JPH05347529A - 移相回路及び直交変復調装置 - Google Patents
移相回路及び直交変復調装置Info
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- JPH05347529A JPH05347529A JP17907392A JP17907392A JPH05347529A JP H05347529 A JPH05347529 A JP H05347529A JP 17907392 A JP17907392 A JP 17907392A JP 17907392 A JP17907392 A JP 17907392A JP H05347529 A JPH05347529 A JP H05347529A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】本発明は、移相回路において、消費電力が小さ
くかつ不要周波数成分を発生しない移相回路を得る。 【構成】移相手段１５、１６、１７、１８を複数個の受
動素子２０、２１、２２、２３でなる位相素子によつて
構成すると共に、当該移相手段１５、１６、１７、１８
を複数段直列接続して第１及び第２の位相変調手段１
１、１２を構成し、並列接続された第１及び第２の位相
変調手段１１、１２の最終出力段より入力信号Ｓ０を所
定角度位相変調した第１及び第２の移相出力Ｓ２、Ｓ４
を出力する。これにより消費電力が格段的に小さくかつ
不要輻射が発生しない広帯域で動作する移相回路を実現
できる。
くかつ不要周波数成分を発生しない移相回路を得る。 【構成】移相手段１５、１６、１７、１８を複数個の受
動素子２０、２１、２２、２３でなる位相素子によつて
構成すると共に、当該移相手段１５、１６、１７、１８
を複数段直列接続して第１及び第２の位相変調手段１
１、１２を構成し、並列接続された第１及び第２の位相
変調手段１１、１２の最終出力段より入力信号Ｓ０を所
定角度位相変調した第１及び第２の移相出力Ｓ２、Ｓ４
を出力する。これにより消費電力が格段的に小さくかつ
不要輻射が発生しない広帯域で動作する移相回路を実現
できる。
Description
【０００１】
【目次】以下の順序で本発明を説明する。 産業上の利用分野 従来の技術（図４及び図５） 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段（図１） 作用（図２及び図３） 実施例（図１〜図３） 発明の効果
【０００２】
【産業上の利用分野】本発明は移相回路及び直交変復調
装置に関し、例えば準マイクロ波帯域のように高周波帯
域の信号位相を変調する場合に適用して好適なものであ
る。
装置に関し、例えば準マイクロ波帯域のように高周波帯
域の信号位相を変調する場合に適用して好適なものであ
る。
【０００３】
【従来の技術】今日、自動車電話や携帯電話をはじめと
する陸上移動体通信の利用が普及しつつあるが加入者数
の増大のため現行の周波数帯域によるの無線通信では信
号帯域が不足してきており、この帯域不足を補うために
準マイクロ波帯域（ 0.8〔GHz〕〜２〔GHz 〕）を用い
たデイジタル通信サービスの提供が検討されている。
する陸上移動体通信の利用が普及しつつあるが加入者数
の増大のため現行の周波数帯域によるの無線通信では信
号帯域が不足してきており、この帯域不足を補うために
準マイクロ波帯域（ 0.8〔GHz〕〜２〔GHz 〕）を用い
たデイジタル通信サービスの提供が検討されている。
【０００４】このデイジタル通信サービスの場合、デイ
ジタル位相変調方式を用いるため受信機側に受信された
高周波信号の位相を90度ずらす移相回路が必要であり、
従来このように高周波信号の位相を90度ずらす技術とし
ては、図４に示すような90度移相回路が提案されている
（文献「DIGITAL PHASE-SHIFT QUADRATURE FRONTENDFOR
LO-INPUTS UP TO 6 GHZ 」（European Microwave Conf
erance 1990 p.p. 424 〜p.p.428 ））。
ジタル位相変調方式を用いるため受信機側に受信された
高周波信号の位相を90度ずらす移相回路が必要であり、
従来このように高周波信号の位相を90度ずらす技術とし
ては、図４に示すような90度移相回路が提案されている
（文献「DIGITAL PHASE-SHIFT QUADRATURE FRONTENDFOR
LO-INPUTS UP TO 6 GHZ 」（European Microwave Conf
erance 1990 p.p. 424 〜p.p.428 ））。
【０００５】この９０度移相回路１は、ミキサ２の入力
端子に局部発振信号ＬＯ（図５（Ａ））を同時に入力す
ると、位相が互いに 180度異なり周波数が２倍の２つの
２倍波ＣＫ１及びＣＫ２（図５（Ｂ）及び図５（Ｃ））
として２分周回路３及び４に出力するようになされてい
る。
端子に局部発振信号ＬＯ（図５（Ａ））を同時に入力す
ると、位相が互いに 180度異なり周波数が２倍の２つの
２倍波ＣＫ１及びＣＫ２（図５（Ｂ）及び図５（Ｃ））
として２分周回路３及び４に出力するようになされてい
る。
【０００６】ここで２分周回路３及び４は当該２倍波Ｃ
Ｋ１及びＣＫ２を信号波の立ち上がりで２分周すると、
位相が互いに90度異なる２分周信号ＬＯＱ、ＬＯＩ（図
５（Ｄ）、図５（Ｅ））をそれぞれミキサ５及び６に出
力して高周波信号ＲＦに乗算し、位相が互いに９０度異
なる乗算出力を９０度移相信号ＩＦＱ１、ＩＦＱ２及び
ＩＦＩ１、ＩＦＩ２として出力するようになされてい
る。
Ｋ１及びＣＫ２を信号波の立ち上がりで２分周すると、
位相が互いに90度異なる２分周信号ＬＯＱ、ＬＯＩ（図
５（Ｄ）、図５（Ｅ））をそれぞれミキサ５及び６に出
力して高周波信号ＲＦに乗算し、位相が互いに９０度異
なる乗算出力を９０度移相信号ＩＦＱ１、ＩＦＱ２及び
ＩＦＩ１、ＩＦＩ２として出力するようになされてい
る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところがこの９０度移
相回路１を移動体通信装置の直交変復調回路の１部とし
て用いると、ミキサを使用するために周波数変換効率が
悪く、また多くの消費電力が必要となるため電池駆動に
よる携帯型の無線端末では電池の寿命が不必要に短くな
り、携帯用には適さないという問題があつた。またミキ
サ２を使用しているため２倍波以外の不要な高周波数成
分が多く発生し、不要輻射によつて性能が劣化するとい
う問題があつた。
相回路１を移動体通信装置の直交変復調回路の１部とし
て用いると、ミキサを使用するために周波数変換効率が
悪く、また多くの消費電力が必要となるため電池駆動に
よる携帯型の無線端末では電池の寿命が不必要に短くな
り、携帯用には適さないという問題があつた。またミキ
サ２を使用しているため２倍波以外の不要な高周波数成
分が多く発生し、不要輻射によつて性能が劣化するとい
う問題があつた。
【０００８】本発明は以上の点を考慮してなされたもの
で、消費電力が小さくかつ不要周波数成分を発生しない
移相回路を提案しようとするものである。
で、消費電力が小さくかつ不要周波数成分を発生しない
移相回路を提案しようとするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め本発明においては、直列接続された複数段の移相手段
１５、１６の最終出力段より入力信号Ｓ０を位相変調し
た第１の移相出力Ｓ２を出力する第１の位相変調手段１
１と、第１の位相変調手段１１に並列接続され、直列接
続された複数段の移相手段１７、１８の最終出力端より
第１の移相出力Ｓ２に対して位相が所定角異なる第２の
移相出力Ｓ４を出力する第２の位相変調手段１２とを備
え、複数段の移相手段１５、１６、１７及び１８は複数
個の受動素子２０Ａ〜２０Ｄ、２１Ａ〜２１Ｄ、２２Ａ
〜２２Ｄ、２３Ａ〜２３Ｄでなる位相素子によつてそれ
ぞれ構成されるようにする。
め本発明においては、直列接続された複数段の移相手段
１５、１６の最終出力段より入力信号Ｓ０を位相変調し
た第１の移相出力Ｓ２を出力する第１の位相変調手段１
１と、第１の位相変調手段１１に並列接続され、直列接
続された複数段の移相手段１７、１８の最終出力端より
第１の移相出力Ｓ２に対して位相が所定角異なる第２の
移相出力Ｓ４を出力する第２の位相変調手段１２とを備
え、複数段の移相手段１５、１６、１７及び１８は複数
個の受動素子２０Ａ〜２０Ｄ、２１Ａ〜２１Ｄ、２２Ａ
〜２２Ｄ、２３Ａ〜２３Ｄでなる位相素子によつてそれ
ぞれ構成されるようにする。
【００１０】
【作用】複数段の移相手段１５、１６、１７及び１８を
複数個の受動素子２０Ａ〜２０Ｄ、２１Ａ〜２１Ｄ、２
２Ａ〜２２Ｄ、２３Ａ〜２３Ｄでなる位相素子によつて
構成し、能動素子を用いないことにより消費電力を格段
的に低下させることができる。これにより移相回路を携
帯型の通信端末に使用する場合、連続使用時間を従来に
比して格段的に延長することができ、またこれにより不
要輻射の発生をなくすことができる。
複数個の受動素子２０Ａ〜２０Ｄ、２１Ａ〜２１Ｄ、２
２Ａ〜２２Ｄ、２３Ａ〜２３Ｄでなる位相素子によつて
構成し、能動素子を用いないことにより消費電力を格段
的に低下させることができる。これにより移相回路を携
帯型の通信端末に使用する場合、連続使用時間を従来に
比して格段的に延長することができ、またこれにより不
要輻射の発生をなくすことができる。
【００１１】
【実施例】以下図面について、本発明の一実施例を詳述
する。
する。
【００１２】図１において、１０は全体として半導体基
板上に形成された９０度移相回路を示し、９０度移相回
路１０は２系統の移相部１１、１２及び差動増幅回路１
３、１４によつて構成されており、２系統の移相部１１
及び１２は入力信号の位相を変移させ、互いに直交する
４組の移相出力Ｓ２Ａ、Ｓ２Ｂ、Ｓ４Ａ、Ｓ４Ｂを後段
の差動増幅回路１３及び１４に出力するようになされて
いる。
板上に形成された９０度移相回路を示し、９０度移相回
路１０は２系統の移相部１１、１２及び差動増幅回路１
３、１４によつて構成されており、２系統の移相部１１
及び１２は入力信号の位相を変移させ、互いに直交する
４組の移相出力Ｓ２Ａ、Ｓ２Ｂ、Ｓ４Ａ、Ｓ４Ｂを後段
の差動増幅回路１３及び１４に出力するようになされて
いる。
【００１３】ここで第１及び第２の移相部１１及び１２
はそれぞれ４端子移相器１５、１６及び１７、１８の直
列接続によつて構成されており、各４端子移相器１５、
１６及び１７、１８は半導体基板上に進相素子として形
成された角型スパイラルコイル及び遅相素子として形成
されたＭＩＭ（Metal Insulator Metal ）型コンデンサ
によつて構成されている。
はそれぞれ４端子移相器１５、１６及び１７、１８の直
列接続によつて構成されており、各４端子移相器１５、
１６及び１７、１８は半導体基板上に進相素子として形
成された角型スパイラルコイル及び遅相素子として形成
されたＭＩＭ（Metal Insulator Metal ）型コンデンサ
によつて構成されている。
【００１４】この実施例の場合、４端子移相器１５は入
力端子１５Ａ及び１５Ｂに互いに逆位相の入力信号Ｓ０
（高周波信号ＲＦ１及びＲＦ２）を入力すると、当該入
力端子１５Ａ及び１５Ｂ間に並列接続されたＭＩＭ型コ
ンデンサ２０Ａと角型スパイラルコイル２１Ａ及び角型
スパイラルコイル２２ＡとＭＩＭ型コイル２３Ａによつ
て位相を変移させ、次段の４端子移相器１６に出力する
ようになされている。
力端子１５Ａ及び１５Ｂに互いに逆位相の入力信号Ｓ０
（高周波信号ＲＦ１及びＲＦ２）を入力すると、当該入
力端子１５Ａ及び１５Ｂ間に並列接続されたＭＩＭ型コ
ンデンサ２０Ａと角型スパイラルコイル２１Ａ及び角型
スパイラルコイル２２ＡとＭＩＭ型コイル２３Ａによつ
て位相を変移させ、次段の４端子移相器１６に出力する
ようになされている。
【００１５】このとき４端子移相器１５は、ＭＩＭ型コ
ンデンサ２０Ａと角型スパイラルコイル２１Ａの接続中
点及び角型スパイラルコイル２２ＡとＭＩＭ型コンデン
サ２３Ａの接続中点をそれぞれ出力端子１５Ｃ及び１５
Ｄとし、各出力端子１５Ｃ及び１５Ｄより入力信号を進
相及び遅相した移相出力Ｓ１Ａ（ベクトルＯＡ）及びＳ
１Ｂ（ベクトルＯＢ）を次段の４端子移相器１６に出力
するようになされている（図２（Ａ））。
ンデンサ２０Ａと角型スパイラルコイル２１Ａの接続中
点及び角型スパイラルコイル２２ＡとＭＩＭ型コンデン
サ２３Ａの接続中点をそれぞれ出力端子１５Ｃ及び１５
Ｄとし、各出力端子１５Ｃ及び１５Ｄより入力信号を進
相及び遅相した移相出力Ｓ１Ａ（ベクトルＯＡ）及びＳ
１Ｂ（ベクトルＯＢ）を次段の４端子移相器１６に出力
するようになされている（図２（Ａ））。
【００１６】一方、４端子移相器１６は、前段の４端子
移相器１５と同様、ＭＩＭ型コンデンサ２０Ｂ、２３Ｂ
及び角型スパイラルコイル２１Ｂ、２２Ｂの並列接続に
よつて構成されており、入力端子１６Ａ及び１６Ｂより
入力される入力信号Ｓ１（ベクトルＡＢ）の位相を変移
させ、位相出力Ｓ２Ａ（ベクトルＡＣ）及びＳ２Ｂ（ベ
クトルＡＤ）を差動増幅回路１３に出力するようになさ
れている。
移相器１５と同様、ＭＩＭ型コンデンサ２０Ｂ、２３Ｂ
及び角型スパイラルコイル２１Ｂ、２２Ｂの並列接続に
よつて構成されており、入力端子１６Ａ及び１６Ｂより
入力される入力信号Ｓ１（ベクトルＡＢ）の位相を変移
させ、位相出力Ｓ２Ａ（ベクトルＡＣ）及びＳ２Ｂ（ベ
クトルＡＤ）を差動増幅回路１３に出力するようになさ
れている。
【００１７】ここで各出力端子１６Ｃ及び１６Ｄには、
それぞれ一方の端子を接地した終端抵抗Ｒ１及びＲ２が
接続されており、当該終端抵抗Ｒ１及びＲ２の端子間に
出力信号Ｓ２（ベクトルＣＤ）が現れるようになされて
いる。
それぞれ一方の端子を接地した終端抵抗Ｒ１及びＲ２が
接続されており、当該終端抵抗Ｒ１及びＲ２の端子間に
出力信号Ｓ２（ベクトルＣＤ）が現れるようになされて
いる。
【００１８】また４端子位相器１７及び１８は上述の４
端子位相器１５及び１６と同様、それぞれＭＩＭ型コン
デンサ２０Ｃ、２３Ｃ及び角型スパイラルコイル２１
Ｃ、２２Ｃの並列接続、及びＭＩＭ型コンデンサ２０
Ｄ、２３Ｄ及び角型スパイラルコイル２１Ｄ、２２Ｄの
並列接続によつて構成されている。
端子位相器１５及び１６と同様、それぞれＭＩＭ型コン
デンサ２０Ｃ、２３Ｃ及び角型スパイラルコイル２１
Ｃ、２２Ｃの並列接続、及びＭＩＭ型コンデンサ２０
Ｄ、２３Ｄ及び角型スパイラルコイル２１Ｄ、２２Ｄの
並列接続によつて構成されている。
【００１９】ここで４端子位相器１７は入力端子１７Ａ
及び１７Ｂより入力される入力信号Ｓ０（ベクトルＯ
Ｉ）の位相を変移させると、位相出力Ｓ３Ａ（ベクトル
ＯＥ）及びＳ３Ｂ（ベクトルＯＦ）を次段の４端子位相
器１８に出力し、また４端子位相器１８は入力端子１８
Ａ及び１８Ｂに入力される位相出力Ｓ３（ベクトルＥ
Ｆ）の位相を変移させると、位相出力Ｓ４Ａ（ベクトル
ＥＧ）及びＳ４Ｂ（ベクトルＥＨ）を差動増幅回路１４
に出力するようになされている。
及び１７Ｂより入力される入力信号Ｓ０（ベクトルＯ
Ｉ）の位相を変移させると、位相出力Ｓ３Ａ（ベクトル
ＯＥ）及びＳ３Ｂ（ベクトルＯＦ）を次段の４端子位相
器１８に出力し、また４端子位相器１８は入力端子１８
Ａ及び１８Ｂに入力される位相出力Ｓ３（ベクトルＥ
Ｆ）の位相を変移させると、位相出力Ｓ４Ａ（ベクトル
ＥＧ）及びＳ４Ｂ（ベクトルＥＨ）を差動増幅回路１４
に出力するようになされている。
【００２０】このとき各出力端子１８Ｃ及び１８Ｄに
は、それぞれ一方の端子を接地した終端抵抗Ｒ３及びＲ
４が接続されており、当該終端抵抗Ｒ３及びＲ４の端子
間に現れる出力信号Ｓ４（ベクトルＧＨ）を接地してい
ない他方の端子を介して差動増幅回路１４に出力するよ
うになされている。
は、それぞれ一方の端子を接地した終端抵抗Ｒ３及びＲ
４が接続されており、当該終端抵抗Ｒ３及びＲ４の端子
間に現れる出力信号Ｓ４（ベクトルＧＨ）を接地してい
ない他方の端子を介して差動増幅回路１４に出力するよ
うになされている。
【００２１】因に角型スパイラルコイルは数百〔nH〕、
またＭＩＭ型コンデンサは 0.1〔pF〕〜 0.2〔pF〕の容
量に設定され、90度移相回路１０は所定周波数の範囲に
おいて並列接続された初段の４端子位相器１５及び１７
から互いに３０度の位相差を有する位相出力Ｓ１及びＳ
３を出力し、また次段の４端子位相器１６及び１８から
互いに９０度の位相差を有する位相出力Ｓ２及びＳ４を
出力するようになされている。
またＭＩＭ型コンデンサは 0.1〔pF〕〜 0.2〔pF〕の容
量に設定され、90度移相回路１０は所定周波数の範囲に
おいて並列接続された初段の４端子位相器１５及び１７
から互いに３０度の位相差を有する位相出力Ｓ１及びＳ
３を出力し、また次段の４端子位相器１６及び１８から
互いに９０度の位相差を有する位相出力Ｓ２及びＳ４を
出力するようになされている。
【００２２】また差動増幅回路１３及び１４は、差動対
を構成する電解効果トランジスタ（ＦＥＴ）１３Ａ、１
３Ｂ及び１４Ａ、１４Ｂと、当該ソースに共通に接続さ
れて電流源を構成する電解効果トランジスタ１３Ｃ、１
４Ｃと、コレクタ抵抗１３Ｄ、１３Ｅ及び１４Ｄ、１４
Ｅにより構成されるようになされている。
を構成する電解効果トランジスタ（ＦＥＴ）１３Ａ、１
３Ｂ及び１４Ａ、１４Ｂと、当該ソースに共通に接続さ
れて電流源を構成する電解効果トランジスタ１３Ｃ、１
４Ｃと、コレクタ抵抗１３Ｄ、１３Ｅ及び１４Ｄ、１４
Ｅにより構成されるようになされている。
【００２３】この差動増幅回路１３及び１４は、終端抵
抗Ｒ１、Ｒ２及びＲ３、Ｒ４の各端子間に生じる電圧を
差動入力端に入力し、位相が互いに90度ずれた４つの平
衡信号を同相出力Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂ及び反転出力Ｖ１Ａ、
Ｖ１Ｂとして出力するようになされている。
抗Ｒ１、Ｒ２及びＲ３、Ｒ４の各端子間に生じる電圧を
差動入力端に入力し、位相が互いに90度ずれた４つの平
衡信号を同相出力Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂ及び反転出力Ｖ１Ａ、
Ｖ１Ｂとして出力するようになされている。
【００２４】以上の構成において、初段の４端子移相回
路１５及び１７に位相が互いに 180度異なる平衡信号Ｓ
０（ベクトルＯＩ）が入力されると、当該４端子移相回
路１５及び１７は角型スパイラルコイル及びＭＩＭ型コ
ンデンサで構成される進相素子及び遅延素子に基づいて
位相を変移させ、出力端より位相が互いに30度異なる位
相出力Ｓ１（ベクトルＡＢ）及びＳ３（ベクトルＥＦ）
を出力する。
路１５及び１７に位相が互いに 180度異なる平衡信号Ｓ
０（ベクトルＯＩ）が入力されると、当該４端子移相回
路１５及び１７は角型スパイラルコイル及びＭＩＭ型コ
ンデンサで構成される進相素子及び遅延素子に基づいて
位相を変移させ、出力端より位相が互いに30度異なる位
相出力Ｓ１（ベクトルＡＢ）及びＳ３（ベクトルＥＦ）
を出力する。
【００２５】続く次段の４端子移相回路１６及び１８は
入力端１６Ａ、１６Ｂ及び１８Ａ、１８Ｂに各移相出力
Ｓ１Ａ（ベクトルＯＡ）、Ｓ１Ｂ（ベクトルＯＢ）及び
Ｓ３Ａ（ベクトルＯＥ）及びＳ３Ｂ（ベクトルＯＦ）を
入力すると、同様に進相素子及び遅延素子に基づいて位
相をさらに60度変移させ、出力端より差動増幅回路１３
及び１４に位相が互いに90度異なる位相出力Ｓ２（ベク
トルＣＤ）及びＳ３（ベクトルＧＨ）をそれぞれ出力す
る。
入力端１６Ａ、１６Ｂ及び１８Ａ、１８Ｂに各移相出力
Ｓ１Ａ（ベクトルＯＡ）、Ｓ１Ｂ（ベクトルＯＢ）及び
Ｓ３Ａ（ベクトルＯＥ）及びＳ３Ｂ（ベクトルＯＦ）を
入力すると、同様に進相素子及び遅延素子に基づいて位
相をさらに60度変移させ、出力端より差動増幅回路１３
及び１４に位相が互いに90度異なる位相出力Ｓ２（ベク
トルＣＤ）及びＳ３（ベクトルＧＨ）をそれぞれ出力す
る。
【００２６】これにより差動増幅回路１３及び１４から
は、図２（Ｅ）に示すように、互いに９０度位相がずれ
た４つの平衡信号Ｖ１Ａ、Ｖ２Ａ、Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂ（ベ
クトルＯＩ、ＯＫ、ＯＪ、ＯＬ）が出力される。この実
施例の場合、９０度移相回路１０は、図３に示すように
７００〔ＭＨＺ〕〜２〔ＧＨＺ〕までの広い周波数範囲
において±２度の精度で位相を合わせ込むことができ、
従来の調整範囲（数１０〔ＭＨＺ〕）に対して格段的に
引き込み範囲の広い９０度移相回路を実現できる。
は、図２（Ｅ）に示すように、互いに９０度位相がずれ
た４つの平衡信号Ｖ１Ａ、Ｖ２Ａ、Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂ（ベ
クトルＯＩ、ＯＫ、ＯＪ、ＯＬ）が出力される。この実
施例の場合、９０度移相回路１０は、図３に示すように
７００〔ＭＨＺ〕〜２〔ＧＨＺ〕までの広い周波数範囲
において±２度の精度で位相を合わせ込むことができ、
従来の調整範囲（数１０〔ＭＨＺ〕）に対して格段的に
引き込み範囲の広い９０度移相回路を実現できる。
【００２７】以上の構成によれば、角型スパイラルコイ
ル及びＭＩＭ型コンデンサの受動素子によつて４端子移
相回路を構成すると共に、当該４端子移相回路をそれぞ
れ２段縦列接続した移相部１１及び１２を並列接続し、
初段及び次段で平衡信号Ｓ０及びＳ１、Ｓ２をそれぞれ
所定角づつ移相して出力することにより、従来に比して
消費電力を一段と小さくでき、かつ周辺機器の誤動作の
原因となる不要輻射をなくすことができる。
ル及びＭＩＭ型コンデンサの受動素子によつて４端子移
相回路を構成すると共に、当該４端子移相回路をそれぞ
れ２段縦列接続した移相部１１及び１２を並列接続し、
初段及び次段で平衡信号Ｓ０及びＳ１、Ｓ２をそれぞれ
所定角づつ移相して出力することにより、従来に比して
消費電力を一段と小さくでき、かつ周辺機器の誤動作の
原因となる不要輻射をなくすことができる。
【００２８】なお上述の実施例においては、４端子移相
回路１５、１６及び１７、１８を２段縦続に接続した移
相部１１及び１２を並列接続する場合について述べた
が、本発明はこれに限らず、４端子移相回路を３段以上
縦列に接続することにより移相部１１及び１２を構成し
ても良い。
回路１５、１６及び１７、１８を２段縦続に接続した移
相部１１及び１２を並列接続する場合について述べた
が、本発明はこれに限らず、４端子移相回路を３段以上
縦列に接続することにより移相部１１及び１２を構成し
ても良い。
【００２９】また上述の実施例においては、１段目の４
端子移相回路１５及び１７における移相出力Ｓ１及びＳ
３の位相差を30度とし、２段目の４端子移相回路１６及
び１８における移相出力Ｓ２及びＳ４の位相差を90度と
する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、１
段目の位相差を他の値、例えば45度の位相差とする場合
にも広く適用し得る。
端子移相回路１５及び１７における移相出力Ｓ１及びＳ
３の位相差を30度とし、２段目の４端子移相回路１６及
び１８における移相出力Ｓ２及びＳ４の位相差を90度と
する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、１
段目の位相差を他の値、例えば45度の位相差とする場合
にも広く適用し得る。
【００３０】さらに上述の実施例においては、４端子位
相回路１５、１６、１７及び１８をそれぞれ角型スパイ
ラルコイル及びＭＩＭ型コンデンサで構成する場合につ
いて述べたが、本発明はこれに限らず、他の受動素子に
よつて構成する場合にも広く適用し得る。
相回路１５、１６、１７及び１８をそれぞれ角型スパイ
ラルコイル及びＭＩＭ型コンデンサで構成する場合につ
いて述べたが、本発明はこれに限らず、他の受動素子に
よつて構成する場合にも広く適用し得る。
【００３１】さらに上述の実施例においては、９０度移
相回路１０を移動体通信における携帯端末の直交変復調
部に使用する場合について述べたが、本発明はこれに限
らず、他の電子機器の直交変復調部として用いる場合に
も広く適用し得る。
相回路１０を移動体通信における携帯端末の直交変復調
部に使用する場合について述べたが、本発明はこれに限
らず、他の電子機器の直交変復調部として用いる場合に
も広く適用し得る。
【００３２】
【発明の効果】上述のように本発明によれば、移相手段
を複数個の受動素子でなる位相素子によつて構成すると
共に、当該移相手段を複数段直列接続してなり、最終出
力段より入力信号を所定角度位相変調して出力する第１
及び第２の位相変調手段を並列接続することによつて移
相回路を構成することにより、消費電力を格段的に小さ
くかつ不要輻射を発生しないようにすることができる。
を複数個の受動素子でなる位相素子によつて構成すると
共に、当該移相手段を複数段直列接続してなり、最終出
力段より入力信号を所定角度位相変調して出力する第１
及び第２の位相変調手段を並列接続することによつて移
相回路を構成することにより、消費電力を格段的に小さ
くかつ不要輻射を発生しないようにすることができる。
【図１】本発明による移相回路の一実施例を示すブロツ
ク図である。
ク図である。
【図２】その動作の説明に供する電気ベクトル図であ
る。
る。
【図３】その動作特性の説明に供する特性曲線図であ
る。
る。
【図４】従来例の移相回路の説明に供するブロツク図で
ある。
ある。
【図５】その動作の説明に供する信号波形図である。
１０……９０度移相回路、１１、１２……移相部、１
３、１４……差動増幅回路、１３Ａ、１３Ｂ、１３Ｃ、
１４Ａ、１４Ｂ、１４Ｃ……電解効果トランジスタ、Ｒ
１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、１３Ｄ、１３Ｅ、１４Ｄ、１４
Ｅ……抵抗、２０Ａ、２０Ｂ、２０Ｃ、２０Ｄ、２３
Ａ、２３Ｂ、２３Ｃ、２３Ｄ……角型スパイラルコイ
ル、２１Ａ、２１Ｂ、２１Ｃ、２１Ｄ、２２Ａ、２２
Ｂ、２２Ｃ、２２Ｄ……ＭＩＭ型コンデンサ。
３、１４……差動増幅回路、１３Ａ、１３Ｂ、１３Ｃ、
１４Ａ、１４Ｂ、１４Ｃ……電解効果トランジスタ、Ｒ
１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、１３Ｄ、１３Ｅ、１４Ｄ、１４
Ｅ……抵抗、２０Ａ、２０Ｂ、２０Ｃ、２０Ｄ、２３
Ａ、２３Ｂ、２３Ｃ、２３Ｄ……角型スパイラルコイ
ル、２１Ａ、２１Ｂ、２１Ｃ、２１Ｄ、２２Ａ、２２
Ｂ、２２Ｃ、２２Ｄ……ＭＩＭ型コンデンサ。
Claims (5)
- 【請求項１】直列接続された複数段の移相手段の最終出
力段より入力信号を位相変調した第１の移相出力を出力
する第１の位相変調手段と、 上記第１の位相変調手段に並列接続され、直列接続され
た上記複数段の移相手段の最終出力端より上記第１の移
相出力に対して位相が所定角異なる第２の移相出力を出
力する第２の位相変調手段とを具え、上記複数段の移相
手段はそれぞれ複数個の受動素子でなる位相素子によつ
て構成されることを特徴とする移相回路。 - 【請求項２】上記第１及び第２の位相変調手段はそれぞ
れ２段の移相手段より構成され、最終出力段より互いに
位相が所定角異なる第１及び第２の移相出力を出力する
ことを特徴とする請求項１に記載の移相回路。 - 【請求項３】上記第１及び第２の移相変調手段は、上記
入力信号として位相が互いに１８０度異なる信号を入力
し、最終出力端より互いに位相が直交する第１及び第２
の移相出力を出力することを請求項１に記載の移相回
路。 - 【請求項４】上記移相手段はスパイラルコイルとＭＩＭ
型コンデンサにより構成されることを特徴とする請求項
１に記載の移相回路。 - 【請求項５】直列接続された複数段の移相手段の最終出
力段より入力信号の位相を変調した第１の移相出力を出
力する第１の位相変調手段と、 上記第１の位相変調手段に並列接続され、直列接続され
た上記複数段の移相手段の最終出力端より上記第１の移
相出力に対して位相が所定角異なる第２の移相出力を出
力する第２の位相変調手段と、 上記第１及び第２の移相出力を入力し、互いに逆相の第
１及び第２の出力信号を出力する第１及び第２の増幅手
段とを具え、上記複数段の移相手段は、複数個の受動素
子でなる位相素子によつてそれぞれ構成されることを特
徴とする直交変復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17907392A JPH05347529A (ja) | 1992-06-12 | 1992-06-12 | 移相回路及び直交変復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17907392A JPH05347529A (ja) | 1992-06-12 | 1992-06-12 | 移相回路及び直交変復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05347529A true JPH05347529A (ja) | 1993-12-27 |
Family
ID=16059622
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17907392A Pending JPH05347529A (ja) | 1992-06-12 | 1992-06-12 | 移相回路及び直交変復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05347529A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5561401A (en) * | 1994-03-28 | 1996-10-01 | Nec Corporation | Quadrature modulator operable in quasi-microwave band of digital communication system |
| CN110597757A (zh) * | 2019-10-17 | 2019-12-20 | 南京嵩枫电子科技有限公司 | 毫米波宽带小型化芯片 |
-
1992
- 1992-06-12 JP JP17907392A patent/JPH05347529A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5561401A (en) * | 1994-03-28 | 1996-10-01 | Nec Corporation | Quadrature modulator operable in quasi-microwave band of digital communication system |
| CN110597757A (zh) * | 2019-10-17 | 2019-12-20 | 南京嵩枫电子科技有限公司 | 毫米波宽带小型化芯片 |
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