JPH0730598A - 直交変調器 - Google Patents
直交変調器Info
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- JPH0730598A JPH0730598A JP17507193A JP17507193A JPH0730598A JP H0730598 A JPH0730598 A JP H0730598A JP 17507193 A JP17507193 A JP 17507193A JP 17507193 A JP17507193 A JP 17507193A JP H0730598 A JPH0730598 A JP H0730598A
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- phase shifter
- quadrature
- signals
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- modulation
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
- H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
- H04L27/2064—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers using microwave technology
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は直交変調器に関し、ディジタルノイ
ズの発生を無くし、小型、安価で高性能な直交変調器を
実現することを目的とする。 【構成】 90°の位相差を持つ2つの信号(搬送波信
号)を発生させて直交変調を行う直交変調器を、90°
の位相差を持つ2つの信号を発生させる部分を多層基板
で構成した90°移相器15と、90°移相器15で発
生した信号を使用して直交変調を行う部分をIC化した
直交変調用ミキサIC14とで構成し、90°移相器1
5を構成する多層基板に、直交変調用ミキサIC14を
搭載して両者を一体化した。
ズの発生を無くし、小型、安価で高性能な直交変調器を
実現することを目的とする。 【構成】 90°の位相差を持つ2つの信号(搬送波信
号)を発生させて直交変調を行う直交変調器を、90°
の位相差を持つ2つの信号を発生させる部分を多層基板
で構成した90°移相器15と、90°移相器15で発
生した信号を使用して直交変調を行う部分をIC化した
直交変調用ミキサIC14とで構成し、90°移相器1
5を構成する多層基板に、直交変調用ミキサIC14を
搭載して両者を一体化した。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば、携帯電話機
(ディジタル)等の無線機器や、その他各種通信機器等
に使用される直交変調器に関する。
(ディジタル)等の無線機器や、その他各種通信機器等
に使用される直交変調器に関する。
【0002】
【従来の技術】図6は、従来技術の説明図であり、図6
Aは直交変調器ICのブロック図、図6Bは90°移相
器例1、図6Cは90°移相器例2である。
Aは直交変調器ICのブロック図、図6Bは90°移相
器例1、図6Cは90°移相器例2である。
【0003】図6中、1は直交変調器IC(集積回路装
置)、2は入力バッファ、3は1/4ディバイダ、4、
5はドライバ、6、7はミキサ、8は加算器、9は出力
バッファ、10、11、12はD−FF(遅延型フリッ
プフロップ)、15は90°移相器、R1、R2は抵
抗、C1、C2はコンデンサ、INは入力端子、OUT
1、OUT2は出力端子、I、Qは変調信号を示す。
置)、2は入力バッファ、3は1/4ディバイダ、4、
5はドライバ、6、7はミキサ、8は加算器、9は出力
バッファ、10、11、12はD−FF(遅延型フリッ
プフロップ)、15は90°移相器、R1、R2は抵
抗、C1、C2はコンデンサ、INは入力端子、OUT
1、OUT2は出力端子、I、Qは変調信号を示す。
【0004】従来、直交変調器(直交位相変調器)に
は、各種のものが知られていた。その内の1例を図6に
示す。この直交変調器は、図6Aに示したように、1チ
ップのIC(集積回路装置)として構成されたもの(以
下、「直交変調器IC」という)である。
は、各種のものが知られていた。その内の1例を図6に
示す。この直交変調器は、図6Aに示したように、1チ
ップのIC(集積回路装置)として構成されたもの(以
下、「直交変調器IC」という)である。
【0005】図示のように、直交変調器IC1は、90
°移相器15、ドライバ(ディジタル信号をドライブす
るためのバッファアンプ)4、5、ミキサ6、7、加算
器8、出力バッファ(バッファアンプ)9等で構成され
ている。
°移相器15、ドライバ(ディジタル信号をドライブす
るためのバッファアンプ)4、5、ミキサ6、7、加算
器8、出力バッファ(バッファアンプ)9等で構成され
ている。
【0006】また、前記90°移相器15としては、図
6B、または図6Cに示した回路構成とする。前記直交
変調器IC1では、入力信号から90°の位相差を持つ
2つの信号(0°、及び−90°の搬送波信号)を作り
出すために、90°移相器15を使用している。
6B、または図6Cに示した回路構成とする。前記直交
変調器IC1では、入力信号から90°の位相差を持つ
2つの信号(0°、及び−90°の搬送波信号)を作り
出すために、90°移相器15を使用している。
【0007】そして、前記90°の位相差を持つ2つの
信号(搬送波信号)を使用して、I、Qの信号(変調信
号)を直交変調していた。具体的には次の通りである。
前記90°位相器15として、例えば、図6Bに示した
ように、入力バッファ2と、3個のD−FF10、1
1、12で構成した1/4ディバイダ3を使用した90
°位相器15を使用し、ディジタル信号処理を行う。
信号(搬送波信号)を使用して、I、Qの信号(変調信
号)を直交変調していた。具体的には次の通りである。
前記90°位相器15として、例えば、図6Bに示した
ように、入力バッファ2と、3個のD−FF10、1
1、12で構成した1/4ディバイダ3を使用した90
°位相器15を使用し、ディジタル信号処理を行う。
【0008】例えば、前記直交変調器IC1を周波数f
0 で使用する場合、入力信号(周波数f0 の正弦波)の
4倍波(周波数4×f0 )を発生させて入力バッファ2
に入力する。
0 で使用する場合、入力信号(周波数f0 の正弦波)の
4倍波(周波数4×f0 )を発生させて入力バッファ2
に入力する。
【0009】入力バッファ2では、入力した前記正弦波
信号を矩形波信号に変換し、1/4ディバイダ3に出力
する。1/4ディバイダ3では、前記矩形波信号を、周
波数f0 で、90°位相差のある2つの矩形波信号を発
生させる。
信号を矩形波信号に変換し、1/4ディバイダ3に出力
する。1/4ディバイダ3では、前記矩形波信号を、周
波数f0 で、90°位相差のある2つの矩形波信号を発
生させる。
【0010】そして、出力端子OUT1(0°)と、出
力端子OUT2(−90°)から、90°位相差のある
2つの信号を出力する。このようにして、1/4ディバ
イダ3で発生した2つの矩形波信号は、ドライバ4、5
に出力し、更にこれらのドライバ4、5からミキサ6、
7に出力する。ミキサ6、7では、それぞれ変調信号
I、Qとの混合を行って変調し、その後、これらの信号
を、加算器8で加算し、出力バッファ9を介して直交変
調した信号を出力する。
力端子OUT2(−90°)から、90°位相差のある
2つの信号を出力する。このようにして、1/4ディバ
イダ3で発生した2つの矩形波信号は、ドライバ4、5
に出力し、更にこれらのドライバ4、5からミキサ6、
7に出力する。ミキサ6、7では、それぞれ変調信号
I、Qとの混合を行って変調し、その後、これらの信号
を、加算器8で加算し、出力バッファ9を介して直交変
調した信号を出力する。
【0011】また、図6Cに示したように、抵抗R1、
R2と、コンデンサC1、C2からなる回路で構成した
90°移相器により、90°位相差のある2つの信号を
発生させることもできる。
R2と、コンデンサC1、C2からなる回路で構成した
90°移相器により、90°位相差のある2つの信号を
発生させることもできる。
【0012】この場合、90°移相器15の入力端子I
Nに信号を入力すると、出力端子OUT1(−45°)
と、出力端子OUT2(+45°)から、90°位相差
のある2つの信号が得られる。
Nに信号を入力すると、出力端子OUT1(−45°)
と、出力端子OUT2(+45°)から、90°位相差
のある2つの信号が得られる。
【0013】
【発明が解決しようとする課題】前記のような従来のも
のにおいては、次のような課題があった。 (1):前記90°移相器15を、図6Bに示した回路
で実現した場合、次の課題があった。
のにおいては、次のような課題があった。 (1):前記90°移相器15を、図6Bに示した回路
で実現した場合、次の課題があった。
【0014】:周波数f0 が、数百MHZ の場合、そ
の4倍波信号もディジタル化する必要がある。しかし、
一般に、数百MHZ のような速いスイッチングを行わせ
るためには、消費電流が大きくなる傾向にある。
の4倍波信号もディジタル化する必要がある。しかし、
一般に、数百MHZ のような速いスイッチングを行わせ
るためには、消費電流が大きくなる傾向にある。
【0015】:ディジタル回路を使用するため、電源
ライン等に、いわゆるディジタルノイズが漏れる。従っ
て、その対策のための回路を外部に付加する必要があ
る。 :矩形波での変調を行うため、高調波成分が出やす
い。このため、ローパスフィルタ等を付加して高調波の
対策をする必要がある。
ライン等に、いわゆるディジタルノイズが漏れる。従っ
て、その対策のための回路を外部に付加する必要があ
る。 :矩形波での変調を行うため、高調波成分が出やす
い。このため、ローパスフィルタ等を付加して高調波の
対策をする必要がある。
【0016】(2):前記90°移相器15を、図6C
に示した回路で実現した場合、次の課題があった。 :前記の90°移相器では、ある程度、任意の周波数
で使用可能であるが、図6Cの回路の場合は、特定周波
数のみしか対応出来ない。従って、他の周波数の回路に
するためには、コンデンサ、及び抵抗の各定数を変える
ために、新規のICマスクを起こす必要があり、コスト
的に不利である。
に示した回路で実現した場合、次の課題があった。 :前記の90°移相器では、ある程度、任意の周波数
で使用可能であるが、図6Cの回路の場合は、特定周波
数のみしか対応出来ない。従って、他の周波数の回路に
するためには、コンデンサ、及び抵抗の各定数を変える
ために、新規のICマスクを起こす必要があり、コスト
的に不利である。
【0017】:90°位相差を出せるコンデンサC
1、C2、及びび抵抗R1、R2の定数偏差が狭いた
め、ICのロット変動を考慮すると、それらの素子はフ
ァンクショントリミングを行う必要がある。従って、製
造上コスト高となる。
1、C2、及びび抵抗R1、R2の定数偏差が狭いた
め、ICのロット変動を考慮すると、それらの素子はフ
ァンクショントリミングを行う必要がある。従って、製
造上コスト高となる。
【0018】本発明は、このような従来の課題を解決
し、ディジタルノイズの発生を無くし、小型、安価で高
性能な直交変調器を実現することを目的とする。
し、ディジタルノイズの発生を無くし、小型、安価で高
性能な直交変調器を実現することを目的とする。
【0019】
【課題を解決するための手段】図1は本発明の原理説明
図であり、図1中、図6と同じものは、同一符号で示し
てある。また、14は直交変調用ミキサIC、15は9
0°移相器、35は樹脂を示す。
図であり、図1中、図6と同じものは、同一符号で示し
てある。また、14は直交変調用ミキサIC、15は9
0°移相器、35は樹脂を示す。
【0020】本発明は前記の課題を解決するため、次の
ように構成した。 :90°の位相差を持つ2つの信号(搬送波信号)を
発生させて直交変調を行う直交変調器において、前記9
0°の位相差を持つ2つの信号を発生させる部分を多層
基板で構成した90°移相器15と、該90°移相器1
5で発生した前記信号を使用して直交変調を行う部分を
IC化した直交変調用ミキサIC14とを設け、前記9
0°移相器15を構成する多層基板に、前記直交変調用
ミキサIC14を搭載して両者を一体化した直交変調
器。
ように構成した。 :90°の位相差を持つ2つの信号(搬送波信号)を
発生させて直交変調を行う直交変調器において、前記9
0°の位相差を持つ2つの信号を発生させる部分を多層
基板で構成した90°移相器15と、該90°移相器1
5で発生した前記信号を使用して直交変調を行う部分を
IC化した直交変調用ミキサIC14とを設け、前記9
0°移相器15を構成する多層基板に、前記直交変調用
ミキサIC14を搭載して両者を一体化した直交変調
器。
【0021】:構成において、90°移相器15
を、複数のコイルをリング状に接続し、その各接続点に
それぞれ、一方の電極を接地側電極としたコンデンサを
接続したハイブリッド回路構成とし、前記複数のコイル
からなるコイル部と、前記複数のコンデンサからなるコ
ンデンサ部とを、前記多層基板に導体パターンとして設
定した直交変調器。
を、複数のコイルをリング状に接続し、その各接続点に
それぞれ、一方の電極を接地側電極としたコンデンサを
接続したハイブリッド回路構成とし、前記複数のコイル
からなるコイル部と、前記複数のコンデンサからなるコ
ンデンサ部とを、前記多層基板に導体パターンとして設
定した直交変調器。
【0022】:構成において、90°移相器15
に、外部電極を設けておき、該外部電極を使用して、9
0°移相器15単体での特性評価ができるようにした直
交変調器。
に、外部電極を設けておき、該外部電極を使用して、9
0°移相器15単体での特性評価ができるようにした直
交変調器。
【0023】
【作用】前記構成に基づく本発明の作用を、図1に基づ
いて説明する。90°移相器15の入力端子INに信号
が入力すると、90°移相器15の2つの出力端子OU
T1、OUT2から、それぞれ90°位相差のある信号
が出力する。この信号は、それぞれミキサ6、及びミキ
サ7に入力する。
いて説明する。90°移相器15の入力端子INに信号
が入力すると、90°移相器15の2つの出力端子OU
T1、OUT2から、それぞれ90°位相差のある信号
が出力する。この信号は、それぞれミキサ6、及びミキ
サ7に入力する。
【0024】ミキサ6、7では、前記90°移相器15
からの信号と、変調信号(I、Q)を入力してミキシン
グし、変調を行う。前記ミキサ6、7からの変調信号
は、更に、加算器8で加算して、直交変調した信号とし
て出力する。
からの信号と、変調信号(I、Q)を入力してミキシン
グし、変調を行う。前記ミキサ6、7からの変調信号
は、更に、加算器8で加算して、直交変調した信号とし
て出力する。
【0025】この場合、従来例のようにディジタル処理
を使用しないため、いわゆるディジタルノイズの発生の
心配が無くなる。また、90°移相器15は多層基板で
構成しているので、定数の安定したコンデンサ及びコイ
ルが得られると共に、小型化が容易にできる。従って、
直交変調器全体の小型化、高性能化が可能である。
を使用しないため、いわゆるディジタルノイズの発生の
心配が無くなる。また、90°移相器15は多層基板で
構成しているので、定数の安定したコンデンサ及びコイ
ルが得られると共に、小型化が容易にできる。従って、
直交変調器全体の小型化、高性能化が可能である。
【0026】更に、直交変調用ミキサICの周波数特性
が、広く設定されていれば、90°移相器を置き換える
ことにより、任意の周波数の直交変調器が実現できると
共に、90°移相器に外部端子を形成しておくことによ
り、90°移相器単体での性能評価が可能であるから、
最終製品の歩留りが向上する。
が、広く設定されていれば、90°移相器を置き換える
ことにより、任意の周波数の直交変調器が実現できると
共に、90°移相器に外部端子を形成しておくことによ
り、90°移相器単体での性能評価が可能であるから、
最終製品の歩留りが向上する。
【0027】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。図2〜図5は、本発明の実施例を示した図であ
り、図2〜図5中、図1、図6と同じものは、同一符号
で示してある。
する。図2〜図5は、本発明の実施例を示した図であ
り、図2〜図5中、図1、図6と同じものは、同一符号
で示してある。
【0028】また、16は安定化電源、20−1〜20
−8は多層基板の第1層〜第8層(誘電体層等)、21
はボンディング用パッド(電極)、22はGND電極パ
ターン、23は配線パターン、24−1、24−2、2
5−1、25−2、26−1、26−2、27−1、2
7−2はコイルパターン、28、33はGND電極パタ
ーン、29〜32はコンデンサ電極パターン、36は外
部電極(IN)、37は外部電極(GND)、38は外
部電極(終端抵抗Reの接続端子)、39は外部電極
(OUT1)、40は外部電極(GND)、41は外部
電極(OUT2)、42は外部電極(I)、43は外部
電極(Q)、44〜47は外部電極(その他)、L1〜
L4、L11、L12はコイル、C1〜C4、C11〜
C16はコンデンサ、Reは終端抵抗、HYはハイブリ
ッド回路を示す。
−8は多層基板の第1層〜第8層(誘電体層等)、21
はボンディング用パッド(電極)、22はGND電極パ
ターン、23は配線パターン、24−1、24−2、2
5−1、25−2、26−1、26−2、27−1、2
7−2はコイルパターン、28、33はGND電極パタ
ーン、29〜32はコンデンサ電極パターン、36は外
部電極(IN)、37は外部電極(GND)、38は外
部電極(終端抵抗Reの接続端子)、39は外部電極
(OUT1)、40は外部電極(GND)、41は外部
電極(OUT2)、42は外部電極(I)、43は外部
電極(Q)、44〜47は外部電極(その他)、L1〜
L4、L11、L12はコイル、C1〜C4、C11〜
C16はコンデンサ、Reは終端抵抗、HYはハイブリ
ッド回路を示す。
【0029】§1:直交移相変調器の構成の説明・・・
図2参照 図2は、直交変調器のブロック図である。本実施例の直
交移相変調器は、90°の位相差を持つ2つの信号(搬
送波信号)を作り出すために、多層基板による90°移
相器を使用し、その他の部分を、直交変調用ミキサIC
14で構成したものである。
図2参照 図2は、直交変調器のブロック図である。本実施例の直
交移相変調器は、90°の位相差を持つ2つの信号(搬
送波信号)を作り出すために、多層基板による90°移
相器を使用し、その他の部分を、直交変調用ミキサIC
14で構成したものである。
【0030】すなわち、図示のように、直交変調器を、
直交変調用ミキサIC14と、90°移相器15とで構
成する。そして、前記直交変調用ミキサIC14には、
ミキサ6、7、加算器8、出力バッファ(バッファアン
プ)9、安定化電源16等を設ける。この場合、安定化
電源16は、ミキサ6、7、加算器8、出力バッファ9
等に電源を供給する電源である。
直交変調用ミキサIC14と、90°移相器15とで構
成する。そして、前記直交変調用ミキサIC14には、
ミキサ6、7、加算器8、出力バッファ(バッファアン
プ)9、安定化電源16等を設ける。この場合、安定化
電源16は、ミキサ6、7、加算器8、出力バッファ9
等に電源を供給する電源である。
【0031】なお、直交変調用ミキサIC14を構成す
るミキサ6、7、加算器8、出力バッファ(バッファア
ンプ)9は、前記従来例と同じなので説明は省略する。 §2:90°移相器の回路例の説明・・・図3参照 図3は90°移相器の回路例を示した図であり、Aは誘
導結合型ハイブリッド回路、Bは容量結合型ハイブリッ
ド回路を示す。以下、前記90°移相器の回路例を図3
に基づいて説明する。
るミキサ6、7、加算器8、出力バッファ(バッファア
ンプ)9は、前記従来例と同じなので説明は省略する。 §2:90°移相器の回路例の説明・・・図3参照 図3は90°移相器の回路例を示した図であり、Aは誘
導結合型ハイブリッド回路、Bは容量結合型ハイブリッ
ド回路を示す。以下、前記90°移相器の回路例を図3
に基づいて説明する。
【0032】:90°移相器の回路例1・・・図3A
参照 前記90°移相器15の回路例1は、図3Aに示した誘
導結合型ハイブリッド回路である。
参照 前記90°移相器15の回路例1は、図3Aに示した誘
導結合型ハイブリッド回路である。
【0033】図示のように、このハイブリッド回路HY
には、入力端子INと、出力端子OUT1、OUT2の
3つの端子(ポート)を設け、前記端子を設けない部分
に、終端抵抗Re(50Ω)を接続した構成となってい
る。
には、入力端子INと、出力端子OUT1、OUT2の
3つの端子(ポート)を設け、前記端子を設けない部分
に、終端抵抗Re(50Ω)を接続した構成となってい
る。
【0034】このような回路において、入力端子INに
信号を入力した場合、出力端子OUT1、OUT2に、
90°位相の異なる信号が現れ、移相器として使用でき
るものである。
信号を入力した場合、出力端子OUT1、OUT2に、
90°位相の異なる信号が現れ、移相器として使用でき
るものである。
【0035】この誘導結合型ハイブリッド回路では、ハ
イブリッド回路HYを、コイルL1〜L4と、コンデン
サC1〜C4で構成している。そして、コイルL1〜L
4のインダクタンス値をL1〜L4で表現し、コンデン
サC1〜C4の容量(静電容量)を、C1〜C4で表現
した場合、前記各コイル及びコンデンサの素子定数を、
次のように設定する。
イブリッド回路HYを、コイルL1〜L4と、コンデン
サC1〜C4で構成している。そして、コイルL1〜L
4のインダクタンス値をL1〜L4で表現し、コンデン
サC1〜C4の容量(静電容量)を、C1〜C4で表現
した場合、前記各コイル及びコンデンサの素子定数を、
次のように設定する。
【0036】すなわち、L1=L2=La、L3=L4
=Lb、La<Lbの関係で設定すると共に、C1=C
2=C3=C4の関係で設定する。 :90°移相器の回路例2・・・図3B参照 前記90°移相器15の回路例2は、図3Bに示した容
量結合型ハイブリッド回路である。
=Lb、La<Lbの関係で設定すると共に、C1=C
2=C3=C4の関係で設定する。 :90°移相器の回路例2・・・図3B参照 前記90°移相器15の回路例2は、図3Bに示した容
量結合型ハイブリッド回路である。
【0037】図示のように、このハイブリッド回路HY
には、入力端子INと、出力端子OUT1、OUT2の
3つの端子(ポート)を設け、前記端子を設けない部分
に、終端抵抗Re(50Ω)を接続した構成となってい
る。
には、入力端子INと、出力端子OUT1、OUT2の
3つの端子(ポート)を設け、前記端子を設けない部分
に、終端抵抗Re(50Ω)を接続した構成となってい
る。
【0038】このような回路において、入力端子INに
信号を入力した場合、出力端子OUT1、OUT2に、
90°位相の異なる信号が現れ、移相器として使用でき
るものである。
信号を入力した場合、出力端子OUT1、OUT2に、
90°位相の異なる信号が現れ、移相器として使用でき
るものである。
【0039】この容量結合型ハイブリッド回路では、ハ
イブリッド回路HYを、コイルL11、L12と、コン
デンサC11〜C16で構成している。容量結合型ハイ
ブリッド回路において、コイルL11、L12のインダ
クタンス値をL11、L12で表現し、コンデンサC1
1〜C16の容量(静電容量)を、C11〜C16で表
現した場合、前記各コイル及びコンデンサの素子定数
を、次のように設定する。
イブリッド回路HYを、コイルL11、L12と、コン
デンサC11〜C16で構成している。容量結合型ハイ
ブリッド回路において、コイルL11、L12のインダ
クタンス値をL11、L12で表現し、コンデンサC1
1〜C16の容量(静電容量)を、C11〜C16で表
現した場合、前記各コイル及びコンデンサの素子定数
を、次のように設定する。
【0040】すなわち、L11=L12の関係で設定す
ると共に、C12=C15、C11=C13=C14=
C16の関係で設定する。なお一般的には、前記各ハイ
ブリッド回路を90°移相器として設計した場合、周波
数帯域幅は、誘導結合型ハイブリッドカプラの方が、容
量結合型ハイブリッドカプラよりも広くできる。また、
誘導結合型ハイブリッドカプラの方が、容量結合型ハイ
ブリッドカプラよりも、移相特性の変化が滑らかであ
る。
ると共に、C12=C15、C11=C13=C14=
C16の関係で設定する。なお一般的には、前記各ハイ
ブリッド回路を90°移相器として設計した場合、周波
数帯域幅は、誘導結合型ハイブリッドカプラの方が、容
量結合型ハイブリッドカプラよりも広くできる。また、
誘導結合型ハイブリッドカプラの方が、容量結合型ハイ
ブリッドカプラよりも、移相特性の変化が滑らかであ
る。
【0041】このように、90°移相器として設計した
場合、誘導結合型ハイブリッドカプラの方が、容量結合
型ハイブリッドカプラよりも、帯域幅を広く設計でき、
量産性の面でも有利であるが、両者共、使用可能であ
る。
場合、誘導結合型ハイブリッドカプラの方が、容量結合
型ハイブリッドカプラよりも、帯域幅を広く設計でき、
量産性の面でも有利であるが、両者共、使用可能であ
る。
【0042】§3:90°移相器の構成の説明・・・図
4参照 図4は90°移相器の分解斜視図である。以下、図4に
基づいて、90°移相器の構成を説明する。なお、この
例は、前記誘導結合型ハイブリッド回路(図3A参照)
による90°移相器の例である。
4参照 図4は90°移相器の分解斜視図である。以下、図4に
基づいて、90°移相器の構成を説明する。なお、この
例は、前記誘導結合型ハイブリッド回路(図3A参照)
による90°移相器の例である。
【0043】90°移相器は、前記誘導結合型ハイブリ
ッド回路の複数のコイル(L1〜L4)と複数のコンデ
ンサ(C1〜C4)を、導体パターン(導体ペーストの
印刷等により形成する)により、多層基板の各層(誘電
体層等)に形成したものである。
ッド回路の複数のコイル(L1〜L4)と複数のコンデ
ンサ(C1〜C4)を、導体パターン(導体ペーストの
印刷等により形成する)により、多層基板の各層(誘電
体層等)に形成したものである。
【0044】この場合、図4に示したように、多層基板
の第1層20−1、及び第2層20−2(誘電体層、ま
たは絶縁体層)には、直交変調用ミキサIC14と接続
するためのパターンを形成し、その下の第3層20−3
〜第8層20−8(誘電体層または絶縁体層)には、前
記複数のコイルと、複数のコンデンサを形成する(これ
らをコイル部、及びコンデンサ部とする)。
の第1層20−1、及び第2層20−2(誘電体層、ま
たは絶縁体層)には、直交変調用ミキサIC14と接続
するためのパターンを形成し、その下の第3層20−3
〜第8層20−8(誘電体層または絶縁体層)には、前
記複数のコイルと、複数のコンデンサを形成する(これ
らをコイル部、及びコンデンサ部とする)。
【0045】すなわち、多層基板の第3層20−3、第
4層20−4に、コイル部を形成し、第6層20−6、
第7層20−7、第8層20−8に、コンデンサ部を形
成する。具体的には次の通りである。
4層20−4に、コイル部を形成し、第6層20−6、
第7層20−7、第8層20−8に、コンデンサ部を形
成する。具体的には次の通りである。
【0046】:第1層20−1は、前記直交変調用ミ
キサIC14を搭載する表面層であり、GND電極パタ
ーン22と、複数のボンディング用パッド21を導体ペ
ーストの印刷等により形成する。
キサIC14を搭載する表面層であり、GND電極パタ
ーン22と、複数のボンディング用パッド21を導体ペ
ーストの印刷等により形成する。
【0047】:第2層20−2には、複数の配線パタ
ーン23を、導体ペーストの印刷等により形成する。こ
の配線パターン23は、第1層20−1上の前記各パタ
ーンとビア(Via)により接続(図の点線部分)す
る。
ーン23を、導体ペーストの印刷等により形成する。こ
の配線パターン23は、第1層20−1上の前記各パタ
ーンとビア(Via)により接続(図の点線部分)す
る。
【0048】これらの配線パターン23は、前記直交変
調用ミキサIC14と、90°移相器とを外部電極を介
して接続したり、直交変調用ミキサIC14の端子を外
部電極に接続するためのものである。
調用ミキサIC14と、90°移相器とを外部電極を介
して接続したり、直交変調用ミキサIC14の端子を外
部電極に接続するためのものである。
【0049】:第3層20−3、及び第4層20−4
には、コイルL1、L2、L3、L4を構成するコイル
パターンを形成する。すなわち、第3層20−3には、
導体ペーストの印刷等により、コイルパターン24−
1、25−1、26−1、27−1を形成し、第4層2
0−4には、導体ペーストの印刷等により、コイルパタ
ーン24−2、25−2、26−2、27−2を図示の
ように形成する。
には、コイルL1、L2、L3、L4を構成するコイル
パターンを形成する。すなわち、第3層20−3には、
導体ペーストの印刷等により、コイルパターン24−
1、25−1、26−1、27−1を形成し、第4層2
0−4には、導体ペーストの印刷等により、コイルパタ
ーン24−2、25−2、26−2、27−2を図示の
ように形成する。
【0050】そして、第3層20−3上のコイルパター
ンと、第4層20−4上のコイルパターンの所定部分を
ビア(Via)により接続(図の点線部分)し、前記コ
イルL1、L2、L3、L4を形成する。
ンと、第4層20−4上のコイルパターンの所定部分を
ビア(Via)により接続(図の点線部分)し、前記コ
イルL1、L2、L3、L4を形成する。
【0051】なお、コイルパターン24−1と24−2
でコイルL1を構成し、コイルパターン25−1と25
−2でコイルL2を構成し、コイルパターン26−1と
26−2でコイルL3を構成し、コイルパターン27−
1と27−2でコイルL4を構成する。
でコイルL1を構成し、コイルパターン25−1と25
−2でコイルL2を構成し、コイルパターン26−1と
26−2でコイルL3を構成し、コイルパターン27−
1と27−2でコイルL4を構成する。
【0052】:第5層20−5は、ダミー層であり、
何もパターニングしない。このダミー層は、コイル部
と、コンデンサ部との距離を大きくすることにより、9
0°移相器の挿入損失を少なくするための層である。
何もパターニングしない。このダミー層は、コイル部
と、コンデンサ部との距離を大きくすることにより、9
0°移相器の挿入損失を少なくするための層である。
【0053】:第6層20−6(誘電体層)には、G
ND電極パターン28を、導体ペーストの印刷等により
ベタパターンとして形成する。このGND電極パターン
28は、コンデンサのGND側電極として用いる。
ND電極パターン28を、導体ペーストの印刷等により
ベタパターンとして形成する。このGND電極パターン
28は、コンデンサのGND側電極として用いる。
【0054】:第7層20−7(誘電体層)には、コ
ンデンサC1、C2、C3、C4の各コンデンサ電極パ
ターン(ホット側の電極)29〜32を、導体ペースト
の印刷等により形成する。
ンデンサC1、C2、C3、C4の各コンデンサ電極パ
ターン(ホット側の電極)29〜32を、導体ペースト
の印刷等により形成する。
【0055】この場合、第7層20−7上には、4つの
コンデンサC1、C2、C3、C4を構成する各コンデ
ンサ電極パターン29〜32(いずれもGND側でない
ホット側の電極)を、基板の中心に対して対称的に形成
する。
コンデンサC1、C2、C3、C4を構成する各コンデ
ンサ電極パターン29〜32(いずれもGND側でない
ホット側の電極)を、基板の中心に対して対称的に形成
する。
【0056】なお、コンデンサ電極パターン29は、コ
ンデンサC1の電極であり、コンデンサ電極パターン3
0は、コンデンサC2の電極であり、コンデンサ電極パ
ターン31は、コンデンサC3の電極であり、コンデン
サ電極パターン32は、コンデンサC4の電極である。
ンデンサC1の電極であり、コンデンサ電極パターン3
0は、コンデンサC2の電極であり、コンデンサ電極パ
ターン31は、コンデンサC3の電極であり、コンデン
サ電極パターン32は、コンデンサC4の電極である。
【0057】:第8層20−8には、GND電極パタ
ーン33を、導体ペーストの印刷等により、ベタパター
ンとして形成する。このGND電極パターン33は、コ
ンデンサのGND側電極として用いる。
ーン33を、導体ペーストの印刷等により、ベタパター
ンとして形成する。このGND電極パターン33は、コ
ンデンサのGND側電極として用いる。
【0058】なお、GND電極パターン33がコンデン
サの外側に形成されているので、底面側からの影響を受
けにくい構造になっている。 §4:90°移相器、及び完成した直交変調器の説明・
・・図5参照 図5Aは90°移相器の斜視図、図5Bは直交変調器の
斜視図、図5Cは図5BのX−Y線断面図である。
サの外側に形成されているので、底面側からの影響を受
けにくい構造になっている。 §4:90°移相器、及び完成した直交変調器の説明・
・・図5参照 図5Aは90°移相器の斜視図、図5Bは直交変調器の
斜視図、図5Cは図5BのX−Y線断面図である。
【0059】前記図4に示した各層20−1〜20−8
を積層して多層基板とし、その側面には、図5Aに示し
たように、外部電極(外部端子)36〜47を形成して
SMD(表面実装部品)化した90°移相器15とす
る。
を積層して多層基板とし、その側面には、図5Aに示し
たように、外部電極(外部端子)36〜47を形成して
SMD(表面実装部品)化した90°移相器15とす
る。
【0060】これらの外部電極36〜47の内、36は
入力端子IN用の電極、39は出力端子OUT1用の電
極、41は出力端子OUT2用の電極、38は終端抵抗
Re接続用の電極、37、40はGND側の電極、42
は変調信号(I)入力用の電極、43は変調信号(Q)
入力用の電極である。
入力端子IN用の電極、39は出力端子OUT1用の電
極、41は出力端子OUT2用の電極、38は終端抵抗
Re接続用の電極、37、40はGND側の電極、42
は変調信号(I)入力用の電極、43は変調信号(Q)
入力用の電極である。
【0061】このような構成の90°移相器15の上
(第1層20−1の表面)に、予め製作しておいた直交
変調用ミキサIC14をマウントし、その上から絶縁性
の樹脂35を被せて図5B、図5Cに示した直交変調器
とする。
(第1層20−1の表面)に、予め製作しておいた直交
変調用ミキサIC14をマウントし、その上から絶縁性
の樹脂35を被せて図5B、図5Cに示した直交変調器
とする。
【0062】この場合、直交変調用ミキサIC14の電
極と、90°移相器15の表面に設けた前記ボンディン
グ用パッド21等の間を、例えば、ワイヤボンディング
等により接続する。
極と、90°移相器15の表面に設けた前記ボンディン
グ用パッド21等の間を、例えば、ワイヤボンディング
等により接続する。
【0063】なお、多層基板を使用した90°移相器1
5は、図5Aに示したように、単体として製作してお
き、直交変調用ミキサIC14も別の工程で製作してお
く。このようにすると、90°移相器15は、90°位
相差を持った2信号(出力信号)を、90°移相器単体
でも評価可能となり、最終製品の歩留りを高めることが
できる。
5は、図5Aに示したように、単体として製作してお
き、直交変調用ミキサIC14も別の工程で製作してお
く。このようにすると、90°移相器15は、90°位
相差を持った2信号(出力信号)を、90°移相器単体
でも評価可能となり、最終製品の歩留りを高めることが
できる。
【0064】また、直交変調用ミキサIC14の周波数
特性を広く設計しておき、90°移相器15を、使用す
る各周波数(例えば、130、150、240MH
Z 等)に合わせて製作し、これらを組み合わせれば、そ
れぞれの周波数に対応した直交変調器が容易に製作でき
る。
特性を広く設計しておき、90°移相器15を、使用す
る各周波数(例えば、130、150、240MH
Z 等)に合わせて製作し、これらを組み合わせれば、そ
れぞれの周波数に対応した直交変調器が容易に製作でき
る。
【0065】更に、前記多層基板は、直交変調用ミキサ
IC14をマウントする必要があることや、100MH
Z 帯以上の周波数で使用すること等を考慮すると、銀導
体を同時焼成可能なガラスーセラミックスコンポジット
材料を使用することが望ましい。
IC14をマウントする必要があることや、100MH
Z 帯以上の周波数で使用すること等を考慮すると、銀導
体を同時焼成可能なガラスーセラミックスコンポジット
材料を使用することが望ましい。
【0066】(他の実施例)以上実施例について説明し
たが、本発明は次のようにしても実施可能である。 :90°移相器15の回路構成は、誘導結合型ハイブ
リッド回路に限らず、容量結合型ハイブリッド回路構成
としてもよい。
たが、本発明は次のようにしても実施可能である。 :90°移相器15の回路構成は、誘導結合型ハイブ
リッド回路に限らず、容量結合型ハイブリッド回路構成
としてもよい。
【0067】:ハイブリッド回路に接続する終端抵抗
Reは、多層基板の表面、或いは多層基板の裏面に設け
てもよい。 :90°移相器を、ストリップライン等により構成す
ることも可能である。但し、必要とする入力インピーダ
ンスを設定する場合、多層基板が厚く成りやすいため、
基板部分を薄型化する上で、LC構成の方が有利であ
る。
Reは、多層基板の表面、或いは多層基板の裏面に設け
てもよい。 :90°移相器を、ストリップライン等により構成す
ることも可能である。但し、必要とする入力インピーダ
ンスを設定する場合、多層基板が厚く成りやすいため、
基板部分を薄型化する上で、LC構成の方が有利であ
る。
【0068】また、500MHZ 以下の周波数帯域で
は、LC構成でなければ、小型設計は無理である。 :直交変調器ICは、前記実施例の構成と異なったも
のでも使用可能である。
は、LC構成でなければ、小型設計は無理である。 :直交変調器ICは、前記実施例の構成と異なったも
のでも使用可能である。
【0069】:前記実施例の多層基板において、第5
層(ダミー層)を省いて構成することも可能である。 :コンデンサ部の容量が大きい場合には、上記実施例
よりも、更に多層化してもよい(誘電体層を多くす
る)。また、コイル部を更に多層化することも可能であ
る。
層(ダミー層)を省いて構成することも可能である。 :コンデンサ部の容量が大きい場合には、上記実施例
よりも、更に多層化してもよい(誘電体層を多くす
る)。また、コイル部を更に多層化することも可能であ
る。
【0070】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば次
のような効果がある。 :本発明の直交変調器では、ディジタル処理をしない
ため、いわゆるディジタルノイズの発生の心配が無い。
のような効果がある。 :本発明の直交変調器では、ディジタル処理をしない
ため、いわゆるディジタルノイズの発生の心配が無い。
【0071】:90°移相器の消費電流は殆ど無く、
かつ、CR構成の回路(従来例参照)では、例えば、−
7dBの分配となるが、本発明によれば、−3dBの分
配となるので、90°移相器での信号の減衰量が少なく
なる。
かつ、CR構成の回路(従来例参照)では、例えば、−
7dBの分配となるが、本発明によれば、−3dBの分
配となるので、90°移相器での信号の減衰量が少なく
なる。
【0072】従って、後段の直交変調用ミキサICが、
従来の方式と同様な回路で構成し、かつ、変調波出力レ
ベルを、同等となるように設計した場合、最も消費電流
の小さな直交変調器が実現できる。
従来の方式と同様な回路で構成し、かつ、変調波出力レ
ベルを、同等となるように設計した場合、最も消費電流
の小さな直交変調器が実現できる。
【0073】:直交変調用ミキサICの周波数特性が
広く設定されていれば、90°移相器を置き換えること
により、任意の周波数の直交変調器が実現できる。特
に、90°移相器は、厚膜技術で製作されるため、IC
のプロセスにくらべれば、非常に有利である。
広く設定されていれば、90°移相器を置き換えること
により、任意の周波数の直交変調器が実現できる。特
に、90°移相器は、厚膜技術で製作されるため、IC
のプロセスにくらべれば、非常に有利である。
【0074】:直交変調用ミキサICを復調用のIC
に変更して、本発明の90°移相器を使用すれば、直交
復調器にすることも可能である。 :本発明の90°移相器は、誘電体、或いは絶縁体の
シートを積層した多層基板で構成しているため、シート
厚を予め測定して用いれば、定数の安定したコンデンサ
が得られる。また、コイル部は、空芯構造で設定すれ
ば、定数の安定したコイルが得られる。
に変更して、本発明の90°移相器を使用すれば、直交
復調器にすることも可能である。 :本発明の90°移相器は、誘電体、或いは絶縁体の
シートを積層した多層基板で構成しているため、シート
厚を予め測定して用いれば、定数の安定したコンデンサ
が得られる。また、コイル部は、空芯構造で設定すれ
ば、定数の安定したコイルが得られる。
【0075】従って、90°移相器として、安定した特
性が得られる。また、ファンクショントリミングを必要
としないため、コスト的に有利である。
性が得られる。また、ファンクショントリミングを必要
としないため、コスト的に有利である。
【図1】本発明の原理説明図である。
【図2】実施例における直交変調器のブロック図であ
る。
る。
【図3】実施例における90°移相器の回路例(Aは誘
導結合型ハイブリッド回路、Bは容量結合型ハイブリッ
ド回路)である。
導結合型ハイブリッド回路、Bは容量結合型ハイブリッ
ド回路)である。
【図4】実施例における90°移相器の分解斜視図であ
る。
る。
【図5】実施例における直交変調器の説明図(Aは90
°90°移相器の斜視図、Bは直交変調器の斜視図、C
はBのX−Y線断面図)である。
°90°移相器の斜視図、Bは直交変調器の斜視図、C
はBのX−Y線断面図)である。
【図6】従来技術の説明図(Aは直交変調器ICのブロ
ック図、Bは90°移相器例1、Cは90°移相器例
2)である。
ック図、Bは90°移相器例1、Cは90°移相器例
2)である。
6、7 ミキサ 8 加算器 14 直交変調用ミキサIC 15 90°移相器 35 樹脂
Claims (3)
- 【請求項1】 90°の位相差を持つ2つの信号(搬送
波信号)を発生させて直交変調を行う直交変調器におい
て、 前記90°の位相差を持つ2つの信号を発生させる部分
を多層基板で構成した90°移相器(15)と、 該90°移相器(15)で発生した前記信号を使用して
直交変調を行う部分をIC化した直交変調用ミキサIC
(14)とを設け、 前記90°移相器(15)を構成する多層基板に、前記
直交変調用ミキサIC(14)を搭載して両者を一体化
したことを特徴とする直交変調器。 - 【請求項2】 前記90°移相器(15)を、 複数のコイル(L1〜L4)をリング状に接続し、その
各接続点にそれぞれ、一方の電極を接地側電極としたコ
ンデンサ(C1〜C4)を接続したハイブリッド回路構
成とし、 前記複数のコイル(L1〜L4)からなるコイル部と、
前記複数のコンデンサ(C1〜C4)からなるコンデン
サ部とを、前記多層基板に導体パターンとして設定した
ことを特徴とする請求項1記載の直交変調器。 - 【請求項3】 前記90°移相器(15)に、外部電極
(36〜47)を設けておき、 該外部電極を使用して、90°移相器(15)単体での
特性評価ができるようにしたことを特徴とする請求項1
記載の直交変調器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP17507193A JPH0730598A (ja) | 1993-07-15 | 1993-07-15 | 直交変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP17507193A JPH0730598A (ja) | 1993-07-15 | 1993-07-15 | 直交変調器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0730598A true JPH0730598A (ja) | 1995-01-31 |
Family
ID=15989727
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP17507193A Pending JPH0730598A (ja) | 1993-07-15 | 1993-07-15 | 直交変調器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0730598A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0675621A2 (en) * | 1994-03-28 | 1995-10-04 | Nec Corporation | Quadrature modulator operable in quasi-microwave band of digital communication system |
US7538635B2 (en) | 2005-04-11 | 2009-05-26 | Ntt Docomo, Inc. | Quadrature hybrid circuit having variable reactances at the four ports thereof |
JP2010016551A (ja) * | 2008-07-02 | 2010-01-21 | Mitsubishi Electric Corp | 移相回路 |
-
1993
- 1993-07-15 JP JP17507193A patent/JPH0730598A/ja active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0675621A2 (en) * | 1994-03-28 | 1995-10-04 | Nec Corporation | Quadrature modulator operable in quasi-microwave band of digital communication system |
EP0675621A3 (en) * | 1994-03-28 | 1998-10-21 | Nec Corporation | Quadrature modulator operable in quasi-microwave band of digital communication system |
US7538635B2 (en) | 2005-04-11 | 2009-05-26 | Ntt Docomo, Inc. | Quadrature hybrid circuit having variable reactances at the four ports thereof |
JP2010016551A (ja) * | 2008-07-02 | 2010-01-21 | Mitsubishi Electric Corp | 移相回路 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20030107 |