DE69531469T2

DE69531469T2 - Quadraturmodulator für den Quasi-Mikrowellenbereich eines digitalen Übertragungssystems

Info

Publication number: DE69531469T2
Application number: DE69531469T
Authority: DE
Inventors: Masaho Minato-ku Mineo
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1994-03-28
Filing date: 1995-03-27
Publication date: 2004-06-09
Anticipated expiration: 2015-03-28
Also published as: NO951132L; US5561401A; DE69531469D1; NO951132D0; CN1128450A; CA2145622C; CN1106742C; JPH07273820A; NO317315B1; EP0675621A3; CA2145622A1; EP0675621B1; EP0675621A2; JP2970394B2

Description

Die Erfindung betrifft allgemein einen Quadraturmodulator. Insbesondere betrifft die Erfindung einen Quadraturmodulator für die digitale Kommunikation, der zur Phasenmodulation eines Hochfrequenzsignals, z. B. in einem Quasimikrowellensignalband, geeignet ist.
Herkömmlich sind Quadraturmodulatoren, die in einem solchen Hochfrequenzband wie einem Quasimikrowellenband verwendet werden, durch integrierte Halbleiterschaltungen aufgebaut. Zum Beispiel beschreibt "QPSK Modulators for Digital Cellular Communication", Bipolar Circuits and Technology Meeting 3.2, IEEE, 1992, Seiten 59 bis 62 den in einem Schaltbild von 1 gezeigten Quadraturmodulator.
Gemäß 1 erhält man bei diesem bekannten Quadraturmodulator die QPSK-modulierte Welle durch Phasenverschieben des Lokaloszillationssignals LO1 durch einen Phasenschieber 65, um ein erstes Signal und ein zweites Signal mit einer Phase zu erzeugen, die gegenüber der des ersten Signals um 90 Grad verschoben ist. Danach wird das erste Signal zu einem Mischer 66 geführt, um mit dem Gleichtaktsignal "I" mit der entgegengesetzten Phase zu der dieses ersten Signals multipliziert zu werden. Andererseits wird das zweite Signal zu einem Mischer 67 geführt, um mit dem Quadratursignal "Q" mit der entgegengesetzten Phase zu der des zweiten Signals multipliziert zu werden. Danach werden diese multiplizierten Ausgangssignale zu einem Synthetisierverstärker 68 geführt, um miteinander synthetisiert zu werden, was die QPSK-modulierte Welle erzeugt. Nachdem nur die erforderliche Frequenzkomponente dieser QPSK-modulierten Welle durch eine Filterschaltung 69 mit einer Bandpaßfiltercharakteristik herausgefiltert wurde, wird diese gefilterte Frequenzkomponente zu einem Mischer 70 geführt. Im Mischer 70 wird diese gefilterte Frequenzkomponente mit einem weiteren Lokaloszillationssignal LO2 gemischt, um frequenzumgewandelt zu werden, so daß das resultierende Signal als Quasimikrowellenbandsignal erhalten wird. Anschließend wird dieses Quasimikrowellenbandsignal weiter in einem Ausgangsverstärker 71 und einem Symmetrieglied 72 verarbeitet, um ausgegeben zu werden.
Ein weiterer herkömmlicher Quadraturmodulator gemäß einem Blockschaltbild von 2 ist in "DIGITAL PHASE-SHIFT QUADRATURE FRONTEND FOR LO-INPUTS UP TO 6 GHz " von P. Weger et al., Publication of 20th European Microwave Conference, 1990, Seite 426 offenbart.
Gemäß 2 ist ein 90-Grad-Phasenschieber 80 aus einem Mischer 81 und zwei Sätzen 1/2-Frequenzteilern 82 und 83 im herkömmlichen Quadraturmodulator aufgebaut. In diesem Quadraturmodulator wird das Eingangssignal mit dem Lokaloszillationssignal LO durch den Mischer 81 multipliziert, um Signale mit zueinander entgegengesetzten Phasen und Frequenzen zu erhalten, die doppelt so hoch wie die des Eingangssignals sind. Diese Ausgangssignale werden in den Frequenzteilern 82 und 83 durch 1/2 dividiert, so daß Trägersignale LO_Q und LO_I ausgegeben werden, deren Phasen sich um 90 Grad voneinander unterscheiden und die auch die gleichen Frequenzen wie das o. g. Lokaloszillationssignal LO haben. Mischer 84 und 85 multiplizieren Modulationssignale IF_Q und IF_I mit den Trägersignalen LO_Q und LO_I, um multiplizierte Signale RF als quadraturmodulierte Wellen auszugeben.
Im herkömmlichen Quadraturmodulator von 2 ist der 90-Grad-Phasenschieber 80 durch Siliciumtransistoren als integrierte Halbleiterschaltung hergestellt. Andererseits sind andere Quadraturmodulatoren, die durch solche Verbundhalbleiter wie GaAs als integrierte Schaltung hergestellt sind, z. B. aus "A 1.9-GHz-Band GaAs Direct-Quadrature Modulator IC with a Phase Sifter" von K. Yamamoto et al., IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, Band 28, Nr. 10, Oktober 1993, Seiten 994 bis 1000 herkömmliche bekannt.
3 ist ein Schaltbild des aus dem Verbundhalbleiter in IC-Form hergestellten Quadraturmodulators, der in der o. g. Veröffentlichung offenbart ist. Dieser herkömmliche Mo dulator ist durch einen 90-Grad-Phasenschieber 91, einen Treiber 92 sowie Mischer 93 und 94 gebildet . Der Treiber 92 hat Vorspannungskondensatoren C1 und C2 in der Eingangsstufe und ist so aufgebaut, daß drei Differentialverstärkerstufen unter Verwendung eines aus GaAs hergestellten Feldeffekttransistors kaskadiert sind. Die Trägersignale mit den sich voneinander um 90 Grad unterscheidenden Phasen werden vom 90-Grad-Phasenschieber 91 in diesen Treiber 92 eingegeben, um durch den Treiber 92 verstärkt zu werden. Danach werden die verstärkten Trägersignale zu den Mischern 93 und 94 geführt, in denen diese verstärkten Trägersignale mit dem Modulationssignal multipliziert werden.
Herkömmlich vorgeschlagen wurden auch Verfahren zum Korrigieren von Phasenfehlern eines 90-Grad-Phasenschiebers, z. B. in den JP-A-61-238144 (1986), 2-174343 (1990) und 4-287542 (1992). Als Beispiel ist das Blockschaltbild des in der JP-A-2-174343 beschriebenen Quadraturmodulators in 4 gezeigt. Gemäß dem herkömmlichen Quadraturmodulator von 4 wird das von einem Eingangsanschluß 99 eingegebene Trägersignal durch einen Teiler 100 in zwei aufgeteilte Trägersignale aufgeteilt. Ein aufgeteiltes Trägersignal wird zu einem Mischer 103 geführt, um mit dem von einem Eingangsanschluß 101 zugeführten ersten Modulationssignal multipliziert zu werden, während das andere aufgeteilte Trägersignal in einem variablen Phasenschieber 105 um 90 Grad phasenverschoben und das phasenverschobene Trägersignal zu einem Mischer 104 geführt wird, um mit dem von einem Eingangsanschluß 102 abgeleiteten zweiten Modulationssignal multipliziert zu werden. Die jeweiligen Ausgangssignale von den Mischern 103 und 104 werden in einem Kombinierer 108 miteinander kombiniert, wonach das kombinierte Signal als QPSK-modulierter Träger zu einem Ausgangsanschluß 109 geführt wird.
Zusätzlich zur oben beschriebenen allgemeinen Schaltungsanordnung vergleicht ein Phasenvergleicher 106 dieses herkömmlichen Quadraturmodulators die Phasen der aufgeteilten Trägersignale, um zu detektieren, um wieviel Grad die Phasendifferenz zwischen ihnen gegenüber den ursprünglichen 90 Grad verschoben ist. Das Signal als Darstellung dieser detektier ten Phasendifferenz wird über ein Schleifenfilter 107 zum variablen Phasenschieber 105 als Steuersignal gesendet, so daß der Phasenverschiebungsbetrag des variablen Phasenschiebers 105 so variabel gesteuert wird, daß die Phasendifferenz zwischen den Ausgangssignalen der Mischer 103 und 104 gleich 90 Grad sein kann.
Ferner ist ein weiterer herkömmlicher Quadraturmodulator aus einer Veröffentlichung des Japanese Electronic Information Communication Institute, Frühjahrskonferenz C-80 1993 bekannt, bei dem der 90-Grad-Phasenschieber, der im Quasimikrowellenband betreibbar ist, aus einer passiven Schaltung aufgebaut ist, die ohne Stromverbrauch arbeiten kann, was 5 darstellt. Bei diesem bekannten Quadraturmodulator wird ein 90-Grad-Phasenschieber 112 vom Interdigitaltyp auf einem Substrat 111 eingesetzt. Das über einen Anschluß 113 eingegebene Trägersignal wird durch den 90-Grad-Phasenschieber 112 in ein erstes Trägersignal und ein zweites Trägersignal mit einer vom ersten Trägersignal um 90 Grad abweichenden Phase umgewandelt. Das erste und zweite Trägersignal wird zu Zweiphasenmodulatoren 114 und 115 geführt, die als integrierte Schaltung hergestellt sind, und durch die von Anschlüssen 116 und 117 abgeleiteten Modulationssignale moduliert. Die von den Zweiphasenmodulatoren 114 und 115 ausgegebenen Signale werden in einem auf einem Substrat 118 gebildeten Kombinierer verarbeitet, und die verarbeiteten Signale werden von einem Ausgangsanschluß 119 als QPSK- (Quadraturphasenumtastungs-) modulierte Signale ausgegeben.
In diesem herkömmlichen Quadraturmodulator ist der 90-Grad-Phasenschieber 112 vom Interdigitaltyp auf dem Aluminiumoxidkeramiksubstrat 111 als Dünnfilmschaltung gebildet, und sowohl dieses Aluminiumoxidkeramiksubstrat 111 als auch das Substrat 118 sind mit den Zweiphasenmodulatoren 114 und 115 in ein einzelnes Gehäuse eingebaut, so daß dieser Quadraturmodulator über ein breites Frequenzband von 1,5 GHz mit kleinerem Stromverbrauch arbeiten kann.
Außerdem ist ein weiterer Quadraturmodulator, der im Quasimikrowellenband betreibbar ist, aus der JP-A-5-347529 vom 27. Dezember 1993, bekannt, bei dem der Phasenschieber durch ein passives Element gebildet ist. 6 ist ein Schaltbild eines Beispiels für den in diesem herkömmlichen Quadraturmodulator verwendeten Phasenschieber. In dieser Zeichnung ist der 90-Grad-Phasenschieber so angeordnet, daß ein erster Phasenschieber, aufgebaut durch Kaskadieren einer ersten Phasenverschiebungseinheit 121a und einer ersten Differentialverstärkerschaltung 122a, parallel zu einem zweiten Phasenschieber, aufgebaut durch Kaskadieren einer zweiten Phasenverschiebungseinheit 121b und einer zweiten Differentialverstärkerschaltung 122b im Hinblick auf den Eingang, verbunden ist.
Jede dieser Phasenverschiebungseinheiten 121a und 121b ist aus einer Reihenschaltung zwischen den beiden 4-Anschluß-Phasenschiebern aufgebaut. Gebildet sind diese Phasenschieber auf einem Halbleitersubstrat aus einer Spiralspule, die als Phasenvoreilungselement fungiert, und einem MIM- (Metall-Isolator-Metall-) Kondensator, der als Phasenverzögerungselement fungiert. Hochfrequenz-Eingangssignale RF1 und RF2 mit zueinander entgegengesetzten Phasen werden über den Eingangsanschluß in diese Phasenverschiebungseinheiten 121a und 121b eingegeben und dann durch die Phasenverschiebungseinheiten phasenverschoben, um zwei Arten von Signalen S2A, S2B und S4A, S4B zu erzeugen, die durch Quadraturvektoren dargestellt sind. In diesem Fall ist zu beachten, daß die Phasenverschiebungsbeträge der Phasenverschiebungseinheiten 121a und 121b so eingestellt sind, daß ein kombinierter Vektor S2 zwischen den Signalen S2A und S2B im wesentlichen senkrecht zu einem kombinierten Vektor S4 zwischen den Signalen S4A und S4B ist.
Die o. g. Signale S2A, S2B und S4A, S4B werden in die Gates differenzgepaarter Transistoren in den Differentialverstärkern 122a und 122b geführt, die in der nächsten Stufe vorgesehen sind, und durch diese Differentialverstärker differenzverstärkt, wodurch die resultierenden verstärkten Signale als Signale V1A, V1B und V2A, V2B vom gleichphasigen Ausgangsanschluß bzw. inversen Ausgangsanschluß ausgegeben werden. Verständlich sollte sein, daß sich die Phase des Ausgangssignals V1A von der des Ausgangssignals V2A um 90 Grad unterscheidet, während sich die Phase des Ausgangssignals V1B von der des Ausgangssignals V2B um 90 Grad unterscheidet.
Gemäß diesem herkömmlichen Phasenschieber können gemäß 7 die Signale V1A (V1B) und V2A (V2B), deren Phasen mit einer Genauigkeit von 90° ± 2° verschoben werden können, im Hinblick auf die Hochfrequenzeingangssignale RF1, RF2 im Frequenzbereich von 700 MHz bis 2 GHz erzeugt werden.
Beim o. g. herkömmlichen Quadraturmodulator von 1 werden nach Modulation der Eingangssignale (Lokaloszillatorsignale) durch das Niederfrequenzsignal die modulierten Signale in die Quasimikrowellensignale im Mischer 70 frequenzumgewandelt. Dies hat Nachteile, daß zwei Arten von Signalquellen LO1 und LO2 erforderlich sind, eine komplizierte Schaltungsanordnung benötigt und Störrauschen erzeugt wird.
Obwohl bei einem weiteren herkömmlichen Quadraturmodulator gemäß 2 nur eine Signalquelle LO erforderlich ist, kann der 90-Grad-Phasenschieber, der durch den Bipolartransistor in der integrierten Halbleiterschaltung hergestellt ist, in der Praxis nicht mit Trägerfrequenzen über 1 GHz betrieben werden, auch wenn dieser 90-Grad-Phasenschieber durch die Schaltungsanordnung 80 von 2 oder andere Schaltungsanordnungen realisiert ist. Das heißt, dieser Quadraturmodulator kann nicht im Quasimikrowellenband verwendet werden. Im Gegenteil: Auch wenn dieser Quadraturmodulator in einem solchen Quasimikrowellenband betreibbar wäre, käme es aufgrund der Tatsache, daß aktive Schaltungselemente genutzt werden, zu einem weiteren Problem, daß dieser herkömmliche Quadraturmodulator einen hohen Stromverbrauch hätte.
Da ferner beim herkömmlichen Quadraturmodulator von 3 der 90-Grad-Phasenschieber 91 die aus dem Widerstand und dem Kondensator aufgebaute Filterschaltung nutzt, ist ein Verstärker 92 erforderlich, dessen Ausgangspegel konstant wird, um Unsymmetrie der Ausgangspegel zu korrigieren. Daher kommt es zu einem weiteren Problem, daß der Stromverbrauch erhöht ist. Ein anderes Problem besteht darin, daß wegen der höheren Kosten des Feldeffekttransistors des Verbindungshalbleiters als beim Silicium-Bipolartransistor die Gesamtkosten dieses Quadraturmodulators erhöht wären.
Ein weiterer herkömmlicher Quadraturmodulator von 4 verwendet ein Verfahren zur Verbesserung der Phasenverschiebungsgenauigkeit von 90 Grad auf solche Weise, daß der Phasenschieber aus dem variablen Phasenschieber 105 aufgebaut ist und der durch den Phasenvergleicher 106 detektierte Phasenfehler zum variablen Phasenschieber 105 zurückgeführt wird. Allerdings gibt es keine konkrete Beschreibung der Betriebsfrequenz des variablen Phasenschiebers 105 in der JP-A-2-174343, weshalb dieser herkömmliche Quadraturmodulator nicht im Quasimikrowellenband verwendet werden kann.
Obwohl der Stromverbrauch des herkömmlichen Quadraturmodulators gering ist, ist andererseits eine hohe Fertigungsgenauigkeit für das Muster der Dünnfilmschaltung erforderlich, die zur Bildung des 90-Grad-Phasenschiebers 112 vom Interdigitaltyp auf dem Substrat 111 verwendet wird. Somit ist nachteilig, daß dieser Quadraturmodulator teuer wird und ein komplizierter Aufwand beim Bonden erforderlich ist, um die sehr schmalen Muster miteinander zu verbinden, indem ein feiner Draht, z. B. ein Golddraht, zum Einsatz kommt. Darüber hinaus bestehen weitere Nachteile. Das heißt, da die integrierten Halbleiterschaltungschips der Substrate 111, 118 und die Zweiphasenmodulatoren 114, 115 mit dem Gehäuse durch haftendes Lötmaterial verbunden sind, sind sehr aufwendige Arbeiten erforderlich. Außerdem wären die Kosten und das Volumen dieses Quadraturmodulators erhöht.
Wird ferner der Phasenschieber des herkömmlichen Quadraturmodulators von 6 auf der integrierten Halbleiterschaltung hergestellt, ist es schwierig, die Spiralspule mit einer erwünschten Konstante aufzubauen. Da also ein "empirisches" Verfahren zwangsläufig erforderlich ist, um die erwünschte Spiralspule herzustellen, besteht ein weiterer Nachteil darin, daß ein langwieriger Gestaltungsprozeß notwendig ist. Da zudem starke Schwankungen der Konstanten der Spiralspule und des Kondensators vom MIM-Typ infolge der integrierten Schaltung selbst vorhanden sind, schwankt die resultierende 90-Grad-Phasendifferenz stark. Beim Aufbau einer Spiralspule mit einer Konstante von mehreren hundert nH ist weiterhin eine große Fläche erforderlich, was Probleme verursa chen kann, daß das Gesamtvolumen dieses Quadraturmodulators erhöht ist und hohe Kosten für ihn notwendig sind.
Wie die Kennlinie von 7 zeigt, hat außerdem der Phasenschieber des herkömmlichen Quadraturmodulators Fehler innerhalb von ± 2° im Frequenzbereich von 700 MHz bis 2 GHz.
Unter Berücksichtigung der Schwankung würden die Gesamtfehler weiter steigen. Ferner wäre eine Bandbreite von 1,3 GHz, in der eine gewünschte Phasenverschiebung erreicht werden könnte, eine ungenügende Bandbreite angesichts verschiedener Anwendungen im Quasimikrowellenband.
Die Erfindung kam zustande, um die verschiedenen o. g. Probleme zu lösen, weshalb eine Aufgabe darin besteht, einen Quadraturmodulator bereitzustellen, der den Umlauf eines Eingangssignals zu einem Ausgangsanschluß reduzieren kann, wobei ein Eingangspegel über eine große Frequenzbandbreite eines solchen Hochfrequenzbands wie eines Quasimikrowellenbands geringer ist.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist, einen kompakten und billig produzierten Quadraturmodulator bereitzustellen. Diese Aufgaben werden mit den Merkmalen der Ansprüche gelöst.
Da erfindungsgemäß der 90-Grad-Phasenschieber aus dem Mehrschichtsubstrat aufgebaut ist und die integrierte Halbleitermodulatorschaltung, die die Zweiphasenmodulationsschaltung enthält, auf diesem Mehrschichtsubstrat angeordnet ist, kann der gesamte Quadraturmodulator innerhalb derselben Fläche wie das Mehrschichtsubstrat gebildet sein. Da zudem der 90-Grad-Phasenschieber durch die verteilte Koppelschaltung im Mehrschichtsubstrat angeordnet ist, lassen sich sowohl die Phasenfehler als auch die Differenz zwischen dem Durchgangsverlust und dem Koppelverlust des 90-Grad-Phasenschiebers über ein breites Hochfrequenzband senken.
Diese Aufgaben sowie weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der Erfindung gehen aus der nachfolgenden näheren Beschreibung der Erfindung im Zusammenhang mit den beigefügten Zeichnungen deutlicher hervor. Es zeigen:
1 ein Schaltbild eines Beispiels für einen herkömmlichen Quadraturmodulator;
2 ein schematisches Blockschaltbild eines weiteren herkömmlichen Quadraturmodulators, der durch einen Bipolartransistor in Form einer integrierten Halbleiterschaltung hergestellt ist;
3 ein schematisches Blockschaltbild eines weiteren herkömmlichen Quadraturmodulators, der durch einen Verbindungshalbleiter in Form einer integrierten Halbleiterschaltung hergestellt ist;
4 schematisch die Schaltungsanordnung eines weiteren herkömmlichen Quadraturmodulators mit einer Phasenfehler-Korrektureinrichtung;
5 schematisch die Schaltungsanordnung eines weiteren herkömmlichen Quadraturmodulators, der mit einem 90-Grad-Phasenschieber versehen ist, der aus einer passiven Schaltung aufgebaut ist;
6 ein schematisches Schaltbild eines aus einem passiven Element aufgebauten Phasenschiebers, der in einem weiteren herkömmlichen Quadraturmodulator zum Einsatz kommt;
7 eine grafische Darstellung des Diagramms der Phasen-Frequenz-Kennlinie des Phasenschiebers von 6;
8 eine Perspektivansicht eines Quadraturmodulators gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung;
9 eine Draufsicht auf die erste Schicht des Substrats, das im Quadraturmodulator von 8 verwendet wird; 10 eine Draufsicht auf die m-te Schicht des Substrats, das im Quadraturmodulator von 8 verwendet wird; 11 eine Draufsicht auf die (m+1)-te Schicht des Substrats, das im Quadraturmodulator von 8 verwendet wird;
12 eine Draufsicht auf die (n+1)-te Schicht des Substrats, das im Quadraturmodulator von 8 verwendet wird;
13 ein schematisches Schaltbild des Quadraturmodulators von 8;
14 eine grafische Darstellung einer Kennlinie des Durchgangsverlusts und Koppelverlusts im Quadraturmodulator von 8;
15 eine grafische Darstellung einer Kennlinie der Durchgangsausgabe, Koppelausgabe und Phasendifferenz im Quadraturmodulator von 8; und
16 eine Draufsicht auf einen weiteren Quadraturmodulator gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung.
Im folgenden werden Quadraturmodulatoren gemäß bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung näher beschrieben.
8 ist eine Perspektivansicht eines Quadraturmodulators gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung. 9 bis 12 sind Draufsichten, die verschiedene Schichten des Substrats von 8 darstellen.
Wie 8 schematisch zeigt, ist der Quadraturmodulator gemäß dieser Ausführungsform hauptsächlich gebildet durch ein Mehrschichtsubstrat 1, in das ein 90-Grad-Phasenschieber eingebaut ist, eine integrierte Halbleitermodulatorschaltung 2, in die zwei Sätze aus Zweiphasenmodulatoren und eine Ausgangssignal-Synthetisierschaltung eingebaut sind, und einen Deckel 24.
Das Mehrschichtsubstrat 1 ist aus n Substratschichten aufgebaut, d. h. eine erste Substratschicht (oberste Schicht) 1_l bis eine n-te Substratschicht (unterste Schicht) 1_n . Eine Verdrahtungsebene ist aus einer (n-1)-ten Schicht aufgebaut. Eine auf der ersten Substratschicht 1_l gebildete Oberflächenschicht entspricht einer Schicht zur Montage einer integrierten Halbleiterschaltung oder einer Schicht zum Verbinden des Substrats mit der integrierten Halbleiterschaltung. Wie die Draufsicht von 9 zeigt, ist in der ersten Substratschicht 1_l folgendes gebildet: ein rechtwinkliges Verdrahtungsmuster 3, jeweilige inselförmige Verdrahtungsmuster 5, die um dieses rechtwinklige Verdrahtungsmuster 3 gebildet sind, und ein Muster 6, das eine schmale Breite hat und entlang dem Umfangsabschnitt dieses Substrat gebildet ist und das den Deckel 24 abdichten kann. Ferner sind Kontaktlöcher 4 an vorbestimmten Positionen des Verdrahtungsmusters 3 und Verdrahtungsmusters 5 gebildet, um mit der darunterliegenden Substratschicht elektrisch verbunden zu sein.
Dadurch ist die integrierte Halbleiterschaltung 2 auf dem Verdrahtungsmuster 3 der ersten Substratschicht 1_l ange ordnet und befestigt, und eine Anschlußkontaktstelle der integrierten Halbleiterschaltung 2 ist mit dem entsprechenden Verdrahtungsmuster 3 oder 5 mit Hilfe eines Bonddrahts (Verdrahtungsleitung) 7, z. B. Gold, verbunden (siehe 8).
An einem Seitenabschnitt und einem Bodenabschnitt des Mehrschichtsubstrats 1 sind Trägersignal-Eingangsanschlüsse 8a und 8b, vier Eingangsanschlüsse 9a bis 9d für Modulationssignale (wobei 8 nur zwei Eingangsanschlüsse 9a und 9b zeigt) und zwei Hochfrequenz-Masseanschlüsse 10a und 10b (wobei 8 nur einen Masseanschluß 10a zeigt) als Verdrahtungsmusterformen gebildet. Ferner sind fünf Masseanschlüsse 11a bis 11e (wobei 8 nur zwei Masseanschlüsse 11b und 11c zeigt), ein Stromversorgungsanschluß 12 (nicht in 8 gezeigt) und ein Ausgangsanschluß 13 in den Verdrahtungsmustern am Seitenabschnitt und Bodenabschnitt dieses Mehrschichtsubstrats gebildet.
Zu beachten ist, daß Bezugszahlen der o. g. jeweiligen Anschlüsse, die in Klammern angegeben sind, Anschlüsse bezeichnen, die über die Kontaktlöcher 4 mit dem Verdrahtungsmuster 5 in der Draufsicht der ersten Schicht von 9 verbunden sind. Außerdem sind die Masseanschlüsse 11a bis 11e über die Kontaktlöcher 4 im Verdrahtungsmuster 3 verbunden.
Gemäß der Draufsicht von 10 sind sowohl ein im wesentlichen U-förmiges Verdrahtungsmuster 14, von dem ein Ende mit dem o. g. Trägersignal-Eingangsanschluß 8a verbunden ist, als auch ein weiteres Verdrahtungsmuster 15, von den ein Ende mit dem o. g. Stromversorgungsanschluß 12 verbunden ist, in der m-ten Schicht auf dem m-ten Substrat 1_m gebildet, die einer Zwischenschicht des Mehrschichtsubstrats 1 entspricht. Ferner sind Kontaktlöcher 16 in beiden Enden des Verdrahtungsmusters 14 gebildet, und Kontaktlöcher 17 sind in beiden Enden des Verdrahtungsmusters 15 gebildet.
Wie die Draufsicht von 11 zeigt, ist ein Verdrahtungsmuster 18 zum Verbinden zweier Kontaktlöcher, von dem ein Ende mit dem Trägersignal-Eingangsanschluß 8b verbunden ist, auf einer (m+1)-ten Schicht des (m+1)-ten Substrats 1_m+l des Mehrschichtsubstrats 1 verbunden. Ein Verdrahtungsabschnitt 18a, der an einem Mittelabschnitt des Substrats die ses Verdrahtungsmusters 18 liegt, ist an einem Verdrahtungsabschnitt 14a gebildet, der an einem Mittelabschnitt des Substrats 1_m und einer Position nahe dem Substrat in senkrechter Richtung liegt. Diese Verdrahtungsmuster 14a und 18a bilden den 90-Grad-Phasenschieber, der aus verteilten Koppelschaltungen mit Längen von etwa λg/4 hergestellt ist. Zu beachten ist, daß "λg" eine Wellenlänge auf einer Signalleitung bezeichnet, die durch eine Dicke und die dielektrische Konstante eines Substrats bestimmt ist. Allgemein gesagt ist eine Wellenlänge einer Mittenfrequenz im verwendeten Frequenzbereich als diese Wellenlänge "λg" ausgewählt.
Gemäß der Draufsicht von 12 sind ferner ein Verdrahtungsmuster 20, das mit den jeweiligen Masseanschlüssen 11a bis 11e verbunden ist, und ein Verdrahtungsmuster 22, das mit den o. g. Anschlüssen 8a, 8b, 9a bis 9d, 10a, 10b, 12 und 13 verbunden ist, auf einer (n+1)-ten Schicht einer Unterseite des n-ten Substrats 1_n (d. h. der untersten Schicht) des Mehrschichtsubstrats 1 vorgesehen. Ein Kontaktloch 21, das zum elektrischen Verbinden mit der oberen Substratschicht dient, ist im Verdrahtungsmuster 20 hergestellt, während ein Kontaktloch 23, das zum Verbinden mit der oberen Substratschicht dient, im Verdrahtungsmuster 22 gebildet ist.
Die Anschlüsse 8a, 8b, 9a bis 9d, 10a, 10b, 11a bis 11e, 12 und 13 sind auf dem Mehrschichtsubstrat 1 gebildet, das aus den Verdrahtungsschichten 1 bis (n+1) der Substrate 1_l bis 1_n mit den o. g. Strukturen aufgebaut ist. Nachdem die integrierte Halbleiterschaltung 2 auf dem Mehrschichtsubstrat 1 angeordnet und damit verbunden wurde, wird gemäß 8 der Deckel 24 aufgesetzt, damit er die integrierte Halbleiterschaltung 2 und die Bonddrähte 7 schützt. Alternativ kann zum Schutz der integrierten Halbleiterschaltung 2 und der Bonddrähte 7 statt dieses Deckels 24 ein Harzmaterial aufgetragen werden.
Eine Schaltung des Quadraturmodulators mit der o. g. Struktur gemäß dieser ersten Ausführungsform ist als Schaltbild in 13 dargestellt. Zu beachten ist, daß gleiche Bezugszahlen wie in 8 bis 12 zur Bezeichnung gleicher oder ähnlicher Schaltungselemente in 13 verwendet werden. In
13 verfügt die integrierte Halbleiterschaltung 2 über Mischer 26a, 26b, die einen Zweiphasenmodulator bilden, und eine Synthetisier- (Kombinier-) Schaltung 27. In 13 sind der Stromversorgungsanschluß 12 und die Masseanschlüsse 11a bis 11e weggelassen.
Im folgenden werden Operationen dieses Quadraturmodulators anhand von 13 beschrieben. Ein Trägersignal wird in einen der Eingangsanschlüsse 8a und 8b eingegeben, und der andere Eingangsanschluß ist über einen Endwiderstand und einen Kondensator mit der Masseebene verbunden, wodurch er im Hinblick auf den Hochfrequenzschaltungsaufbau an Masse gelegt ist. Das vom Eingangsanschluß 8a oder 8b zugeführte Trägersignal wird durch die verteilte Koppelschaltung, die aus den o. g. Verdrahtungsmustern 14 und 18 aufgebaut ist, in zwei (ein erstes und ein zweites) Trägersignal mit voneinander um 90 Grad abweichenden Phasen aufgeteilt, wonach diese aufgeteilten Trägersignale zu den Mischern 26a und 26b geführt werden. Im Mischer 26a wird das eingegebene erste Trägersignal mit ersten Modulations- (Modulier-) Signalen multipliziert, die zueinander entgegengesetzte Phasen haben und von den Eingangsanschlüssen 9c und 9d zugeführt werden. Im Mischer 26b wird das zweite Trägersignal mit einer gegenüber dem ersten Trägersignal um 90 Grad verschobenen Phase mit zweiten Modulations- (Modulier-) Signalen multipliziert, die zueinander entgegengesetzte Phasen haben und von den Eingangsanschlüssen 9a und 9b zugeführt werden. Die Bezugszahlen 10a und 10b stellen Kondensatoren dar, die im Hinblick auf den Hochfrequenzschaltungsaufbau an Masse gelegt sind.
Die Synthetisierschaltung 27 synthetisiert das Zweiphasenmodulations- (modulierte) Signal, das von den Mischern 26a und 26b durch Multiplikation erhalten wird, und die resultierenden phasenmodulierten Vierphasensignale werden vom Ausgangsanschluß 13 ausgegeben.
14 ist ein Diagramm einer Kennlinie von Durchgangsverlust und Koppelverlust im Quadraturmodulator dieser ersten Ausführungsform. Auf der Abszisse von 14 ist die Frequenz aufgetragen, während ihre Ordinate die Verstärkung und Isolierung darstellt. In dieser grafische Darstellung zeigt eine Kurve "I" die Verstärkung (Durchgangsverlust) des Signalübertragungswegs, die vom Trägersignal-Eingangsanschluß 8a (8b) zum Eingangsanschluß des Mischers 26b (26a) erreicht wird, eine weitere Kurve "II" zeigt die Isolierung (Koppelverlust) zwischen beiden Eingangsanschlüssen der Mischer 26a und 26b, und noch eine weitere Kurve "III" stellt einen Koppelbetrag eines Signals vom Eingangsanschluß 8a (8b) zum Mischer 26a (26b) unter der Bedingung dar, daß die Mittenfrequenz mit 2,4 GHz ausgewählt ist.
Andererseits zeigt 15 ein weiteres Diagramm, in dem die Ordinate eine Phasendifferenz zwischen einer Durchgangsausgabe und einer Koppelausgabe in dieser ersten Ausführungsform angibt. Das heißt, diese Ordinate zeigt eine Phasendifferenz zwischen den Trägersignalen, die zu den Eingangsanschlüssen der Mischer 26a und 26b geführt werden. Auf der Abszisse ist die Frequenz aufgetragen.
Wie aus den Kurven I und III von 14 hervorgeht, entspricht die Frequenzbandbreite, in der die Differenz zwischen Durchgangsverlust und Koppelbetrag unter 1 dB liegt, 1,25 GHz in der Festlegung von 1,85 GHz bis 3,10 GHz. Hierbei ist eine Winkelverschiebung gegenüber 90 Grad in der Phasendifferenz zwischen Durchgangsausgabe und Koppelausgabe kleiner oder gleich 1 Grad, was 15 zeigt. Aus dieser Beschreibung ließe sich ableiten, daß der zuvor erläuterte Quadraturmodulator gemäß der ersten Ausführungsform über einen solchen breiten Frequenzbereich betriebsfähig ist. Wie die Grafik von 15 zeigt, entspricht außerdem die Frequenzbandbreite, in der die Winkelverschiebung gegenüber 90 Grad in der zuvor erläuterten Phasendifferenz kleiner oder gleich 2 Grad wird, etwa 3 GHz, d. h. diese Frequenzbandbreite ist viel größer als die des herkömmlichen Quadraturmodulators.
Zu beachten ist in diesem Meßbeispiel, daß gemäß der Kurve III von 14 der maximale Koppelbetrag etwa –3,5 dB beträgt, während der minimale Durchgangsverlustbetrag etwa –3 dB ist, was die Kurve I zeigt. Ist die Differenz zwischen dem maximalen Koppelbetrag und minimalen Durchgangsverlustbetrag mit 1 dB ausgewählt, damit der maximale Koppelbetrag größer als diese Differenz wird, wird eine Bandbreite, in der die Differenz zwischen Durchgangsverlust und Koppelbetrag kleiner oder gleich 1 dB ist, groß, so daß es möglich ist, einen 90-Grad-Phasenschieber aufzubauen, der über das Quasimikrowellenband ab 1 GHz betreibbar ist, wobei wenige Eingangssignale um das Ausgangssignal umlaufen.
Da gemäß der ersten Ausführungsform, wie 8 zeigt, der Quadraturmodulator durch Einbau des 90-Ghrad-Phasenschiebers unter Verwendung des Mehrschichtsubstrats 1 und auch durch Einbau zweier Sätze von Zweiphasenmodulatoren und der gleichphasigen Ausgangssignal-Synthetisierschaltung unter Verwendung der integrierten Halbleitermodulatorschaltung 2 angeordnet ist, lassen sich der 90-Grad-Phasenschieber, der integrierte Halbleitermodulatorschaltungschip und andere Verdrahtungsmuster auf derselben Fläche fertigen. Außerdem können das Mehrschichtsubstrat und das Gehäuse in einen Körper eingebaut sein. Somit läßt sich im Vergleich zum herkömmlichen Quadraturmodulator ein kompakterer Quadraturmodulator billig herstellen, der mit niedrigem Stromverbrauch betreibbar ist.
Im folgenden wird ein Quadraturmodulator gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung beschrieben. In 16 ist der Quadraturmodulator der zweiten Ausführungsform in Draufsicht gezeigt. Gemäß dieser zweiten Ausführungsform ist ein 90-Grad-Phasenschieber aus einem Zweischichtsubstrat aufgebaut, und da die zweite Schicht die Masseebene bildet, ist ein Verdrahtungsmuster nur auf der ersten Schicht geformt. 16 stellt das auf dieser ersten Schicht gebildete Verdrahtungsmuster dar. Anders ausgedrückt ist auf einem ersten Substrat 31₁ folgendes gefertigt: eine integrierte Halbleitermodulatorschaltung 32 zum Einbau zweier Sätze aus Zweiphasenmodulatoren und der gleichphasigen Ausgangssignal-Synthetisier- (Kombinier-) Schaltung darin, ein rechtwinkliges Verdrahtungsmuster 33 sowie inselförmige Verdrahtungsmuster 34a bis 38, die um dieses rechtwinklige Verdrahtungsmuster 33 getrennt gebildet sind. Ferner sind Verdrahtungsmuster 39 bis 41 und ein Bereich 43, der eine schmale Breite hat und ent lang der Umfangskante dieses ersten Substrats 31₁ gebildet ist, auf dem ersten Substrat 31₁ gebildet.
Gemäß 16 ist die integrierte Halbleiterschaltung 32 auf dem Verdrahtungsmuster 33 angeordnet und befestigt, und die Verdrahtungsmuster 34a bis 38, die den Anschlußkontaktstellen der integrierten Halbleiterschaltung 32 entsprechen, sind durch Bonddrähte 44, z. B. Gold, verbunden. In dieser Ausführungsform ist zu beachten, daß die Verdrahtungsmuster 34a und 34b Verdrahtungsmuster sind, die mit einem Eingangsabschluß eines ersten Modulationssignals zu verbinden sind, und die Verdrahtungsmuster 35a und 35b Verdrahtungsmustern entsprechen, die mit einem Eingangsanschluß eines zweiten Modulationssignals zu verbinden sind. Ferner ist das Verdrahtungsmuster 36 ein Verdrahtungsmuster, das mit einem Stromversorgungsanschluß zu verbinden ist, die Verdrahtungsmuster 37a und 37b entsprechen Verdrahtungsmustern, die mit einem Hochfrequenz-Masseanschluß zu verbinden sind, und das Verdrahtungsmuster 38 ist ein Verdrahtungsmuster, das mit einem Ausgangsanschluß zu verbinden ist. Wie schwarze Vollkreise in 16 zeigen, sind Kontaktlöcher in den Kantenabschnitten dieser Verdrahtungsmuster auf der Substratseite gebildet.
Ein weiteres Verdrahtungsmuster 39, von dem ein Ende über ein Kontaktloch 45 mit einem Eingangsanschluß eines ersten Trägersignals verbunden ist und von dem das andere Ende über einen Bonddraht 46 mit einer vorgewählten Anschlußkontaktstelle der integrierten Halbleitermodulatorschaltung verbunden ist, hat einen schmalen Mittelabschnitt und ist zickzackförmig ausgebildet. Andererseits ist bei einem weiteren Verdrahtungsmuster 40 ein Ende über ein Kontaktloch 47 mit einem Eingangsanschluß eines zweiten Trägersignals verbunden, und das andere Ende liegt an einem Mittelabschnitt des Substrats und hat eine schmale Breite, was mit der Bezugszahl 40a angegeben ist. Ein Ende eines Verdrahtungsmusters 41 hat eine schmale Breite und liegt ebenfalls an einem Mittelabschnitt des Substrats (durch die Bezugszahl 41a dargestellt), während das andere Ende dieses Verdrahtungsmusters 41 eine große Breite hat und über einen Bonddraht 48 mit einer vorbe stimmten Anschlußkontaktstelle der integrierten Halbleitermodulatorschaltung 32 verbunden ist.
Die Endabschnitte 40a und 41a der am o. g. Mittelabschnitt des Substrats liegenden Verdrahtungsmuster sind über einen Bonddraht 42 miteinander verbunden. Außerdem sind sowohl das Verdrahtungsmuster 40 als auch das Verdrahtungsmuster 41 benachbart zu einem Abschnitt des Verdrahtungsmusters 39 getrennt positioniert. Dadurch bilden die Verdrahtungsmuster 39, 40 und 41 den 90-Grad-Phasenschieber durch die verteilte Koppelschaltung vom Seitenkoppeltyp.
In diesem zweiten Quadraturmodulator ist der Eingangsanschluß für das erste Trägersignal oder der Eingangsanschluß für das zweite Trägersignal über den Endwiderstand und den Kondensator im Hinblick auf den Hochfrequenzschaltungsaufbau ähnlich an Masse gelegt, und das vom anderen Eingangsanschluß eingegebene Trägersignal wird in zwei Arten von Trägersignalen mit voneinander um 90 Grad abweichenden Phasen durch den 90-Grad-Phasenschieber aufgeteilt, der durch die o. g. verteilte Koppelschaltung aufgebaut ist. Danach werden diese aufgeteilten Trägersignale zur integrierten Halbleitermodulatorschaltung 32 geführt, um moduliert zu werden. Schließlich werden die modulierten Trägersignale über das Verdrahtungsmuster 38 zum Ausgangsanschluß als quadraturmodulierte Signale ausgegeben.
Obwohl dies in 16 nicht gezeigt ist, kann der Zweckmäßigkeit halber die Oberfläche der ersten Schicht 31₁ mit einem Deckel abgedeckt oder mit einem Harzmaterial beschichtet sein, um die integrierte Halbleitermodulatorschaltung 32, die verschiedenen Verdrahtungsmuster und die Drähte ähnlich wie in der ersten Ausführungsform zu schützen.
Da gemäß der zweiten Ausführungsform nur eine Schicht verfügbar ist, um das Verdrahtungsmuster darauf zu bilden, ist der Quadraturmodulator dieser zweite Ausführungsform von sich aus nicht so kompakt. Da aber nur zwei Musteroberflächen eines einzelnen Substrats vorhanden sind, d. h. die Vorder-und Rückseite, können die Herstellungskosten des zweiten Quadraturmodulator gegenüber dem ersten Quadraturmodulator gesenkt sein.
Verständlich sollte sein, daß obwohl die zuvor beschriebenen Quadraturmodulatoren der ersten und zweiten Ausführungsform im Quasimikrowellenband arbeitsfähig sind, diese Modulatoren im Mikrowellenband genutzt werden können. Außerdem ist die Erfindung nicht auf die in den o. g. Ausführungsformen beschriebenen Verdrahtungsmuster beschränkt, z. B. sind die Formen der Verdrahtungsmuster 3 und 33 nicht auf die zuvor beschriebenen rechtwinkligen Muster beschränkt. Nur weil angestrebt ist, das Verdrahtungsmuster 14 mit der Länge λg/4 in einer kleinen Fläche unterzubringen, ist die Form dieses Verdrahtungsmusters 14 beschreibungsgemäß im wesentlichen U-förmig. Steht alternativ eine größere Fläche zum Unterbringen des Verdrahtungsmusters zur Verfügung, ist die Form dieses Verdrahtungsmusters gerade, denn ein solches gerades Verdrahtungsmuster kann bessere Kennwerte als im U-förmigen Muster erreichen. Ähnlich läßt sich dieser Gedanke auf die Form des Verdrahtungsmusters 39 anwenden.
Wie zuvor näher beschrieben wurde, ist gemäß dem Quadraturmodulator der Erfindung der 90-Grad-Phasenschieber im Mehrschichtsubstrat durch Einsatz einer verteilten Koppelschaltung mit einem kleinen Phasenfehler und einer kleinen Differenz zwischen dem Durchgangsverlust des 90-Grad-Phasenschiebers und seinem Koppelbetrag vorgesehen. Dadurch läßt sich ein solcher Quadraturmodulator realisieren, daß der Eingangspegel im Hochfrequenzband, z. B. im Quasimikrowellenband, über einen breiten Bereich gering ist und daß zudem wenige Eingangssignale um den Ausgangsanschluß umlaufen.
Weiterhin ist erfindungsgemäß die integrierte Halbleitermodulatorschaltung, die die Quadraturmodulatorschaltungseinheit enthält, auf dem Mehrschichtsubstrat zum Aufbau des 90-Grad-Phasenschiebers angeordnet, so daß der gesamte Quadraturmodulator innerhalb derselben Fläche als Mehrschichtsubstrat gefertigt ist. Somit läßt sich ein kompakter Quadraturmodulator billig herstellen und mit geringerem Stromverbrauch betreiben.

Claims

Quadraturmodulator zum Modulieren eines Phasensignals in einem Hochfrequenzband mit: einem Mehrschichtsubstrat (1) mit einem 90-Grad-Phasenschieber, der auf einer Schicht des Mehrschichtsubstrats realisiert ist, wobei der 90-Grad-Phasenschieber geeignet ist, ein Eingangsträgersignal in ein erstes Trägersignal und ein zweites Trägersignal mit einer vom ersten Trägersignal um 90 Grad abweichenden Phase durch eine verteilte Koppelschaltung aufzuteilen; einer integrierten Halbleiterschaltung (2, 32), die auf dem Mehrschichtsubstrat (1) angeordnet ist, wobei die integrierte Halbleiterschaltung (2, 32) zwei Sätze von Zweiphasenmodulationsschaltungseinheiten (26a, 26b) enthält und über eine Verdrahtungsleitung mit dem Mehrschichtsubstrat (1) verbunden ist, wobei die Zweiphasenmodulationsschaltungseinheiten (26a, 26b) geeignet sind, das vom 90-Grad-Phasenschieber abgeleitete erste Trägersignal und zweite Trägersignal auf der Grundlage eines extern eingegebenen Modulationssignals zu modulieren und dadurch quadraturmodulierte Signale auszugeben; und einer Schutzeinrichtung (24) zum Schützen der integrierten Halbleiterschaltung (2, 32) und der Verdrahtungsleitung zu Schutzzwecken.
Quadraturmodulator nach Anspruch 1, wobei: das Mehrschichtsubstrat mindestens aufweist: eine erste oberste Schicht (1_l ) mit einem Bereich, auf dem die integrierte Halbleiterschaltung (2) angeordnet und befestigt ist, wobei ein Verdrahtungsmuster (5) zum Verbinden einer Kontaktstelle der integrierten Halbleiterschaltung (2) über eine Verdrahtungsleitung (7) mit einem Anschluß (8a, 8b) des 90-Grad-Phasenschiebers; auf der ersten Schicht gebildet ist; mehrere zweite Zwischenschichten (1₂ bis 1_n-1 ), die mit unterschiedlichen Eingangsanschlüssen (8a, 8b) für die Trägersignale verbunden sind, wobei die verteilte Koppelschaltung durch die Verdrahtungsmuster (14, 18) gebildet ist, die zwischen der oberen zweiten Schicht (1₂ ) und der unteren zweiten Schicht (1_n-1 ) geformt sind; und eine dritte unterste Schicht (1_n ) zum Bilden einer Masseebene.
Quadraturmodulator nach Anspruch 1, wobei: das Mehrschichtsubstrat (1) mindestens aufweist: eine erste oberste Schicht (31₁ ) mit mindestens einem ersten Verdrahtungsmuster (39, 41) zum Verbinden einer Kontaktstelle der integrierten Halbleiterschaltung (32) über eine Verdrahtungsleitung (46, 48) mit einem Anschluß des 90-Grad-Phasenschiebers, einem Bereich, auf dem die integrierte Halbleiterschaltung (32) angeordnet und befestigt ist, und einem zweiten Verdrahtungsmuster (34a, 34b, 35a, 35b, 36, 37a, 37b), dessen eine Enden mit unterschiedlichen Eingangsanschlüssen für die Trägersignale verbunden sind, zum Bilden der verteilten Koppelschaltung vom Seitenkoppeltyp; und eine zweite untere Schicht zum Bilden einer Masseebene.
Quadraturmodulator nach Anspruch 3, wobei das erste und zweite Verdrahtungsmuster Längen haben, die im wesentlichen gleich 1/4 Wellenlänge einer Mittenfrequenz im Hinblick auf ein verwendetes Frequenzband sind.
Quadraturmodulator nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei Verdrahtungsmuster (22) auf einem Seitenkantenabschnitt des Mehrschichtsubstrats gebildet sind und die Verdrahtungsmuster (22) einen Trägersignal-Eingangsanschluß (8a, 8b) zum Eingeben des Trägersignals in den 90-Grad-Phasenschieber, einen Hochfrequenz-Masseanschluß (10a, 10b), einen Anschluß (12) zum Ansteuern der integrierten Halbleiterschaltung (2, 32), einen Modulationssignal-Eingangsanschluß (9a bis 9d) zum Eingeben des Modulationssignals in die integrierte Halbleiterschaltung (2, 32) und einen Ausgangsanschluß (13) zum Ableiten der modulierten Signale von einer in der integrierten Halbleiterschaltung (2, 32) verwendeten Synthetisierschaltung (27) bilden.
Quadraturmodulator nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die in der integrierten Halbleiterschaltung (2, 32) verwendeten Quadraturmodulationsschaltungseinheiten aus folgendem aufgebaut sind: einem ersten und einem zweiten Zweiphasenmodulator (26a, 26b) zum getrennten Modulieren des ersten Trägersignals und des zweiten Trägersignals, die von den 90-Grad-Phasenschiebern abgeleitet sind, auf der Grundlage des extern eingegebenen Modulationssignals; und einer gleichphasigen Synthetisierschaltung (27) zum Synthetisieren des Ausgangssignals vom ersten Zweiphasenmodulator mit dem Ausgangssignal vom zweiten Zweiphasenmodulator in einem gleichphasigen Zustand und zum externen Ausgeben des synthetisierten Modulationssignals.