソース・インピーダンス及び負荷抵抗の関数と
してのダイオード導通角のプロット図である。 第６図は最大ＳＮＲを得るダイオード導通角を計算する
ための数学的関係式を示す図である。 第７図は本発明を用いるのに適した回路の簡略配線図で
ある。 第８図乃至第１０図は前記振幅検出器のそれぞれ別の実
施例を示す図である。 第１１図乃至第１４図は前記振幅検出器に使用可能な終
端手段のそれぞれ別の実施例を示す簡略図である。 第１５図は伝送線路カップラの概略図である。 第１６Ａ図及び第１６Ｂ図は、第１５図において人力信
号ＲＦ及びＬＯが同相であるときの出力Ａ及び已におけ
る信号成分を示す位相ベクトル図である。 第１７Ａ図及び第１７Ｂ図は、第１５図において、信号
ＲＦ及びＬＯが互いに　１８０°ずれているときの出力
ＣおよびＤにおける信号成分を示す位相ベクトル図であ
る。 １２：無線周波信号源　１３：基準局部発振器源２６：
信号終端手段　　５０：伝送線路カップラ５４：増幅器

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）２つの無線周波信号入力端と、入力信号に対して
   通過ポート及び結合ポートとして機能する２つの信号出
   力端とを備えた伝送線路カップラと、前記伝送線路カッ
   プラの前記信号出力端に接続されて、それぞれ該出力端
   に存在する低周波信号の振幅に比例した振幅を有する復
   調信号を発生する２つの振幅検出手段と、 前記両振幅検出手段に接続されて、前記復調信号間の振
   幅の差の関数である信号を発生する総和手段と、 を備えて成る位相検出器。
2. （２）前記伝送線路カップラが、包囲シールド内で互い
   に電気的に絶縁された一組の撚り導体を有する同軸ケー
   ブルを備えている請求項（１）記載の位相検出器。
3. （３）２つの無線周波信号入力端と２つの信号出力端と
   を有し、該各信号出力端における無線周波信号の振幅が
   ２つの前記入力信号の和であり、少なくとも１つの前記
   入力信号の位相角が他の入力信号に対し一定角量だけシ
   フトされている無線周波信号組み合わせ手段と、 前記信号出力端に接続され、それぞれが、前記信号出力
   端の１つに接続された半導体ダイオードと、該ダイオー
   ドの出力と基準電位との間に接続されたキャパシタ及び
   終端手段と、を備えて成り、前記両ダイオードは互いに
   逆向きであって、かつ前記両終端手段を通して所定の導
   通角で導通するようバイアスされ、前記信号出力端に存
   在する低周波信号の振幅に比例した振幅を有する復調信
   号を発生する１組の振幅検出器と、 前記両終端手段の出力に接続されて、前記復調信号の振
   幅の差の関数である信号を発生する総和手段と、 を備えて成る位相検出器。
4. （４）前記導通角が実質的に６７度であることを特徴と
   する請求項（３）記載の位相検出器。