JPH0730598A

JPH0730598A - 直交変調器

Info

Publication number: JPH0730598A
Application number: JP17507193A
Authority: JP
Inventors: Katsuhiko Hayashi; 克彦林; Hiroshi Ikeda; 博池田
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 1993-07-15
Filing date: 1993-07-15
Publication date: 1995-01-31

Abstract

(57)【要約】【目的】本発明は直交変調器に関し、ディジタルノイ
ズの発生を無くし、小型、安価で高性能な直交変調器を
実現することを目的とする。【構成】９０°の位相差を持つ２つの信号（搬送波信
号）を発生させて直交変調を行う直交変調器を、９０°
の位相差を持つ２つの信号を発生させる部分を多層基板
で構成した９０°移相器１５と、９０°移相器１５で発
生した信号を使用して直交変調を行う部分をＩＣ化した
直交変調用ミキサＩＣ１４とで構成し、９０°移相器１
５を構成する多層基板に、直交変調用ミキサＩＣ１４を
搭載して両者を一体化した。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば、携帯電話機
（ディジタル）等の無線機器や、その他各種通信機器等
に使用される直交変調器に関する。

【０００２】

【従来の技術】図６は、従来技術の説明図であり、図６
Ａは直交変調器ＩＣのブロック図、図６Ｂは９０°移相
器例１、図６Ｃは９０°移相器例２である。

【０００３】図６中、１は直交変調器ＩＣ（集積回路装
置）、２は入力バッファ、３は１／４ディバイダ、４、
５はドライバ、６、７はミキサ、８は加算器、９は出力
バッファ、１０、１１、１２はＤ−ＦＦ（遅延型フリッ
プフロップ）、１５は９０°移相器、Ｒ１、Ｒ２は抵
抗、Ｃ１、Ｃ２はコンデンサ、ＩＮは入力端子、ＯＵＴ
１、ＯＵＴ２は出力端子、Ｉ、Ｑは変調信号を示す。

【０００４】従来、直交変調器（直交位相変調器）に
は、各種のものが知られていた。その内の１例を図６に
示す。この直交変調器は、図６Ａに示したように、１チ
ップのＩＣ（集積回路装置）として構成されたもの（以
下、「直交変調器ＩＣ」という）である。

【０００５】図示のように、直交変調器ＩＣ１は、９０
°移相器１５、ドライバ（ディジタル信号をドライブす
るためのバッファアンプ）４、５、ミキサ６、７、加算
器８、出力バッファ（バッファアンプ）９等で構成され
ている。

【０００６】また、前記９０°移相器１５としては、図
６Ｂ、または図６Ｃに示した回路構成とする。前記直交
変調器ＩＣ１では、入力信号から９０°の位相差を持つ
２つの信号（０°、及び−９０°の搬送波信号）を作り
出すために、９０°移相器１５を使用している。

【０００７】そして、前記９０°の位相差を持つ２つの
信号（搬送波信号）を使用して、Ｉ、Ｑの信号（変調信
号）を直交変調していた。具体的には次の通りである。
前記９０°位相器１５として、例えば、図６Ｂに示した
ように、入力バッファ２と、３個のＤ−ＦＦ１０、１
１、１２で構成した１／４ディバイダ３を使用した９０
°位相器１５を使用し、ディジタル信号処理を行う。

【０００８】例えば、前記直交変調器ＩＣ１を周波数ｆ
₀で使用する場合、入力信号（周波数ｆ₀の正弦波）の
４倍波（周波数４×ｆ₀）を発生させて入力バッファ２
に入力する。

【０００９】入力バッファ２では、入力した前記正弦波
信号を矩形波信号に変換し、１／４ディバイダ３に出力
する。１／４ディバイダ３では、前記矩形波信号を、周
波数ｆ₀で、９０°位相差のある２つの矩形波信号を発
生させる。

【００１０】そして、出力端子ＯＵＴ１（０°）と、出
力端子ＯＵＴ２（−９０°）から、９０°位相差のある
２つの信号を出力する。このようにして、１／４ディバ
イダ３で発生した２つの矩形波信号は、ドライバ４、５
に出力し、更にこれらのドライバ４、５からミキサ６、
７に出力する。ミキサ６、７では、それぞれ変調信号
Ｉ、Ｑとの混合を行って変調し、その後、これらの信号
を、加算器８で加算し、出力バッファ９を介して直交変
調した信号を出力する。

【００１１】また、図６Ｃに示したように、抵抗Ｒ１、
Ｒ２と、コンデンサＣ１、Ｃ２からなる回路で構成した
９０°移相器により、９０°位相差のある２つの信号を
発生させることもできる。

【００１２】この場合、９０°移相器１５の入力端子Ｉ
Ｎに信号を入力すると、出力端子ＯＵＴ１（−４５°）
と、出力端子ＯＵＴ２（＋４５°）から、９０°位相差
のある２つの信号が得られる。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】前記のような従来のも
のにおいては、次のような課題があった。（１）：前記９０°移相器１５を、図６Ｂに示した回路
で実現した場合、次の課題があった。

【００１４】：周波数ｆ₀が、数百ＭＨ_Zの場合、そ
の４倍波信号もディジタル化する必要がある。しかし、
一般に、数百ＭＨ_Zのような速いスイッチングを行わせ
るためには、消費電流が大きくなる傾向にある。

【００１５】：ディジタル回路を使用するため、電源
ライン等に、いわゆるディジタルノイズが漏れる。従っ
て、その対策のための回路を外部に付加する必要があ
る。：矩形波での変調を行うため、高調波成分が出やす
い。このため、ローパスフィルタ等を付加して高調波の
対策をする必要がある。

【００１６】（２）：前記９０°移相器１５を、図６Ｃ
に示した回路で実現した場合、次の課題があった。：前記の９０°移相器では、ある程度、任意の周波数
で使用可能であるが、図６Ｃの回路の場合は、特定周波
数のみしか対応出来ない。従って、他の周波数の回路に
するためには、コンデンサ、及び抵抗の各定数を変える
ために、新規のＩＣマスクを起こす必要があり、コスト
的に不利である。

【００１７】：９０°位相差を出せるコンデンサＣ
１、Ｃ２、及びび抵抗Ｒ１、Ｒ２の定数偏差が狭いた
め、ＩＣのロット変動を考慮すると、それらの素子はフ
ァンクショントリミングを行う必要がある。従って、製
造上コスト高となる。

【００１８】本発明は、このような従来の課題を解決
し、ディジタルノイズの発生を無くし、小型、安価で高
性能な直交変調器を実現することを目的とする。

【００１９】

【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理説明
図であり、図１中、図６と同じものは、同一符号で示し
てある。また、１４は直交変調用ミキサＩＣ、１５は９
０°移相器、３５は樹脂を示す。

【００２０】本発明は前記の課題を解決するため、次の
ように構成した。：９０°の位相差を持つ２つの信号（搬送波信号）を
発生させて直交変調を行う直交変調器において、前記９
０°の位相差を持つ２つの信号を発生させる部分を多層
基板で構成した９０°移相器１５と、該９０°移相器１
５で発生した前記信号を使用して直交変調を行う部分を
ＩＣ化した直交変調用ミキサＩＣ１４とを設け、前記９
０°移相器１５を構成する多層基板に、前記直交変調用
ミキサＩＣ１４を搭載して両者を一体化した直交変調
器。

【００２１】：構成において、９０°移相器１５
を、複数のコイルをリング状に接続し、その各接続点に
それぞれ、一方の電極を接地側電極としたコンデンサを
接続したハイブリッド回路構成とし、前記複数のコイル
からなるコイル部と、前記複数のコンデンサからなるコ
ンデンサ部とを、前記多層基板に導体パターンとして設
定した直交変調器。

【００２２】：構成において、９０°移相器１５
に、外部電極を設けておき、該外部電極を使用して、９
０°移相器１５単体での特性評価ができるようにした直
交変調器。

【００２３】

【作用】前記構成に基づく本発明の作用を、図１に基づ
いて説明する。９０°移相器１５の入力端子ＩＮに信号
が入力すると、９０°移相器１５の２つの出力端子ＯＵ
Ｔ１、ＯＵＴ２から、それぞれ９０°位相差のある信号
が出力する。この信号は、それぞれミキサ６、及びミキ
サ７に入力する。

【００２４】ミキサ６、７では、前記９０°移相器１５
からの信号と、変調信号（Ｉ、Ｑ）を入力してミキシン
グし、変調を行う。前記ミキサ６、７からの変調信号
は、更に、加算器８で加算して、直交変調した信号とし
て出力する。

【００２５】この場合、従来例のようにディジタル処理
を使用しないため、いわゆるディジタルノイズの発生の
心配が無くなる。また、９０°移相器１５は多層基板で
構成しているので、定数の安定したコンデンサ及びコイ
ルが得られると共に、小型化が容易にできる。従って、
直交変調器全体の小型化、高性能化が可能である。

【００２６】更に、直交変調用ミキサＩＣの周波数特性
が、広く設定されていれば、９０°移相器を置き換える
ことにより、任意の周波数の直交変調器が実現できると
共に、９０°移相器に外部端子を形成しておくことによ
り、９０°移相器単体での性能評価が可能であるから、
最終製品の歩留りが向上する。

【００２７】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。図２〜図５は、本発明の実施例を示した図であ
り、図２〜図５中、図１、図６と同じものは、同一符号
で示してある。

【００２８】また、１６は安定化電源、２０−１〜２０
−８は多層基板の第１層〜第８層（誘電体層等）、２１
はボンディング用パッド（電極）、２２はＧＮＤ電極パ
ターン、２３は配線パターン、２４−１、２４−２、２
５−１、２５−２、２６−１、２６−２、２７−１、２
７−２はコイルパターン、２８、３３はＧＮＤ電極パタ
ーン、２９〜３２はコンデンサ電極パターン、３６は外
部電極（ＩＮ）、３７は外部電極（ＧＮＤ）、３８は外
部電極（終端抵抗Ｒｅの接続端子）、３９は外部電極
（ＯＵＴ１）、４０は外部電極（ＧＮＤ）、４１は外部
電極（ＯＵＴ２）、４２は外部電極（Ｉ）、４３は外部
電極（Ｑ）、４４〜４７は外部電極（その他）、Ｌ１〜
Ｌ４、Ｌ１１、Ｌ１２はコイル、Ｃ１〜Ｃ４、Ｃ１１〜
Ｃ１６はコンデンサ、Ｒｅは終端抵抗、ＨＹはハイブリ
ッド回路を示す。

【００２９】§１：直交移相変調器の構成の説明・・・
図２参照図２は、直交変調器のブロック図である。本実施例の直
交移相変調器は、９０°の位相差を持つ２つの信号（搬
送波信号）を作り出すために、多層基板による９０°移
相器を使用し、その他の部分を、直交変調用ミキサＩＣ
１４で構成したものである。

【００３０】すなわち、図示のように、直交変調器を、
直交変調用ミキサＩＣ１４と、９０°移相器１５とで構
成する。そして、前記直交変調用ミキサＩＣ１４には、
ミキサ６、７、加算器８、出力バッファ（バッファアン
プ）９、安定化電源１６等を設ける。この場合、安定化
電源１６は、ミキサ６、７、加算器８、出力バッファ９
等に電源を供給する電源である。

【００３１】なお、直交変調用ミキサＩＣ１４を構成す
るミキサ６、７、加算器８、出力バッファ（バッファア
ンプ）９は、前記従来例と同じなので説明は省略する。 §２：９０°移相器の回路例の説明・・・図３参照図３は９０°移相器の回路例を示した図であり、Ａは誘
導結合型ハイブリッド回路、Ｂは容量結合型ハイブリッ
ド回路を示す。以下、前記９０°移相器の回路例を図３
に基づいて説明する。

【００３２】：９０°移相器の回路例１・・・図３Ａ
参照前記９０°移相器１５の回路例１は、図３Ａに示した誘
導結合型ハイブリッド回路である。

【００３３】図示のように、このハイブリッド回路ＨＹ
には、入力端子ＩＮと、出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２の
３つの端子（ポート）を設け、前記端子を設けない部分
に、終端抵抗Ｒｅ（５０Ω）を接続した構成となってい
る。

【００３４】このような回路において、入力端子ＩＮに
信号を入力した場合、出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２に、
９０°位相の異なる信号が現れ、移相器として使用でき
るものである。

【００３５】この誘導結合型ハイブリッド回路では、ハ
イブリッド回路ＨＹを、コイルＬ１〜Ｌ４と、コンデン
サＣ１〜Ｃ４で構成している。そして、コイルＬ１〜Ｌ
４のインダクタンス値をＬ１〜Ｌ４で表現し、コンデン
サＣ１〜Ｃ４の容量（静電容量）を、Ｃ１〜Ｃ４で表現
した場合、前記各コイル及びコンデンサの素子定数を、
次のように設定する。

【００３６】すなわち、Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌａ、Ｌ３＝Ｌ４
＝Ｌｂ、Ｌａ＜Ｌｂの関係で設定すると共に、Ｃ１＝Ｃ
２＝Ｃ３＝Ｃ４の関係で設定する。：９０°移相器の回路例２・・・図３Ｂ参照前記９０°移相器１５の回路例２は、図３Ｂに示した容
量結合型ハイブリッド回路である。

【００３７】図示のように、このハイブリッド回路ＨＹ
には、入力端子ＩＮと、出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２の
３つの端子（ポート）を設け、前記端子を設けない部分
に、終端抵抗Ｒｅ（５０Ω）を接続した構成となってい
る。

【００３８】このような回路において、入力端子ＩＮに
信号を入力した場合、出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２に、
９０°位相の異なる信号が現れ、移相器として使用でき
るものである。

【００３９】この容量結合型ハイブリッド回路では、ハ
イブリッド回路ＨＹを、コイルＬ１１、Ｌ１２と、コン
デンサＣ１１〜Ｃ１６で構成している。容量結合型ハイ
ブリッド回路において、コイルＬ１１、Ｌ１２のインダ
クタンス値をＬ１１、Ｌ１２で表現し、コンデンサＣ１
１〜Ｃ１６の容量（静電容量）を、Ｃ１１〜Ｃ１６で表
現した場合、前記各コイル及びコンデンサの素子定数
を、次のように設定する。

【００４０】すなわち、Ｌ１１＝Ｌ１２の関係で設定す
ると共に、Ｃ１２＝Ｃ１５、Ｃ１１＝Ｃ１３＝Ｃ１４＝
Ｃ１６の関係で設定する。なお一般的には、前記各ハイ
ブリッド回路を９０°移相器として設計した場合、周波
数帯域幅は、誘導結合型ハイブリッドカプラの方が、容
量結合型ハイブリッドカプラよりも広くできる。また、
誘導結合型ハイブリッドカプラの方が、容量結合型ハイ
ブリッドカプラよりも、移相特性の変化が滑らかであ
る。

【００４１】このように、９０°移相器として設計した
場合、誘導結合型ハイブリッドカプラの方が、容量結合
型ハイブリッドカプラよりも、帯域幅を広く設計でき、
量産性の面でも有利であるが、両者共、使用可能であ
る。

【００４２】§３：９０°移相器の構成の説明・・・図
４参照図４は９０°移相器の分解斜視図である。以下、図４に
基づいて、９０°移相器の構成を説明する。なお、この
例は、前記誘導結合型ハイブリッド回路（図３Ａ参照）
による９０°移相器の例である。

【００４３】９０°移相器は、前記誘導結合型ハイブリ
ッド回路の複数のコイル（Ｌ１〜Ｌ４）と複数のコンデ
ンサ（Ｃ１〜Ｃ４）を、導体パターン（導体ペーストの
印刷等により形成する）により、多層基板の各層（誘電
体層等）に形成したものである。

【００４４】この場合、図４に示したように、多層基板
の第１層２０−１、及び第２層２０−２（誘電体層、ま
たは絶縁体層）には、直交変調用ミキサＩＣ１４と接続
するためのパターンを形成し、その下の第３層２０−３
〜第８層２０−８（誘電体層または絶縁体層）には、前
記複数のコイルと、複数のコンデンサを形成する（これ
らをコイル部、及びコンデンサ部とする）。

【００４５】すなわち、多層基板の第３層２０−３、第
４層２０−４に、コイル部を形成し、第６層２０−６、
第７層２０−７、第８層２０−８に、コンデンサ部を形
成する。具体的には次の通りである。

【００４６】：第１層２０−１は、前記直交変調用ミ
キサＩＣ１４を搭載する表面層であり、ＧＮＤ電極パタ
ーン２２と、複数のボンディング用パッド２１を導体ペ
ーストの印刷等により形成する。

【００４７】：第２層２０−２には、複数の配線パタ
ーン２３を、導体ペーストの印刷等により形成する。こ
の配線パターン２３は、第１層２０−１上の前記各パタ
ーンとビア（Ｖｉａ）により接続（図の点線部分）す
る。

【００４８】これらの配線パターン２３は、前記直交変
調用ミキサＩＣ１４と、９０°移相器とを外部電極を介
して接続したり、直交変調用ミキサＩＣ１４の端子を外
部電極に接続するためのものである。

【００４９】：第３層２０−３、及び第４層２０−４
には、コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４を構成するコイル
パターンを形成する。すなわち、第３層２０−３には、
導体ペーストの印刷等により、コイルパターン２４−
１、２５−１、２６−１、２７−１を形成し、第４層２
０−４には、導体ペーストの印刷等により、コイルパタ
ーン２４−２、２５−２、２６−２、２７−２を図示の
ように形成する。

【００５０】そして、第３層２０−３上のコイルパター
ンと、第４層２０−４上のコイルパターンの所定部分を
ビア（Ｖｉａ）により接続（図の点線部分）し、前記コ
イルＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４を形成する。

【００５１】なお、コイルパターン２４−１と２４−２
でコイルＬ１を構成し、コイルパターン２５−１と２５
−２でコイルＬ２を構成し、コイルパターン２６−１と
２６−２でコイルＬ３を構成し、コイルパターン２７−
１と２７−２でコイルＬ４を構成する。

【００５２】：第５層２０−５は、ダミー層であり、
何もパターニングしない。このダミー層は、コイル部
と、コンデンサ部との距離を大きくすることにより、９
０°移相器の挿入損失を少なくするための層である。

【００５３】：第６層２０−６（誘電体層）には、Ｇ
ＮＤ電極パターン２８を、導体ペーストの印刷等により
ベタパターンとして形成する。このＧＮＤ電極パターン
２８は、コンデンサのＧＮＤ側電極として用いる。

【００５４】：第７層２０−７（誘電体層）には、コ
ンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４の各コンデンサ電極パ
ターン（ホット側の電極）２９〜３２を、導体ペースト
の印刷等により形成する。

【００５５】この場合、第７層２０−７上には、４つの
コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４を構成する各コンデ
ンサ電極パターン２９〜３２（いずれもＧＮＤ側でない
ホット側の電極）を、基板の中心に対して対称的に形成
する。

【００５６】なお、コンデンサ電極パターン２９は、コ
ンデンサＣ１の電極であり、コンデンサ電極パターン３
０は、コンデンサＣ２の電極であり、コンデンサ電極パ
ターン３１は、コンデンサＣ３の電極であり、コンデン
サ電極パターン３２は、コンデンサＣ４の電極である。

【００５７】：第８層２０−８には、ＧＮＤ電極パタ
ーン３３を、導体ペーストの印刷等により、ベタパター
ンとして形成する。このＧＮＤ電極パターン３３は、コ
ンデンサのＧＮＤ側電極として用いる。

【００５８】なお、ＧＮＤ電極パターン３３がコンデン
サの外側に形成されているので、底面側からの影響を受
けにくい構造になっている。 §４：９０°移相器、及び完成した直交変調器の説明・
・・図５参照図５Ａは９０°移相器の斜視図、図５Ｂは直交変調器の
斜視図、図５Ｃは図５ＢのＸ−Ｙ線断面図である。

【００５９】前記図４に示した各層２０−１〜２０−８
を積層して多層基板とし、その側面には、図５Ａに示し
たように、外部電極（外部端子）３６〜４７を形成して
ＳＭＤ（表面実装部品）化した９０°移相器１５とす
る。

【００６０】これらの外部電極３６〜４７の内、３６は
入力端子ＩＮ用の電極、３９は出力端子ＯＵＴ１用の電
極、４１は出力端子ＯＵＴ２用の電極、３８は終端抵抗
Ｒｅ接続用の電極、３７、４０はＧＮＤ側の電極、４２
は変調信号（Ｉ）入力用の電極、４３は変調信号（Ｑ）
入力用の電極である。

【００６１】このような構成の９０°移相器１５の上
（第１層２０−１の表面）に、予め製作しておいた直交
変調用ミキサＩＣ１４をマウントし、その上から絶縁性
の樹脂３５を被せて図５Ｂ、図５Ｃに示した直交変調器
とする。

【００６２】この場合、直交変調用ミキサＩＣ１４の電
極と、９０°移相器１５の表面に設けた前記ボンディン
グ用パッド２１等の間を、例えば、ワイヤボンディング
等により接続する。

【００６３】なお、多層基板を使用した９０°移相器１
５は、図５Ａに示したように、単体として製作してお
き、直交変調用ミキサＩＣ１４も別の工程で製作してお
く。このようにすると、９０°移相器１５は、９０°位
相差を持った２信号（出力信号）を、９０°移相器単体
でも評価可能となり、最終製品の歩留りを高めることが
できる。

【００６４】また、直交変調用ミキサＩＣ１４の周波数
特性を広く設計しておき、９０°移相器１５を、使用す
る各周波数（例えば、１３０、１５０、２４０ＭＨ
_Z等）に合わせて製作し、これらを組み合わせれば、そ
れぞれの周波数に対応した直交変調器が容易に製作でき
る。

【００６５】更に、前記多層基板は、直交変調用ミキサ
ＩＣ１４をマウントする必要があることや、１００ＭＨ
_Z帯以上の周波数で使用すること等を考慮すると、銀導
体を同時焼成可能なガラスーセラミックスコンポジット
材料を使用することが望ましい。

【００６６】（他の実施例）以上実施例について説明し
たが、本発明は次のようにしても実施可能である。：９０°移相器１５の回路構成は、誘導結合型ハイブ
リッド回路に限らず、容量結合型ハイブリッド回路構成
としてもよい。

【００６７】：ハイブリッド回路に接続する終端抵抗
Ｒｅは、多層基板の表面、或いは多層基板の裏面に設け
てもよい。：９０°移相器を、ストリップライン等により構成す
ることも可能である。但し、必要とする入力インピーダ
ンスを設定する場合、多層基板が厚く成りやすいため、
基板部分を薄型化する上で、ＬＣ構成の方が有利であ
る。

【００６８】また、５００ＭＨ_Z以下の周波数帯域で
は、ＬＣ構成でなければ、小型設計は無理である。：直交変調器ＩＣは、前記実施例の構成と異なったも
のでも使用可能である。

【００６９】：前記実施例の多層基板において、第５
層（ダミー層）を省いて構成することも可能である。：コンデンサ部の容量が大きい場合には、上記実施例
よりも、更に多層化してもよい（誘電体層を多くす
る）。また、コイル部を更に多層化することも可能であ
る。

【００７０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば次
のような効果がある。：本発明の直交変調器では、ディジタル処理をしない
ため、いわゆるディジタルノイズの発生の心配が無い。

【００７１】：９０°移相器の消費電流は殆ど無く、
かつ、ＣＲ構成の回路（従来例参照）では、例えば、−
７ｄＢの分配となるが、本発明によれば、−３ｄＢの分
配となるので、９０°移相器での信号の減衰量が少なく
なる。

【００７２】従って、後段の直交変調用ミキサＩＣが、
従来の方式と同様な回路で構成し、かつ、変調波出力レ
ベルを、同等となるように設計した場合、最も消費電流
の小さな直交変調器が実現できる。

【００７３】：直交変調用ミキサＩＣの周波数特性が
広く設定されていれば、９０°移相器を置き換えること
により、任意の周波数の直交変調器が実現できる。特
に、９０°移相器は、厚膜技術で製作されるため、ＩＣ
のプロセスにくらべれば、非常に有利である。

【００７４】：直交変調用ミキサＩＣを復調用のＩＣ
に変更して、本発明の９０°移相器を使用すれば、直交
復調器にすることも可能である。：本発明の９０°移相器は、誘電体、或いは絶縁体の
シートを積層した多層基板で構成しているため、シート
厚を予め測定して用いれば、定数の安定したコンデンサ
が得られる。また、コイル部は、空芯構造で設定すれ
ば、定数の安定したコイルが得られる。

【００７５】従って、９０°移相器として、安定した特
性が得られる。また、ファンクショントリミングを必要
としないため、コスト的に有利である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理説明図である。

【図２】実施例における直交変調器のブロック図であ
る。

【図３】実施例における９０°移相器の回路例（Ａは誘
導結合型ハイブリッド回路、Ｂは容量結合型ハイブリッ
ド回路）である。

【図４】実施例における９０°移相器の分解斜視図であ
る。

【図５】実施例における直交変調器の説明図（Ａは９０
°９０°移相器の斜視図、Ｂは直交変調器の斜視図、Ｃ
はＢのＸ−Ｙ線断面図）である。

【図６】従来技術の説明図（Ａは直交変調器ＩＣのブロ
ック図、Ｂは９０°移相器例１、Ｃは９０°移相器例
２）である。

【符号の説明】

６、７ミキサ８加算器１４直交変調用ミキサＩＣ１５９０°移相器３５樹脂

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】９０°の位相差を持つ２つの信号（搬送
波信号）を発生させて直交変調を行う直交変調器におい
て、前記９０°の位相差を持つ２つの信号を発生させる部分
を多層基板で構成した９０°移相器（１５）と、該９０°移相器（１５）で発生した前記信号を使用して
直交変調を行う部分をＩＣ化した直交変調用ミキサＩＣ
（１４）とを設け、前記９０°移相器（１５）を構成する多層基板に、前記
直交変調用ミキサＩＣ（１４）を搭載して両者を一体化
したことを特徴とする直交変調器。
【請求項２】前記９０°移相器（１５）を、複数のコイル（Ｌ１〜Ｌ４）をリング状に接続し、その
各接続点にそれぞれ、一方の電極を接地側電極としたコ
ンデンサ（Ｃ１〜Ｃ４）を接続したハイブリッド回路構
成とし、前記複数のコイル（Ｌ１〜Ｌ４）からなるコイル部と、
前記複数のコンデンサ（Ｃ１〜Ｃ４）からなるコンデン
サ部とを、前記多層基板に導体パターンとして設定した
ことを特徴とする請求項１記載の直交変調器。
【請求項３】前記９０°移相器（１５）に、外部電極
（３６〜４７）を設けておき、該外部電極を使用して、９０°移相器（１５）単体での
特性評価ができるようにしたことを特徴とする請求項１
記載の直交変調器。