DE1253771B - FM-Breitbanddemodulator - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. Cl.:

H03d

Deutsche Kl.: 21 a4 - 29/01

Nummer: 1 253 771

Aktenzeichen: G 45595IX d/21 a4

Anmeldetag: 30. Dezember 1965

Auslegetag: 9. November 1967

Die Erfindung betrifft einen Breitbanddemodulator für Breitband-FM-Systeme.

Bei frequenzmodulierten Systemen wird das empfangene Signal demoduliert und die enthaltene Information durch Übersetzung der Frequenzänderungen des modulierten Signals in Amplitudenänderungen entnommen. Bei Breitband-FM-Signalen, deren Bandbreite 30% der Mittenfrequenz betragen kann, sind die Anforderungen an den Betrieb des Demodulators oder Diskriminators sehr hoch. Der Diskriminator ίο soll über einem großen Frequenzbereich sehr linear arbeiten, eine geringe Gruppenlaufzeit oder Verzerrung, eine hohe Stabilität und Empfindlichkeit aufweisen. Leider können die bekannten Diskriminatoren diese Anforderungen für Breitbandsysteme nicht erfüllen. Eine weitverbreitete Klasse von Frequenzdiskriminatoren sind die sogenannten Frequenzwaagen-Demodulatoren. Eine Ausführungsform davon weist zwei Resonanzkreise auf, einen oberhalb und einen unterhalb der Mittenfrequenz f_c des modulierten Signals abgestimmten, wobei die beiden Resonanzkreise und ihre zugehörigen Diodengleichrichter differentiell geschaltet sind, um das gewünschte Ausgangssignal zu ergeben. Durch sorgfältigen Aufbau und Abgleich kann bei einem solchen Diskriminator eine vernünftige Linearität erhalten werden. Die Linearität ist jedoch auf schmale Bandbreiten beschränkt. Wenn die Bandbreite durch Erniedrigung von Q des Resonanzkreises vergrößert werden soll, leidet darunter z. B. die Empfindlichkeit des Diskriminators. Außerdem verursachen die Abstimmkreise eines derartigen Diskriminators deswegen eine Gruppenlaufzeit oder Gruppenlaufzeitverzerrung. Diese Verzerrung tritt auf, wenn die Änderungsrate der Phasenverschiebung mit der Frequenz des Diskriminators nicht im ganzen Frequenzbereich konstant ist. Es ist ersichtlich, daß bei Demodulation eines extremen Breitbandsignals, d. h. mit 10 MHz oder mehr, die Verwendung der Abstimmkreise unvermeidlich zu einer Laufzeitverzerrung führt. Bisher erforderte die Demodulation von Breitband-FM die Verwendung von Laufzeitentzerrern in Verbindung mit derartigen Diskriminatoren, um diese Verzerrung zu korrigieren oder zu kompensieren. Zwar wird dadurch die Schwierigkeit in einem gewissen Umfang behoben, aber die Laufzeitentzerrung ist aufwendig und teuer. Daher stellen derartige Diskriminatoren. die Abstimmkreise benutzen, die oberhalb und unterhalb der Mittenfrequenz abgestimmt sind, eine ernste Beschränkung dar, wenn Breitband-FM-Signale demoduliert werden müssen.

Ein anderer bekannter und viel verwendeter Fre-FM-Breitbanddemodulator

Anmelder:

General Electric Company,

Schenectady, N. Y. (V. St. A.)

Vertreter:

Dipl.-Phys. F. Endlich, Patentanwalt,

Unterpfaffenhofen, Blumenstr. 5

Als Erfinder benannt:

James Allen Hall,

Harry James Peppiatt, Lynchburg, Va. (V. St. A.)

Beanspruchte Priorität:

V. St. v. Amerika vom 4. Januar 1965 (422 924)

quenzdiskriminator ist der sogenannte Phasendiskriminator, der auf dem Prinzip beruht, daß die Spannung an der Sekundärspule eines abgestimmten Transformators bei Resonanz in Quadratur mit der Primärspannung ist und von dieser Quadratur an beiden Seiten der Resonanz nahezu linear abweicht. Es wurde erkannt, daß die Linearität nur innerhalb eines sehr engen Frequenzbands auftritt, da ein weiterer Resonanz- oder Abstimmkreis verwendet wird. Weiter erfordern derartige Diskriminatoren für große Bandbreiten extrem hohe Kopplungsfaktoren zwischen der Primär- und Sekundärspule des Diskriminator-Transformators, was zu schwer lösbaren Aufgaben im Aufbau und der Herstellung von Diskriminator-Transformatoren führt. Selbst wenn der Transformator geeignet aufgebaut ist, sind noch Schwierigkeiten bezüglich der Linearität und der Laufzeitverzerrung vorhanden, die die Verwendung von Laufzeitentzerrern erfordern, was die Schaltung teuer und aufwendig macht. Daher ist ein Bedürfnis für einen Diskriminator vorhanden, der möglichst linear ist und dabei eine hohe Empfindlichkeit sowie eine vernachlässigbare Laufzeitverzögerung über einem großen Frequenzbereich aufweist.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung durch eine Breitband-Hybrid-Schaltung von der Art eines homogenen Wellenleiters gelöst. Bevor das frequenz-

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modulierte Eingangssignal zur Hybrid-Schaltung gelangt, wird es in zwei gleiche Signale aufgespalten, von denen das eine durch eine verlustfreie lineare Phasenschieberschaltung geleitet wird (die so abgestimmt ist, daß sie bei f_c, der Mittenfrequenz des FM-Bandes, ein ungeradzahliges, Vielfaches einer Phasenverschiebung von 90° hat), während das andere Signal überhaupt nicht geändert wird. Diese beiden Ausgangssignale werden zu geeigneten Leitungen der Hybrid-Schaltung übertragen. Die Hybridschaltung erzeugt zwei Ausgangssignale, von denen das eine die Summe der beiden Eingangssignale der Hybrid-Schaltung und das andere die Differenz der beiden Eingangssignale ist. Bei / = /,. haben das Summen- und das Dill'cien/signal die gleiche Amplitude und eine Phasenverschiebung von 90° gegeneinander. Das Summen- und das Differenzsignal werden differentiell gleichgerichtet, und sie heben sich bei / = f_c auf, so daß das Ausgangssignal des Diskriminators Null ist. Wenn die Frequenz des modulierten Signals von der Mittenfrequenz f_c abweicht, sind die beiden Eingangssignale nicht langer in Quadratur, so daß das Summen- und das Differenzsignal nicht langer gleich sind, obwohl die gegenseitige Phasenverschiebung noch 90° beträgt. Wenn sie daher demoduliert werden, stellen die Amplitude und das Vorzeichen des Ausgangssignals die Größe und die Richtung der Abweichung von der Quadratur dar, und sie geben genau die Amplitude und die Richtung der Abweichung des FM-Signals von der Mittenfrequenz f_c wieder. Bei einem Ausführungsbeispiel ist das lineare Phasenverschiebungsnetzwerk ein *U /-Wellenleiter (A = Wellenlänge), dessen Wellenwiderstand Z₀ durch die Hybrid-Schaltung abgeschlossen ist, so daß der Leiter nicht abgestimmt ist. Daher sind die Phasenverschiebungsänderungen im wesentlichen linear über einem großen Frequenzbereich.

Die Erfindung soll an Hand der Zeichnung näher erläutert werden. Es zeigt

F i g. 1 das Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels des Breitband-Frequenzdiskriminators gemäß der Erfindung, der sehr linear arbeitet und eine vernachlässigbare Gruppenlaufzeit hat,

F i g. 2 eine teilweise Ansicht eines homogenen Wellenleiter-Transformators, der beim Aufbau der Breitband-Hybrid-Schaltung verwendet wird, und

F i g. 3 bis 9 Vektordiagramme, die zur Erläuterung des Betriebs des Frequenz-Diskriminators dienen.

Der Diskriminator weist eine Breitband-Hybrid-Schaltung 1 auf, die zwei Eingangsleitungen 2 und 3 und zwei Ausgangsleitungen 4 und 5 hat. Das FM-Signal wird gleichzeitig auf die Eingangsleitungen 2 und 3 in einer vorherbestimmten quadratischen Phasenbeziehung gegeben, und zwei Ausgangssignale, die jeweils der Vektorsumme und der Vektordifferenz der beiden Eingangssignale entsprechen, werden von den Ausgangsleitungen 4 und 5 abgenommen. Das Summen- und das Differenzsignal werden in Gleichrichtungsnetzwerken 6 und 7 gleichgerichtet und differentiell im Ausgangsnetzwerk 8 überlagert. Das resultierende Ausgangssignal ist daher die Differenz der beiden Signale, und sein Vorzeichen und die Amplitude sind daher proportional zur Amplitude und Richtung der Frequenzabweichung des modulierten Signals von f_c.

Um eine lineare Beziehung über einem breiten Frequenzbereich zu erhalten, ist die Schaltung zur Erzeugung des quadratischen Eingangssignals der Hybrid-Schaltung eine unabgestimmte, lineare Phasenschiebereinrichtung, so daß die Phasenverschiebung des Signals in zwei gleiche Komponenten aufgespalten wird, deren eine durch einen linearen Phasenschieber geleitet wird, der als ein Wellenleiter gezeigt ist und

dessen Länge ein ungeradzahliges Vielfaches von -^-

bei der Mittenfrequenz/,, ist, d. h. / = (2n- 1) -j, um eine Signalkomponente zu erzeugen, die bei /₍. um 270° zur anderen Signalkomponente phasenverschoben ist und mit ihr in Quadratur ist. Daher wird das ankommende FM-Signal zum Eingangsanschluß 9 gegeben, der mit den Uingangselekl roden von zwei identischen Transistor-Stufen 10 und 11 mit gemeinsamer Basis verbunden ist. Die Signalkomponenten werden daher in den Transistor-Verstärkerstufen gleichmäßig verstärkt und jeweils über geeignete

ao Spannungsteilungsnetzwerke den Hybrid-Eingangsleitungen 2 und 3 eingekoppelt. Die FM-Signal-Komponente E₄ am zum Verstärker 10 zugehörigen Spannungsteiler wird direkt zur Eingangsleitung 2 gegeben. Die Signalkomponente E_A am zum Verstärker 11 zugehörigen Spannungsteiler wird zur Eingangsleitung 3 über einen unabgestimmten Wellenleiter gegeben, um ein phasenverschobenes Signal E_B = E_A /Θ zu erzeugen, wobei bei f = f_c& ist. Der unabgestimmte Phasenschieber-Wellenleiter ist als ein Koaxialleiter 1.2 mit einem Innenleiter 13 gezeigt, der an einem Ende mit dem Spannungsteiler und am anderen Ende mit der Eingangsleitung 3 verbunden ist. Der Außenleiter 14 der Koaxialleitung ist geeignet geerdet, und die elektrische Länge der Koaxialleitung 12 ist gleich (2n— 1)4-c. Vorzugsweise ist die elektrische Länge des Wellenleiters gleich Vi λ bei der Frequenz /,., obwohl es ersichtlich ist, daß sie -~ oder irgendein un-

geradzahliges Vielfaches von ~- sein kann. Das Ausgangssignal an der Leitung 4 ist gleich der Vektorsumme der Eingangsspannungen E_A und E,_h wobei eine Differenzspannung E_A — E_B an der Ausgangsleitung 5 auftritt. Falls ein Vi /-Wellenleiter verwendet wird und / = f_c ist, ist E_B in der Phase gegenüber E_A um 270° verzögert und daher mit E_A in Quadratur, und die Vektorsumme E_A + E_B ist daher gegenüber E_A um 315° verzögert. Da das Ausgangssignal an der Leitung 5 die Vektordifferenz der beiden Komponenten ist, ist —E_B um 180° gegenüber E_B phasenverschoben und eilt E_A um 90° voraus. Der Differenzvektor E_A — E_B eilt daher E_A um 45° voraus. E_A + E_B und Ε_Λ — Ε_Β werden einzeln in den Netzwerken 6 und 7 gleichgerichtet, um Amplitudenänderungen zu erzeugen, die proportional zu den Frequenzabweichungen des Signals sind.

Die Summenspannung E_A + E_B an der Ausgangsleitung 4 kann direkt gleichgerichtet oder in einer oder mehreren Verstärkerstufen 15 verstärkt und dann in einem Netzwerk gleichgerichtet werden, das die Diodeneinrichtung 16 und einen Ableitkondensator 17 aufweist, der die Trägerfrequenz f_c zur Erde leitet. Das gleichgerichtete Signal wird über den Widerstand 18 zu einem gemeinsamen Lastwiderstand 19 gegeben. Das Differenzsignal an der Ausgangsleitung 5, das ein erdsymmetrisches Ausgangssignal ist, wird zu einem Symmetrierglied oder Balun 20 ge-

koppelt, um das Signal aus einem erdsymmetrischen in ein unsymmetrisches umzuwandeln. Das Differenzsignal wird in einer oder mehreren Verstärkerstufen verstärkt und in einem Netzwerk einschließlich der Diode 22 und einem Kondensator 23 für die Ableitung der Trägerfrequenz gleichgerichtet. Das gleichgerichtete Signal wird über den Widerstand 24 zum gemeinsamen Lastwiderstand 19 gegeben. Es ist ersichtlich, daß bei entgegengesetzter Polung der Gleichrichterdioden das Summen- und das Differenzsignal differentiell zum gemeinsamen Lastwiderstand gegeben werden, wodurch ein Differenzstrom durch den Lastwiderstand 19 erzeugt wird. Wenn daher die beiden Signale (E _A + E_B und E_A — E_B) die gleiche Amplitude haben, ist das Ausgangssignal am Widerstand 19 Null, da die dadurch fließenden Ströme entgegengesetzt gleich sind. Wenn jedoch die Frequenz des Signals von /₍. abweicht, wodurch eine Phasenverschiebung in dem durch den unabgestimmten Wellenleiter 12 übertragenen Signal entsteht, sind die Signalkomponenten E_B und — E_ß nicht mehr mit E_A in Quadratur, so daß die Phase und die Amplitude des Summen- und des Differenzvektors variieren. Die Spannung an der Ausgangslast 19 verändert sich in Amplitude und Vorzeichen entsprechend der Richtung und der Größe der Phasenverschiebung, der die Komponente E_A in der Koaxialleitung 13 unterliegt. Das spiegelt die Richtung und den Betrag der Frequenzabweichung des FM-Signals von f_c wieder.

Es ist ersichtlich, daß die Gleichrichter 16 und 22 irgendeinen bekannten Aufbau haben können und daß die einfache, hier gezeigte Anordnung nur zur Erklärung dient. Umfangreichere Schaltungen können gebaut werden, solange ihre Eigenschaften nicht der Linearität und anderen Betriebserfordernissen des Diskriminators widersprechen.

Die Hybrid-Schaltung 1 hat eine Breitbandcharakteristik und einen praktisch flachen Kurvenverlauf über einer Bandbreite von mindestens zwei Dekaden. Die Hybrid-Schaltung besteht aus einer Anzahl von homogenen Wellenleiter-Transformatoren (DLT), die in einer noch zu beschreibenden Weise geschaltet sind. Die Wellenleiter-Transformatoren sind durch einen ausgedehnten Hochfrequenzdurchlaß gekennzeichnet, der zu einem ausgesprochenen Breitbandbetrieb der ganzen Hybrid-Schaltung führt. Bei üblichen Transformatoren ergibt die Zwischenwicklungskapazität zusammen mit der Streuinduktivität einen Resonanzkreis, der zu Verlustspitzen im Transformator führt. Daher ist der Hochfrequenzdurchlaß von üblichen Transformatoren beschränkt. Bei Wellenleiter-Transformatoren oder homogenen Wellenleiter-Transformatoren, wie sie manchmal genannt werden, sind die Wicklungen so angeordnet, daß die Zwischenwicklungskapazität ein Bestandteil des Wellenwiderstands eines Wellenleiters ist und daher keine Resonanzen ausbildet, die die Bandbreite der Einrichtung wesentlich beschränkt. Aus dem gleichen Grund können die Wicklungen nahe aneinandergebracht werden, um dadurch eine gute Kopplung zu erreichen. Daher können Transformatoren und Hybrid-Einrichtungcn auf diese Weise so gebaut werden, daß sie einen extrem guten Hochfrequenzdurchlaß haben. F i g. 2 ist eine Teilansicht eines DLT, bei dem die Primär- und die Sekundärwicklung durch einen Wellenleiter mit geeignet gewählten Eigenschaften dargestellt werden. Wie daher F i g. 2 zeigt, sind die Zwillingszuleitungen 26 und 27 in einem geeigneten Isolationsmaterial 28 eingebettet und paarweise um eine nicht gezeigte Seele gewickelt, die toroidal oder von anderer Gestalt sein kann. Die Zwillingszuleitungen 26 und 27 bilden somit einen Wellenleiter und stellen gleichzeitig die Primär- und die Sekundärwicklung des Transformators dar. Die Zwischenwicklungskapazität, die den Durchlaß der normalen Transformatoren beschränkt, was oben erläutert wurde, ist nun ein Bestandteil' der über den ganzen

ίο Wellenleiter verteilten Parameter des Wellenleiters und hat keinen Einfluß auf den Hochfrequenzdurchlaß. Solange die Quellen- und Lastimpedanz, die durch den Abschnitt des DLT dargestellt werden, die gleiche Größenordnung wie der Wellenwiderstand der Leitung haben, arbeiten die DLT praktisch ohne die üblichen Frequenzbegrenzungen von Transformatoren.

Durch die Herstellung der einzelnen Wicklungen 29 und 30, 31 und 32 der Hybrid-Schaltung 1 des DLT hat die Hybrid-Schaltung 1 einen flachen Kurvenverlauf über mehr als zwei Dekaden. Die Hybridschaltung besteht damit aus zwei DLT, die gemäß F i g. 1 mit den Primärwicklungen 29 und 31 und den Sekundärwicklungen 30 und 32 verbunden sind. Ein Anschluß der Primärwicklung 29 ist mit der Eingangsleitung 2 und der andere mit der Ausgangssummenleitung 4 verbunden. Ein Anschluß der Primärwicklung 31 ist mit der Eingangsleitung 3 und der andere mit der Summenausgangsleitung 4 verbunden.

Die Primärwicklungen 29 und 31 sind auch kreuzweise mit den ungeerdeten Anschlüssen der Sekundärwicklungen 30 und 32 verbunden, die ihrerseits einen Teil der Differenzausgangsleitung 5 bilden.
Die Betriebsweise des Diskriminators von F i g. 1 kann mit Hilfe der Vektordiagramme in den F i g. 3 bis 9 verstanden werden. Fig. 3 zeigt mittels eines Vektordiagramms die gegenseitige Lage der Eingangssignale und der vektoriellen Summen- und Differenzsignale, wenn die Frequenz des modulierten Eingangssignals gleich der Mittenfrequenz / = /₍. ist. Die Eingangssignalkomponente an der Eingangsleitung 2 wird durch den Vektor E_A dargestellt. Bei f = fc ist die Länge des Koaxialleiters 12 exakt gleich ^%U λ, und das Signal an der Leitung 3 ist um 270° phasenverschoben und daher mit E_A in Quadratur, was durch den Vektor + E_B dargestellt wird. Das Signal an der Summenleitung 4 wird daher durch den Vektor E_A + E_B bezeichnet. Das Ausgangssignal an der Differenzleitung 5 ist E_A — E_B. Da — E_B per Definition um 180° gegenüber E_B phasenverschoben ist, ist ersichtlich, daß es auch als — E_B mit E₄ in Quadratur ist, was durch den Vektor — E_B dargestellt wird. Der Vektor E_A — E_B hat die gleiche Amplitude wie der Summenvektor, und er ist um genau 90° gegen ihn phasenverschoben. Da die beiden Vektoren gleich sind, haben die gleichgerichteten Ausgangssignale von den Dioden 16 und 23 ungefähr die gleiche Amplitude, da angenommen wird, daß die Proportionalitätskonstante der beiden Netzwerke ungefahr gleich ist. Da die beiden Signale differentiell gleichgerichtet und zum gemeinsamen Ausgangswiderstand 19 gegeben werden, sind die durch den Widerstand fließenden Ströme entgegengesetzt gleich, so daß die Ausgangsspannung Null ist.

Wenn die Frequenzabweichung des modulierten Signals so ist, daß die momentane Frequenz kleiner als f_c ist, ist der Wellenleiter 12 dann kürzer als ³A/. bei der Frequenz des Signals, und E_n ist um etwas

weniger als 270° phasenverschoben. Daher ist, wie F i g. 4 zeigt, E_B an der Eingangsleitung 3 nicht in Quadratur mit E_A. In entsprechender Weise ist E_B> das um 180° gegenüber +E_B phasenverschoben ist, nicht mehr mit E_A in Quadratur. Das Summensignal 5 E_A + Eg ist reduziert, während das Differenzsignal Ea ~ Eß ^eme größere Amplitude aufweist. Das gleichgerichtete Summen- und das Differenzsignal heben sich nicht langer auf, und am Ausgangswiderstand tritt eine Spannung auf, die proportional zur Differenz der Amplituden des Summen- und des Differenzsignals ist und deren Vorzeichen anzeigt, daß das Diflerenzsignal E_A — E_B größer und die Frequenz des modulierten Signals kleiner als f_c ist. Wenn die Frequenzabweichung von f_c ansteigt, wird das Summensignal, wie aus den F i g. 5 und 6 ersichtlich ist, fortschreitend kleiner, während das Differenzsignal fortschreitend größer wird. Bei einer Frequenz,

bei der die Länge der Koaxialleitung -- ist, erreicht

die Summensignalkomponente E_A + E_B ihren maximalen Wert von 2 E_A und in entsprechender Weise die Ausgangsspannung mit einem Vorzeichen am Widerstand 19 ein Maximum.

Wenn andererseits die Frequenzabweichung derart ist, daß die augenblickliche Signalfrequenz größer als f_c ist, ist die Länge der unabgestimmten Koaxialleitung 12 größer als *UX, und das Signal E_B wird um mehr als 270° phasenverschoben. Infolgedessen nehmen die Vektoren +E_B und — E_B die in Fig. 7 gezeigten Lagen an, wobei beide Vektoren nicht mehr mit dem Vektor E_A in Quadratur sind. Bei Frequenzänderung wird nun das vektorielle Summensignal größer und der Differenzvektor kleiner. Infolgedessen kehrt sich das Vorzeichen der Spannung am gemeinsamen Ausgangswiderstand 19 um,, und die Amplitude ist proportional zur Frequenzabweichung des modulierten Signals. Wie in den F i g. 8 und 9 zu sehen ist, wird bei einer anwachsenden Frequenzabweichung der Differenzvektor E_A — E_B fortschreitend kleiner und der Summenvektor dagegen fortschreitend größer, bis bei einer Frequenz, bei der die Länge der Koaxialleitung gleich λ ist, der Differenzvektor Null ist und der Summenvektor seinen maximalen Wert erreicht, der gleich 2 E_A ist.

Da das Phasenschieberelement ein unabgestimmter Wellenleiter wie z. B. die Koaxialleitung 13 ist, ist ersichtlich, daß die Phasenschiebung im wesentlichen linear über dem ganzen Frequenzbereich ist. Wenn z. B. f_c = 70 MHz ist, sollte das System theoretisch über einem Frequenzbereich von 35 MHz linear sein. Tatsächlich war eine Linearität innerhalb von ein Prozent bei einem gemäß Fig. 1 gebauten Breitband-Diskriminator bei einer Mittenfrequenz von 70 MHz über einem Frequenzbereich von 20 MHz der Signalfrequenz vorhanden, die von 60 bis 80 MHz variiert wurde. Der Diskriminator hatte auch eine Empfindlichkeit von ungefähr 30 mV/MHz, und die Gruppenlaufzeit über dem 20-MHz-Band war so klein, daß sie nicht gemessen werden konnte. Daraus ist ersichtlich, daß die Kombination gemäß der Erfindung einer Breitband-Hybrid-Schaltung für die Erzeugung eines Summen- und eines Differenzausgangssignals mit einem Phasenschieber in Form eines unabgestimmten Wellenleiters einen Breitband-Phasendiskriminator ergibt, der eine vernachlässigbare Gruppenlaufzeit und eine sehr hohe Linearität aufweist.

Claims (7)

Patentansprüche:

1. Breitbanddemodulator für frequenzmodulierte Signale, gekennzeichnet durch eine Breitband-Hybrid-Schaltung (1) mit zwei Eingangsleitungen (2, 3) und zwei Ausgangsleitungen (4, 5), wobei die Signale an den Ausgangsleitungen jeweils die Summe (E_A + E_B) und die Differenz (E_A — E_B) der Signale (E_A, E_B) an den Eingangsleitungen sind, durch eine Einrichtung (9, 10) für die Übertragung eines frequenzmodulierten Signals zu einer Eingangsleitung, durch ein lineares Phasenschiebernetzwerk (12), das auch das frequenzmodulierte Signal für die Phasenverschiebung des Signals um ein ungeradzahliges Vielfaches von 90° bei der Mittenfrequenz des Signals, um einen kleineren Betrag linear bei Frequenzen unterhalb der Mittenfrequenz sowie um einen größeren Betrag linear bei Frequenzen oberhalb der Mittenfrequenz erhält, durch eine Einrichtung (31, 29) für die Kopplung des Ausgangs des Phasenschiebernetzwerks an der anderen (3) der Hybrid-Eingangsleitungen, wodurch das Summen- und das Differenzsignal bei der Mittenfrequenz die gleiche Amplitude haben, so daß die Amplitude des Differenzsignals bei Frequenzen unterhalb der Mittenfrequenz größer und die Amplitude des Summensignals bei Frequenzen oberhalb der Mittenfrequenz größer ist, durch eine Einrichtung zur Gleichrichtung (16, 17, 23, 24), die an jeder Ausgangsleitung für die differentielle Gleichrichtung des Summen- und des Differenzsignals gekoppelt ist, und durch eine Ausgangsschaltung (18, 25, 19) für die Abnahme der gleichgerichteten Signale zur Erzeugung eines veränderlichen Signals mit einem Vorzeichen, dessen Polarität sich mit der Richtung der Frequenzabweichung des modulierten Signals von der Mittenfrequenz ändert und deren Amplitude proportional zum Betrag dieser Abweichung ist.

2. Demodulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Breitband-Hybrid-Schaltung eine Mehrzahl von homogenen Wellenleiter-Transformatoren (26, 27, 28) aufweist, die durch einen ausgedehnten Hochfrequenzdurchlaß und Breitbandcharakteristik gekennzeichnet sind.

3. Linearer Breitband-Frequenzdiskriminator nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch ein breitbandiges homogenes Wellenleiternetzwerk mit zwei Eingangsleitungen für die Einspeisung von frequenzmodulierten Signalen und zwei Ausgangsleitungen, die jeweils die Summe und die Differenz der zu den Eingangsleitungen übertragenen Signale leiten, durch eine Einrichtung für die Kopplung des Ausgangssignals des Phasenschiebernetzwerks an einer Eingangsleitung und eines nicht phasenverschobenen frequenzmodulierten Signals an der anderen Eingangsleitung, so daß das Summen- und das Differenzsignal bei der Mittenfrequenz die gleiche Amplitude haben, daß die Amplitude des Differenzsignals größer bei Frequenzen unterhalb und die Amplitude des Summensignals größer bei Frequenzen oberhalb der Mittenfrequenz ist, durch eine gemeinsame Ausgangsschaltung für die Gleichrichtungseinrichtung zur Erzeugung eines Ausgangssignals mit einem Vorzeichen, dessen Polarität sich mit

der Richtung der Frequenzabweichung des frequenzmodulierten Signals von der Mittenfrequenz ändert und deren Amplitude proportional zum Betrag dieser Abweichung ist.

4. Diskriminator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das lineare Phasenschiebernetzwerk ein unabgestimmter Wellenleiter mit einer derartigen elektrischen Länge bei der Mittenfrequenz ist, daß eine Phasenverschiebung von einem ungeradzahligen Vielfachen von 90° erzielt wird.

5. Diskriminator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Wellenleiter eine elek-

IO

trische Länge hat, die gleich einem ungeradzahligen Vielfachen von -j bei der Mittenfrequenz ist, so daß die Signale an den Eingangsleitungen bei dieser Frequenz in Quadratur sind.

6. Diskriminator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Wellenleiter ein Koaxialkabel ist.

7. Diskriminator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Phasenschiebernetzwerk ein Koaxialkabel aufweist, dessen Länge bei der Mittenfrequenz des frequenzmodulierten Signals ³U λ ist.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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