JP2970394B2

JP2970394B2 - 直交変調装置

Info

Publication number: JP2970394B2
Application number: JP6082292A
Authority: JP
Inventors: 将穂峰尾
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1994-03-28
Filing date: 1994-03-28
Publication date: 1999-11-02
Anticipated expiration: 2014-11-02
Also published as: NO951132D0; JPH07273820A; EP0675621A3; DE69531469D1; EP0675621A2; CA2145622A1; NO951132L; NO317315B1; CA2145622C; CN1106742C; EP0675621B1; CN1128450A; US5561401A; DE69531469T2

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は直交変調装置に係り、特
に準マイクロ波帯域のような高周波数帯域の信号位相を
変調する場合に適用して好適なディジタル通信用の直交
変調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１０は従来の直交変調装置の一例の回
路図を示す。同図中、プリント配線板５０には、９０度
移相回路５１と、ダイオード５２ａ、５３ａ、高インピ
ーダンス線路５４ａ及び５５ａなどからなる第１のミキ
サ５６ａと、ダイオード５２ｂ、５３ｂ、高インピーダ
ンス線路５４ｂ及び５５ｂなどからなる第２のミキサ５
６ｂと、平衡−不平衡変換回路５７ａ、５７ｂと信号合
成用抵抗５８などの回路素子が搭載され、また、搬送波
入力端子５９と第１のミキサ５６ａに接続された変調信
号入力端子６０ａ及び６１ａと、第２のミキサ５６ｂに
接続された変調信号入力端子６０ｂ及び６１ｂと、抵抗
５８の両端に接続された出力端子６２が設けられてい
る。

【０００３】この直交変調装置はダイオード型変調装置
と称され、入力端子５９より入力された搬送波は９０度
移相回路５１により互いに位相が９０度異なる２種類の
搬送波とされ、一方の搬送波は第１のミキサ５６ａに供
給されて入力端子６０ａ及び６１ａより入力された互い
に逆相の第１の変調信号と乗算され、他方の搬送波は第
２のミキサ５６ｂに供給されて入力端子６０ｂ及び６１
ｂより入力された互いに逆相の第２の変調信号と乗算さ
れる。第１及び第２のミキサ５６ａ及び５６ｂより取り
出された第１及び第２の乗算出力は、トランス５７ａ、
５７ｂを通して抵抗５８で合成された後、出力端子６２
より直交変調波として出力される。

【０００４】しかし、この従来の直交変調装置は、＋
２０ｄＢ_ｍ程度の高い搬送波入力レベルが必要、漏
洩搬送波と出力信号との差が−２０ｄＢ程度しかとれな
い、９０度移相回路５１の構成が難しい、帯域が狭
い、大きい容積が必要で装置が大型化する、などの問
題がある。

【０００５】そこで、従来はこのダイオード型変調装置
の問題を解決するために、直交変調装置を半導体集積回
路で構成する方法がとられている。例えば、米国の電気
電子技術者協会（ＩＥＥＥ）の１９９２年発行の学会
誌、バイポーラ・サーキッツ・アンド・テクノロジー・
ミーティング３．２の５９ページ〜６２ページに記載さ
れた論文「ディジタル・セルラー通信のためのＱＰＳＫ
変調装置」には、図１１の回路系統図に示す如き直交変
調装置が開示されている。

【０００６】同図に示すように、この従来の直交変調装
置では、局部発振信号ＬＯ１を移相器６５により互いに
位相が９０度異なる第１及び第２の信号とした後、第１
の信号はミキサ６６に供給して互いに逆相の同相信号Ｉ
と乗算し、第２の信号はミキサ６７に供給して互いに逆
相の直交信号Ｑと乗算し、それぞれの乗算出力信号を合
成アンプ６８に供給して合成することによりＱＰＳＫ変
調波を得る。このＱＰＳＫ変調波は、帯域フィルタ特性
を有する濾波回路６９により必要な周波数成分のみ濾波
された後、ミキサ７０に供給されて局部発振信号ＬＯ２
と周波数変換されることにより準マイクロ波帯の信号と
され、更に出力アンプ７１、平衡−不平衡変換回路７２
をそれぞれ介して出力される。

【０００７】

【０００８】

【０００９】一方、ガリウム砒素のような化合物半導
体で集積回路化した直交変調装置も従来より知られてい
る（例えば、Ｋ．Ｙａｍａｍｏｔｏ他、”Ａ１．９−
ＧＨｚ−ＢａｎｄＧａＡｓＤｉｒｅｃｔ−Ｑｕａｄ
ｒａｔｕｒｅＭｏｄｕｌａｔｏｒＩＣｗｉｔｈ
ａＰｈａｓｅＳｈｉｆｔｅｒ”，ＩＥＥＥＪＯＵ
ＲＮＡＬＯＦＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥＣＩＲＣＵ
ＩＴＳ”，ＶＯＬ．２８，ＮＯ．１０，ＯＣＴＯＢＥＲ
１９９３，ｐｐ．９９４−１０００）。

【００１０】図１２は上記の文献に開示されている、
化合物半導体で集積回路化した直交変調装置の回路図を
示す。この従来装置は、９０度移相回路９１、増幅回路
９２、ミキサ９３及び９４より構成されている。増幅回
路９２は前段にバイアスキャパシタを有し、ガリウム砒
素からなる電界効果トランジスタを用いた差動増幅回路
が３段縦続接続された構成で、９０度移相回路９１より
互いに９０度位相が異なる搬送波が入力され、これを増
幅してミキサ９３、９４に供給し、ここで変調信号と乗
算させる。

【００１１】また、従来より、９０度移相回路の位相
誤差を補正する方法もいくつか提案されている（例え
ば、特開昭６１−２３８１４４号、特開平２−１７４３
４３号、特開平４−２８７５４２号、各公報）。一例と
して特開平２−１７４３４３号公報記載の直交変調装置
のブロック図を図１３に示す。この従来の直交変調装置
は図１３において、入力端子９９より入力された搬送波
信号を分岐回路１００で２分岐し、一方はミキサ１０３
に供給して入力端子１０１よりの第１の変調信号と乗算
させ、他方は可変移相器１０５により９０度移相させた
後ミキサ１０４に供給して入力端子１０２よりの第２の
変調信号と乗算させる。ミキサ１０３、１０４の各出力
信号は合成回路１０８で合成されて出力端子１０９へＱ
ＰＳＫ変調波として出力される。

【００１２】この一般的な構成に加えて上記の従来装置
は、ミキサ１０３、１０４に供給されるそれぞれの搬送
波を位相比較器１０６でそれらの位相差が本来の９０度
からどれだけずれているかを検出し、その検出位相差に
応じた信号をループフィルタ１０７を介して可変移相器
１０５に制御信号として供給し、可変移相器１０５の移
相量を、ミキサ１０３、１０４の各出力信号の位相差が
９０度になるように可変制御する。

【００１３】また、従来、準マイクロ波帯で使用でき
る９０度移相器を消費電力の無い受動回路で構成した図
１４に示す如き直交変調装置も知られている（１９９３
年電子情報通信学会春季大会Ｃ−８０）。この従来の直
交変調装置では、基板１１１上にインターディジタル型
９０度移相器１１２を設け、この９０度移相器１１２に
より端子１１３を介して入力される搬送波を互いに位相
が９０度異なる第１及び第２の搬送波にして、集積回路
化されている２相変調器１１４、１１５にそれぞれ供給
し、ここで端子１１６、１１７よりの変調信号で変調さ
せる。この２相変調器１１４、１１５の各出力信号は、
基板１１８上に設けられた合成回路などを介して出力端
子１１９へ４相位相変調波として出力される。

【００１４】この従来の直交変調装置では、インターデ
ィジタル型９０度移相器１１２をアルミナ・セラミクス
基板１１１上に薄膜回路で形成し、この基板１１１と基
板１１８を２相変調器１１４、１１５と共に一つのパッ
ケージに組み込むことにより、１．５ＧＨｚ帯の広帯域
で消費電力の少ない構成とされている。

【００１５】更に、従来、移相回路を受動素子で構成
した準マイクロ波帯で使用される直交変調装置も知られ
ている（特開平５−３４７５２９号公報）。図１５はこ
の従来の直交変調装置における移相回路の一例の回路図
を示す。同図において、９０度移相回路は第１の移相部
１２１ａ及び第１の差動増幅回路１２２ａの縦続接続回
路からなる第１の移相回路と、第２の移相部１２１ｂ及
び第２の差動増幅回路１２２ｂの縦続接続回路からなる
第２の移相回路とが入力に対して並列に接続された構成
である。

【００１６】移相部１２１ａと１２１ｂはそれぞれ二つ
の４端子移相器の直列回路からなり、これらは半導体基
板上に進相素子としてのスパイラルコイルと、遅相素子
としてのＭＩＭ（ＭｅｔａｌＩｎｓｕｌａｔｏｒＭ
ｅｔａｌ）コンデンサとにより形成されている。これら
の移相部１２１ａ及び１２１ｂは入力端子に互いに逆相
の高周波入力信号ＲＦ１及びＲＦ２が入力され、これを
移相してそれぞれ直交するベクトルで表される２種類の
信号Ｓ２Ａ及びＳ２Ｂと、Ｓ４Ａ及びＳ４Ｂとを出力す
る。ここで、信号Ｓ２Ａ及びＳ２Ｂの合成ベクトルＳ２
と、信号Ｓ４Ａ及びＳ４Ｂの合成ベクトルＳ４とはそれ
ぞれほぼ直交するように、移相部１２１ａ及び１２１ｂ
の移相量が設定されている。

【００１７】上記の信号Ｓ２Ａ及びＳ２Ｂと、Ｓ４Ａ及
びＳ４Ｂは次段の差動増幅回路１２２ａ及び１２２ｂの
差動対トランジスタのゲートに入力され、ここで差動増
幅されて同相出力端子と反転出力端子にそれぞれ信号Ｖ
１Ａ及びＶ１Ｂ、Ｖ２Ａ及びＶ２Ｂとして出力される。
ここで、出力信号Ｖ１Ａ及びＶ２Ａは互いに位相が９０
度異なり、また、出力信号Ｖ１Ｂ及びＶ２Ｂも互いに位
相が９０度異なる。

【００１８】この従来の移相回路によれば、例えば図
１６に示すように、７００ＭＨｚ〜２ＧＨｚまでの周波
数範囲の高周波入力信号ＲＦ１及びＲＦ２に対し、９０
°±２°の精度で位相を合わせた信号Ｖ１Ａ（Ｖ１Ｂ）
とＶ２Ａ（Ｖ２Ｂ）を出力することができる。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記の従来
装置のうち図１１に示した従来装置は、低周波数で変調
した後、ミキサ７０で準マイクロ波帯に周波数変換して
いるため、信号源がＬＯ１とＬＯ２の２種類必要で、ま
た、構成が複雑になり、スプリアス雑音が発生するとい
う欠点がある。

【００２０】

【００２１】また、図１２に示した従来装置は、９０
度移相回路９１が抵抗とコンデンサとで構成された濾波
回路を利用しているため、出力レベルの不平衡を補正す
るために出力レベルが一定になるような増幅回路９２が
必要となり、消費電力が増大するという問題がある。ま
た、化合物半導体の電界効果トランジスタはシリコン・
バイポーラ・トランジスタに比べて高価であるため、装
置全体を高価なものとするという問題もある。

【００２２】図１３に示した従来装置は、移相器を可
変移相器１０５で構成し、位相比較器１０６で検出した
位相誤差を可変移相器１０５に帰還することにより、９
０度の移相精度を高める方法をとっている。しかし、こ
の従来装置が記載されている特許公開公報には、可変移
相器１０５の具体的な記述は無く、この従来装置は準マ
イクロ波帯で使用できるものではない。

【００２３】また、図１４に示した従来装置は、消費
電力が少ないものの、基板１１１上にインターディジタ
ル型９０度移相回路１１２を構成するための薄膜回路の
パターンに高い精度が要求されるため、高価となるう
え、微細なパターンの接続に金等の細線をボンディング
するため手間がかかる。更に、この従来装置では、基板
１１１及び１１８や２相変調器１１４及び１１５の半導
体集積回路チップをパッケージにろう材で接着するため
手間がかかり、高価であり、また、容積が大きいという
欠点もある。

【００２４】更に、図１５に示した従来装置の移相回
路は、半導体集積回路上に構成する場合、スパイラルコ
イルを所望の定数通りに構成する方法が困難であり、試
行錯誤が必要なため設計に時間がかかるという欠点があ
る。また、この従来回路では、スパイラルコイルやＭＩ
Ｍ型コンデンサの定数には集積回路個体によるばらつき
が大きいため、求める９０度位相差もばらつきが大き
い。更に、この従来回路では、数百ｎＨという定数のス
パイラルコイルを構成するには大きな面積を必要とする
ため、装置全体の容積が大きくなり、また高価であると
いう問題もある。

【００２５】また、この従来装置の移相回路では、図
１６に示した特性からわかるように、７００ＭＨｚ〜２
ＧＨｚまでの周波数範囲で２度の誤差を有しており、こ
れにばらつきを考慮すると誤差が大きいという欠点もあ
る。また更に、この移相回路の所望の移相が得られる帯
域幅１．３ＧＨｚは、準マイクロ波帯での多様な用途を
考える場合、やや不十分な帯域幅である。

【００２６】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
準マイクロ波帯のような高周波数帯の広い周波数帯域に
亘って入力レベルが小さく、入力信号の出力端子への回
り込みを小さくすることができる直交変調装置を提供す
ることを目的とする。

【００２７】また、本発明の他の目的は、小型で、安価
な構成の直交変調装置を提供することにある。

【００２８】

【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、分布結合回路により入力搬送波を位相が互
いに９０度異なる第１及び第２の搬送波に分割して出力
する９０度移相回路を構成する多層基板と、多層基板上
に配線を介して回路接続され、９０度移相回路からの該
第１及び第２の搬送波を外部入力変調信号で変調し、直
交変調された変調波を出力する直交変調回路部を内蔵す
る半導体集積回路と、半導体集積回路及び配線を保護す
る保護手段とを有する構成としたものである。

【００２９】ここで、前記多層基板は、前記半導体集
積回路のパッドと前記９０度移相回路の端子とを配線を
介して接続する配線パターンが形成され、かつ、半導体
集積回路が載置固定される領域を有する最上層の第１の
基板と、搬送波入力端子に一端が接続され、かつ、両端
に上層との電気的接続のためのビアホールが穿設された
略Ｕ字状の配線パターンが形成されており、上下間の配
線パターンにより分布結合回路を構成する、それぞれ異
なる搬送波入力端子に接続された中間層の複数の第２の
基板と、接地面を形成する最下層の第３の基板とを少な
くとも含むことが、装置の小型化の点で好ましい。

【００３０】また、前記多層基板は、少なくとも前記
半導体集積回路のパッドと前記９０度移相回路の端子と
を配線を介して接続する第１の配線パターンと、半導体
集積回路が載置固定される領域と、一端が第１の搬送波
入力端子に第１のビアホールを介して接続され、他端が
ボンディングワイヤを介して前記半導体集積回路の所定
のパッドに接続され、中央部分が細く、かつ、ジグザグ
状に形成された第２の配線パターンと、第２の搬送波入
力端子に第２のビアホールを介して一端が接続され、他
端が細幅で、第２の配線パターンに近接離間して配置さ
れた第３の配線パターンと、一端が細幅で第３の配線パ
ターンの細幅の端部にボンディングワイヤを介して接続
され、かつ、他端が太幅で半導体集積回路の他の所定の
パッドに接続された、第２の配線パターンに近接離間し
て配置された第４の配線パターンとを有し、第２乃至第
４の配線パターンにより側結合型の前記分布結合回路に
よる９０度移相回路を構成する上層の第１の基板と、接
地面を形成する下層の第２の基板とよりなる構成とする
ことが、装置の低価格化の点で好ましい。

【００３１】

【作用】本発明では、９０度移相回路を多層基板により
構成し、この多層基板上に直交変調回路部を内蔵する変
調器半導体集積回路が搭載されるため、多層基板と同一
面積内に直交装置全体を作成することができる。また、
多層基板による９０度移相回路は分布結合回路による構
成であるため、広い高周波数帯域に亘って９０度移相回
路の通過損失と結合量の差及び位相誤差を小とすること
ができる。

【００３２】

【実施例】次に、本発明の実施例について説明する。図
１は本発明になる直交変調装置の第１実施例の斜視図、
図２乃至図５はそれぞれ図１の各層の基板の平面図を示
す。図１に示すように、本実施例は９０度移相回路を組
み込んだ多層基板１と、２相変調器を２回路と出力信号
同相合成回路とを組み込んだ変調器半導体集積回路２
と、蓋２４とより大略構成されている。

【００３３】多層基板１は最上層である第１層の基板１
_１から最下層の第ｎ層の基板１_ｎまでの全部でｎ層から
なる。第１層の基板１_１は半導体集積回路組み立て層あ
るいは基板と半導体集積回路との接続層であり、図２の
平面図に示すように、矩形の配線パターン３と、その周
囲に点在して形成された島状の配線パターン５と、周縁
に沿って形成された、蓋２４をシールするための細幅の
パターン６とが形成され、更に配線パターン３の所定位
置と配線パターン５のそれぞれには下層の基板と電気的
接続を行うためのビアホール４が穿設されている。

【００３４】これにより、第１層基板１_１の配線パター
ン３上には図１に示すように、半導体集積回路２が載置
固定され、半導体集積回路２の端子パッドが対応する配
線パターン３あるいは５に、金などのボンディングワイ
ヤ（配線）７により接続される。

【００３５】また、多層基板１の側部及び底部には、搬
送波入力端子８ａ及び８ｂと、４つの変調信号入力端子
９ａ〜９ｄ（図１にはそのうち片側の２つの入力端子９
ａ及び９ｂのみが図示されている）と、２つの高周波接
地端子１０ａ及び１０ｂ（図１にはそのうち片側の１つ
の接地端子１０ａのみが図示されている）と、５つの接
地端子１１ａ〜１１ｅ（図１にはそのうち２つの接地端
子１１ｂ及び１１ｃが図示されている）と、図１には図
示されていない電源端子１２と、出力端子１３となる各
配線パターンが形成されている。

【００３６】なお、図２の第１層の平面図にはビアホー
ル４を介して配線パターン５と接続される上記の各端子
の符号がカッコ内に記載してある。なお、配線パターン
３内のビアホール４を介して接地端子１１ａ〜１１ｅが
接続される。

【００３７】多層基板１の中間層であるｍ番目の基板１
_ｍは、図３の平面図に示すように、一端が上記の搬送波
入力端子８ａに接続された略Ｕ字状の配線パターン１４
と、一端が上記電源端子１２に接続された配線パターン
１５とが形成されている。また、配線パターン１４の両
端にはビアホール１６が穿設され、また配線パターン１
５の両端にもビアホール１７が穿設されている。

【００３８】また、多層基板１のｍ＋１番目の基板１
_ｍ＋１は、図４の平面図に示すように、一端が上記の搬
送波入力端子８ｂに接続され、かつ、二つのビアホール
１９間を接続する配線パターン１８が接続される。この
配線パターン１８の基板中央部に位置する配線部１８ａ
は基板１_ｍの中央部に位置する配線部１４ａと基板垂直
方向上近接した位置に設けられている。これら配線パタ
ーン１４及び１８は、それぞれ長さがほぼλ_ｇ／４の分
布結合回路による９０度移相回路を構成している。ここ
で、λ_ｇは基板の厚さや誘電率で決まる線路上の波長で
あり、一般的には使用する帯域の中心周波数を選ぶ。

【００３９】更に、多層基板１の最下層のｎ番目の基板
１_ｎは、図５の平面図に示すように、接地端子１１ａ〜
１１ｅにそれぞれ接続された配線パターン２０と、前記
各端子８ａ、８ｂ、９ａ〜９ｄ、１０ａ、１０ｂ、１２
及び１３に別々に接続されている配線パターン２２とが
設けられている。配線パターン２０には上層の基板との
電気的接続のためにビアホール２１が穿設され、配線パ
ターン２２にもそれぞれ上層の基板との電気的接続のた
めにビアホール２３が穿設されている。

【００４０】上記の各構成の基板１_１〜１_ｎからなる多
層基板１に各端子８ａ、８ｂ、９ａ〜９ｄ、１０ａ、１
０ｂ、１１ａ〜１１ｅ、１２及び１３が形成され、ま
た、半導体集積回路２が多層基板１上に搭載され接続さ
れた後に、図１に示す如く蓋２４が半導体集積回路２及
びボンディングワイヤ７を保護するために設けられる。
半導体集積回路２及びボンディングワイヤ７を保護する
ためには、蓋２４の代わりに樹脂材を塗布するようにし
ても良い。

【００４１】かかる構成の本実施例は図６に示す回路図
で表すことができる。同図中、図１乃至図５と同一構成
部分には同一符号を付してある。図６において、半導体
集積回路２は２相変調器を構成するミキサ２６ａ及び２
６ｂと合成回路２７とを有する構成とされている。な
お、図６には便宜上、電源端子１２や接地端子１１ａ〜
１１ｅの図示を省略してある。

【００４２】次に、本実施例の動作について図６と共
に説明する。入力端子８ａ及び８ｂの一方に搬送波が入
力され、他方は終端抵抗とコンデンサとにより高周波的
に終端されている。例えば、入力端子８ａを搬送波入力
端子とすると、入力端子８ｂは終端抵抗とコンデンサを
通して接地面に接続される。入力端子８ａから入力され
た搬送波は、前記配線パターン１４及び１８による分布
結合回路により互いに位相が９０度異なる２波に分割さ
れた後、ミキサ２６ａ及び２６ｂにそれぞれ供給され
る。ミキサ２６ａは入力された第１の搬送波と入力端子
９ｃ及び９ｄよりの互いに逆相の第１の変調信号と乗算
する。ミキサ２６ｂは第１の搬送波と９０度位相の異な
る第２の搬送波と入力端子９ａ及び９ｂよりの互いに逆
相の第２の変調信号と乗算する。ここで、ミキサ２６
ａ、２６ｂの搬送波入力端子、ベースバンド入力端子、
出力端子はいずれも差動（バランス）入力、差動出力と
なっている。このうち、搬送波入力信号は、単相（アン
バランス）信号であるため、入力端子は一つのみであ
る。よって、使用しない入力端子１０ａ、１０ｂはコン
デンサを接続し、接地面に接続することにより、高周波
的に接地され、回路の動作を安定させている。

【００４３】合成回路２７はこれらのミキサ２６ａ及び
２６ｂにより乗算して得られた２相変調波をそれぞれ合
成し、これにより得られた４相の位相変調波を出力端子
１３へ出力する。

【００４４】図７は本実施例による通過損失と結合損失
の一例の特性図を示す。図７は横軸が周波数、縦軸がゲ
イン及びアイソレーションを示し、中心周波数を２．４
ＧＨｚとしたときの搬送波入力端子８ａ（８ｂ）からミ
キサ２６ｂ（２６ａ）の入力端子までの信号伝送路の利
得（通過損失）を曲線Ｉ、ミキサ２６ａ及び２６ｂの両
入力端子間のアイソレーション（結合損失）を曲線II、
入力端子８ａ（８ｂ）からミキサ２６ａ（２６ｂ）の入
力端子への信号の結合量を曲線IIIで示す。

【００４５】一方、図８は縦軸が本実施例による通過出
力と結合出力との位相差、すなわち、ミキサ２６ａと２
６ｂの両入力端子の入力搬送波の位相差を示し、横軸が
周波数を示す。

【００４６】図７の曲線ＩとIIIからわかるように、通
過損失と結合量との差が１ｄＢ以下となる周波数帯域幅
は、１．８５ＧＨｚから３．１０ＧＨｚまでの１．２５
ＧＨｚであり、また、このときの通過出力と結合出力と
の位相差の９０度からのずれは図８に示すように１度以
下であり、このことから本実施例によれば、広帯域で使
用できる直交変調装置であることがわかる。また、上記
の位相差の９０度からのずれが２度以下となる周波数帯
域幅は図８からわかるように、約３ＧＨｚであり、従来
に比べかなり広帯域であることがわかる。

【００４７】なお、この測定例では結合量の最大を図７
に曲線IIIで示すように約−３．５ｄＢ、通過損失量の
最低値を同図に曲線Ｉで示すように約−３ｄＢとしてい
るが、結合量の最大値と通過損失量の最低値との差を結
合量の最大値の方が大きくなるように１ｄＢとすると、
通過損失と結合量の差が１ｄＢ以下となる帯域幅は大き
くなり、１ＧＨｚ〜３ＧＨｚの準マイクロ波帯全域で使
用可能な入力信号の出力端子への回り込みが少ない９０
度移相回路を構成することができる。

【００４８】また、本実施例は図１からわかるように、
多層基板１により９０度移相回路を組み込み、変調器半
導体集積回路２により２相変調器を２回路と出力信号同
相合成回路とを組み込んだ構成としているため、９０度
移相回路、変調器半導体集積回路チップ、その他配線を
同一面積内に作成することができ、また多層基板と容器
が一体となり、従来に比べて小型、かつ、安価な構成
で、低消費電力とすることができる。

【００４９】次に、本発明の第２実施例について説明す
る。図９は本発明の第２実施例の平面図を示す。本実施
例は９０度移相回路を２層基板で構成したもので、第２
層は接地面となるため、配線は第１層にのみ形成され
る。図９はこの第１層の配線パターンを示す。すなわ
ち、第１の基板３１_１上には２相変調器を２回路と出力
信号同相合成回路とを組み込んだ変調器半導体集積回路
３２と、矩形の配線パターン３３と、その周囲に点在し
て形成された島状の配線パターン３４ａ〜３８と、配線
パターン３９〜４１と、周縁に沿って形成された細幅の
領域４３とが形成されている。

【００５０】配線パターン３３上には図９に示すよう
に、半導体集積回路３２が載置固定され、半導体集積回
路３２の端子パッドが対応する配線パターン３４ａ〜３
８は、金などのボンディングワイヤ４４により接続され
ている。ここで配線パターン３４ａ及び３４ｂは第１の
変調信号入力端子に接続される配線パターン、配線パタ
ーン３５ａ及び３５ｂは第２の変調信号入力端子に接続
される配線パターン、配線パターン３６は電源端子に接
続される配線パターン、配線パターン３７ａ及び３７ｂ
は高周波接地端子に接続される配線パターン、配線パタ
ーン３８は出力端子に接続される配線パターンで、これ
らの配線パターンの基板側端部には黒丸で示す如くビア
ホールが穿設されている。

【００５１】また、第１の搬送波入力端子にビアホール
４５を介して一端が接続され、他端がボンディングワイ
ヤ４６を介して変調器半導体集積回路３２の所定の端子
パッドに接続される配線パターン３９は、中央部分が細
く、かつ、ジグザグ状に形成されている。一方、第２の
搬送波入力端子にビアホール４７を介して一端が接続さ
れる配線パターン４０は他端が基板中央部に位置し、か
つ、４０ａで示す如く細幅とされている。また、配線パ
ターン４１の一端は細幅で、かつ、４１ａで示す如く基
板中央部に位置し、他端が太幅でボンディングワイヤ４
８を介して変調器半導体集積回路３２の所定の端子パッ
ドに接続されている。

【００５２】また、上記の基板中央部に位置する配線パ
ターン端部４０ａ及び４１ａはそれぞれボンディングワ
イヤ４２を介して接続されている。更に配線パターン４
０及び４１はそれぞれ配線パターン３９の一部に近接離
間配置されている。これにより、配線パターン３９、４
０及び４１は側結合型の分布結合回路による９０度移相
回路を構成している。

【００５３】本実施例も、第１及び第２の搬送波入力端
子のうちの一方が高周波的に接地され、他方の搬送波入
力端子より入力された搬送波が上記の分布結合回路によ
る９０度移相回路により互いに位相が９０度異なる２種
類の搬送波に分割された後、変調器半導体集積回路３２
に供給され、ここで変調された後配線パターン３８を介
して出力端子へ直交変調波が出力される。

【００５４】なお、図９では便宜上、図示を省略した
が、本実施例も第１層の基板３１₁の表面は変調器半導
体集積回路３２や各種配線パターンや配線を保護するた
めに蓋で覆われるか、あるいは樹脂により塗布されるこ
とは勿論である。

【００５５】本実施例によれば、配線できる層が１層だ
けであるので、小型化の点では第１実施例より不利であ
るが、基板枚数が１枚でパターン面が表と裏の２面だけ
と少なくて済むため、第１実施例よりも安価に構成する
ことができる。

【００５６】なお、以上の実施例は準マイクロ波帯に
適用するように説明したが、マイクロ波帯に適用するこ
とも可能である。また、本発明は以上の実施例のパター
ンに限定されるものではなく、例えば配線パターン３や
３３は矩形のパターンに限定されるものではないことは
勿論である。また、配線パターン１４はλ_ｇ／４の長さ
のパターンを小さな面積に入れようとしているから略Ｕ
字状としている。

【００５７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
多層基板による９０度移相回路を高周波数帯の広帯域に
亘って９０度移相回路の通過損失と結合量の差及び位相
誤差が小である分布結合回路による構成としたため、準
マイクロ波帯などの高周波数帯域で、しかも広帯域に亘
って入力レベルが小さく、かつ、入力信号の出力端子へ
の回り込みが少ない直交変調装置を実現することができ
る。

【００５８】また、本発明によれば、９０度移相回路を
構成する多層基板上に直交変調回路部を内蔵する変調器
半導体集積回路を搭載することにより、多層基板と同一
面積内に直交装置全体を作成するようにしたため、従来
に比べて小型、低価格で、また低消費電力とすることが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例の斜視図である。

【図２】図１の実施例の第１層の平面図である。

【図３】図１の実施例の第ｍ層の平面図である。

【図４】図１の実施例の第ｍ＋１層の平面図である。

【図５】図１の実施例の第ｎ層の平面図である。

【図６】図１の実施例の回路図である。

【図７】図１の実施例の通過損失と結合損失の特性図で
ある。

【図８】図１の実施例の通過出力と結合出力との位相差
を示す特性図である。

【図９】本発明の第２実施例の平面図である。

【図１０】従来の直交変調装置の一例の回路図である。

【図１１】従来の直交変調装置の他の例の回路図であ
る。

【図１２】化合物半導体により半導体集積回路化した従
来装置の回路図である。

【図１３】位相誤差を補正する手段を有する従来装置の
一例のブロック図である。

【図１４】９０度移相器を受動回路で構成した従来装置
の一例の構成図である。

【図１５】従来装置における受動素子で構成した移相回
路の一例の回路図である。

【図１６】図１５に示す移相回路の特性図である。

【符号の説明】

１多層基板１１、３１１第１層基板１ｍ第ｍ層基板１ｍ＋１第ｍ＋１層基板１ｎ第ｎ層基板２、３２変調器半導体集積回路３、５、６、１４、１５、１８、２０、２２、３４ａ、
３４ｂ、３５ａ、３５ｂ、３６、３７ａ、３７ｂ、３
８、３９〜４１配線パターン４、１６、１７、１９、２３、４５、４７ビアホール８ａ、８ｂ搬送波入力端子９ａ〜９ｄ変調信号入力端子１０ａ、１０ｂ高周波接地端子１１ａ〜１１ｅ接地端子１２電源端子１３出力端子２４蓋２６ａ、２６ｂ２相変調器を構成するミキサ２７合成回路４２、４６、４８ボンディングワイヤ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38 H01P 3/08

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】分布結合回路により入力搬送波を位相が
互いに９０度異なる第１及び第２の搬送波に分割して出
力する９０度移相回路を構成する多層基板と、該多層基板上に配線を介して回路接続され、該９０度移
相回路からの該第１及び第２の搬送波を外部入力変調信
号で変調し、直交変調された変調波を出力する直交変調
回路部を内蔵する半導体集積回路と、該半導体集積回路及び配線を保護する保護手段とを有
し、前記多層基板は、前記半導体集積回路のパッドと前
記９０度移相回路の端子とを配線を介して接続する配線
パターンが形成され、かつ、該半導体集積回路が載置固
定される領域を有する最上層の第１の基板と、搬送波入
力端子に一端が接続され、かつ、両端に上層との電気的
接続のためのビアホールが穿設された略Ｕ字状の配線パ
ターンが形成されており、上下間の配線パターンにより
前記分布結合回路を構成する、それぞれ異なる搬送波入
力端子に接続された中間層の複数の第２の基板と、接地
面を形成する最下層の第３の基板とを少なくとも含むこ
とを特徴とする直交変調装置。
【請求項２】分布結合回路により入力搬送波を位相が
互いに９０度異なる第１及び第２の搬送波に分割して出
力する９０度移相回路を構成する多層基板と、該多層基板上に配線を介して回路接続され、該９０度移
相回路からの該第１及び第２の搬送波を外部入力変調信
号で変調し、直交変調された変調波を出力する直交変調
回路部を内蔵する半導体集積回路と、該半導体集積回路及び配線を保護する保護手段とを有
し、前記多層基板は、少なくとも前記半導体集積回路の
パッドと前記９０度移相回路の端子とを配線を介して接
続する第１の配線パターンと、該半導体集積回路が載置
固定される領域と、一端が第１の搬送波入力端子に第１
のビアホールを介して接続され、他端がボンディングワ
イヤを介して前記半導体集積回路の所定のパッドに接続
され、中央部分が細く、かつ、ジグザグ状に形成された
第２の配線パターンと、第２の搬送波入力端子に第２の
ビアホールを介して一端が接続され、他端が細幅で、該
第２の配線パターンに近接離間して配置された第３の配
線パターンと、一端が細幅で前記第３の配線パターンの
細幅の端部にボンディングワイヤを介して接続され、か
つ、他端が太幅で前記半導体集積回路の他の所定のパッ
ドに接続された、該第２の配線パターンに近接離間して
配置された第４の配線パターンとを有し、前記第２乃至
第４の配線パターンにより側結合型の前記分布結合回路
による９０度移相回路を構成する上層の第１の基板と、接地面を形成する下層の第２の基板とよりなることを特
徴とする直交変調装置。