JP3399764B2 - 高周波信号分配器、直交ミキサ及び送受信機 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、小型化および高
精度化を図った高周波信号分配器、直交ミクサ及び送受
信機に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１３は例えば、１９９２年電子情報通
信学会秋季大会の予稿集分冊２の４０４頁に示された従
来の高周波回路の高周波信号分配器を示す構成図であ
り、図において、１は高周波信号が印加される入力端
子、２は入力端子１より入力した高周波信号を同相かつ
等電力に２分配する同相電力分配器、３は同相電力分配
器２により分配された一方の高周波信号に対して位相を
＋４５度変化させる第１の移相回路、４は第１の出力端
子、５は同相電力分配器２により分配された他方の高周
波信号に対して位相を−４５度変化させる第２の移相回
路、６は第２の出力端子である。

【０００３】次に動作について説明する。まず、入力端
子１に印加された高周波信号は同相電力分配器２におい
て等振幅かつ同位相に２分配される。このうち一方は、
第１の移相回路３を介して第１の出力端子４に出力され
るとともに、他方は第２の移相回路５を介して第２の出
力端子６にそれぞれ出力される。第１の移相回路３およ
び第２の移相回路５は、通過する高周波信号に対し、中
心周波数において損失が等しく、位相がそれぞれ、概略
＋４５度と−４５度変化するように設計されている。そ
のため、第１の出力端子４と第２の出力端子６には、振
幅が等しく、位相差が９０度の信号が出力される。

【０００４】図１４は例えば、電子情報通信学会編「衛
星通信用マイクロ波回路」の６３頁に示された従来の高
周波回路の分布定数回路を用いたウィルキンソン形電力
分配器を示す構成図であり、図において、７はウィルキ
ンソン形電力分配器を構成する第１の線路、８はウィル
キンソン形電力分配器を構成する第２の線路であり、そ
の長さは設計中心周波数ｆ0 で１／４波長である。９は
アイソレーション抵抗であり、設計中心周波数において
この同相電力分配器の通過損失は３ｄＢ、第１、第２の
出力端子４、６間のアイソレーションは理論上、無限大
となる。

【０００５】次にマイクロ波帯における移相回路につい
て説明する。図１５は従来の高周波回路の移相回路を示
す構成図であり、図において、１０は第１の入力端子、
１１は第２の入力端子、１２は移相回路を構成する第１
の線路、１３は移相回路を構成する第２の線路であり、
第１の線路１２の長さＬ１と第２の線路１３の長さＬ２
の差が、中心周波数ｆ0 において１／４波長となるよう
に設計されている。このため、第１の入力端子１０と第
２の入力端子１１とに位相の等しい周波数ｆ0 の信号を
入力すれば、第１の出力端子４と第２の出力端子６では
位相が９０度異なる信号を得ることができる。

【０００６】しかし、ＵＨＦ帯から、携帯電話やＰＨＳ
で用いられるような準マイクロ波帯では上記同相電力分
配器や移相回路は非常に大きな形状となっていた。この
理由としては、準マイクロ波帯の波長が長いため、ウィ
ルキンソン形電力分配器を構成する第１の線路７、第２
の線路８、および移相回路を構成する第１の線路１２、
第２の線路１３が長くなるためである。例えば、厚さ
０．４ｍｍのガリウム砒素（ＧａＡｓ）基板上では、設
計中心周波数を１．９ＧＨｚとすると１／４波長は約１
４ｍｍとなる。線路を折り曲げて配置した場合でも、こ
れらの４本の線路の占める面積は５ｍｍ×５ｍｍ以上に
なる。

【０００７】この点を改善する方策の一つに回路素子を
集中定数素子とする方法がある。図１６はＧａＡｓ基板
上に集中定数素子を用いて構成した従来の高周波回路の
高周波信号分配器を示す構成図であり、図において、１
４ａは第１のスパイラルインダクタ、１４ｂは第２のス
パイラルインダクタ、１４ｃは第３のスパイラルインダ
クタ、１４ｄは第４のスパイラルインダクタである。１
５ａは第１のＭＩＭキャパシタ、１５ｂは第２のＭＩＭ
キャパシタ、１５ｃは第３のＭＩＭキャパシタ、１５ｄ
は第４のＭＩＭキャパシタ、１５ｅは第５のＭＩＭキャ
パシタ、１５ｆは第６のＭＩＭキャパシタ、１５ｇは第
７のＭＩＭキャパシタである。

【０００８】１６は薄膜抵抗、２ｂは第１のスパイラル
インダクタ１４ａおよび第２のスパイラルインダクタ１
４ｂと第１のＭＩＭキャパシタ１５ａ、第２のＭＩＭキ
ャパシタ１５ｂおよび第３のＭＩＭキャパシタ１５ｃお
よび薄膜抵抗１６で構成されたウィルキンソン形電力分
配器であり、上記図１４に示す線路を用いたウィルキン
ソン形電力分配器を集中定数素子化したものである。１
７は第３のスパイラルインダクタ１４ｃ、第４のＭＩＭ
キャパシタ１５ｄおよび第５のＭＩＭキャパシタ１５ｅ
で構成された高域通過フィルタ（ＨＰＦ）、１８は第４
のスパイラルインダクタ１４ｄと第６のＭＩＭキャパシ
タ１５ｆ、第７のＭＩＭキャパシタ１５ｇで構成された
低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、それぞれ、図１３
に示す高周波信号分配器における第１、第２の移相回路
３、５として用いている。

【０００９】図１７は線路の等価回路を示す構成図であ
り、図において、１９はインダクタンス、２０ａは第１
のキャパシタ、２０ｂは第２のキャパシタである。これ
を用いてウィルキンソン形電力分配器を構成する第１、
第２の線路７、８を集中定数素子に置き換えている。置
き換えられた集中定数素子のうち、インダクタンスＬは
スパイラルインダクタで、キャパシタＣはＭＩＭキャパ
シタでそれぞれ実現している。

【００１０】図１８はＨＰＦの通過移相とＬＰＦの通過
移相および位相差の周波数数特性を示す波形図である。
一般にＨＰＦは通過する信号の位相が進み、ＬＰＦは通
過する信号の位相が遅れる特性をもつ。したがって、中
心周波数ｆ0 において、θ１＝４５度、θ２＝−４５度
となるように設計することで、２つの回路を通過する信
号の位相差θ１−θ２を９０度とすることができる。上
記図１６に示す高周波信号分配器においては、ＨＰＦお
よびＬＰＦをインダクタンスとキャパシタで構成し、こ
れをスパイラルインダクタおよびＭＩＭキャパシタで実
現している。

【００１１】以上のように、高周波信号分配器の回路素
子に集中定数素子を用いることで、上記図１６に示す高
周波信号分配器では、設計中心周波数を１．９ＧＨｚと
した場合の外形寸法を１．５ｍｍ×１．３ｍｍまで小形
化している。

【００１２】以上の高周波信号分配器は全て受動回路で
構成されているため、図１９に示すように高周波信号合
成器としても動作させることができる。図１９は高周波
信号分配器を高周波信号合成器としても動作させたとき
の信号の流れを示す構成図であり、図１９中の矢印は高
周波信号合成器として動作させた場合の信号の流れを示
す。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】従来の高周波信号分配
器は以上のように構成されているので、インダクタンス
Ｌを実現するためにスパイラルインダクタを用いている
ため、設計中心周波数がＵＨＦ帯から携帯電話やＰＨＳ
で用いられるような準マイクロ波帯の場合には、必要な
インダクタンス値が大きくなり、スパイラルインダクタ
の形状が大きくなるという問題があった。例えば、Ｇａ
Ａｓ基板上において、中心周波数１．９ＧＨｚのウィル
キンソン形電力分配器を実現しようとした場合、必要な
インダクタンスの値は５．９ｎＨとなる。これを線路幅
１０ｕｍ、線路間隔１０ｕｍのスパイラルインダクタで
得ようとすると、その外形は３００ｕｍ×３００ｕｍ以
上となり、図１６に示す高周波信号分配器中のウィルキ
ンソン形分配器の占める面積のうち、スパイラルインダ
クタの占める割合は６０％以上となっており、高周波信
号分配器の小型化を妨げるなどの課題があった。

【００１４】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたもので、小型化な高周波信号分配器、直交
ミクサ及び送受信機を得ることを目的とする。

【００１５】また、この発明は、位相精度および振幅精
度の高い高周波信号分配器、直交ミクサ及び変調精度の
高い送信機および復調精度の高い受信機を得ることを目
的とする。

【００１６】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明に係
る高周波信号分配器は、第１および第２の電界効果トラ
ンジスタを用いて構成された第１，第２のソースフォロ
ワ回路と、第１および第２の移相回路とからなり、第１
のソースフォロワ回路の入力端子と第２のソースフォロ
ワ回路の入力端子とを高周波的に接続し、第１のソース
フォロワ回路の出力端子と第１の移相回路とを高周波的
に接続し、第２のソースフォロワ回路の出力端子と第２
の移相回路とを高周波的に接続してなる高周波信号分配
器であって、第１および第２の移相回路の少なくても一
方が複数のインダクタおよび複数のキャパシタからなる
高域通過フィルタで構成され、さらに高域通過フィルタ
を構成する直列のキャパシタをソースフォロワ回路に対
する直流遮断素子としたものである。

【００１７】請求項２記載の発明に係る高周波信号分配
器は、第１および第２の電界効果トランジスタを有し、
第１および第２の電界効果トランジスタを用いて構成さ
れた第１および第２のソースフォロワ回路と、第１およ
び第２の直流遮断用キャパシタと、第１および第２の移
相回路とからなり、第１のソースフォロワ回路の入力端
子と第２のソースフォロワ回路の入力端子とを高周波的
に接続し、第１のソースフォロワ回路の出力端子と第１
の直流遮断用キャパシタとを接続し、第１の直流遮断用
キャパシタと第１の移相回路とを接続し、第２のソース
フォロワ回路の出力端子と第２の直流遮断用キャパシタ
とを接続し、第２の直流遮断用キャパシタと第２の移相
回路とを接続してなる高周波信号分配器であって、第１
および第２の移相回路の少なくても一方が複数のインダ
クタおよび複数のキャパシタからなる低域通過フィルタ
で構成され、さらに所定の移相量が得られるように低域
通過フィルタを構成する直列のインダクタのインダクタ
ンス値を第１および第２の直流遮断用キャパシタの少な
くても一方に合わせて補正したものである。

【００１８】請求項３記載の発明に係る高周波信号分配
器は、第１および第２の電界効果トランジスタを用いて
構成された第１および第２のソースフォロワ回路と、第
１および第２の移相回路とからなり、第１のソースフォ
ロワ回路の入力端子と第２のソースフォロワ回路の入力
端子とを高周波的に接続し、第１のソースフォロワ回路
の出力端子と第１の移相回路とを高周波的に接続し、第
２のソースフォロワ回路の出力端子と第２の移相回路と
を高周波的に接続してなる高周波信号分配器であって、
第１および第２の移相回路の少なくても一方が複数のイ
ンダクタおよび複数のキャパシタからなる低域通過フィ
ルタで構成され、さらに低域通過フィルタを構成する直
列のインダクタに直流遮断用のキャパシタを直列接続
し、所定の移相量が得られるように低域通過フィルタを
構成する直列のインダクタのインダクタンス値を直流遮
断用のキャパシタに合わせて補正したものである。

【００１９】請求項４記載の発明に係る高周波信号分配
器は、請求項１から請求項３に記載された高周波信号分
配器において、電界効果トランジスタに代わってトラン
ジスタを用いるようにしたものである。

【００２０】請求項５記載の発明に係る直交ミクサは、
請求項１から請求項４に記載された高周波信号分配器
と、高周波信号入力端子と局部発振波入力端子とベース
バンド信号出力端子とを有し、高周波信号と局部発振波
とを入力してベースバンド信号を出力する第１、第２の
単位ミクサとからなり、高周波信号分配器の第１の出力
端子と第１の単位ミクサの高周波信号入力端子とを高周
波的に接続し、高周波信号分配器の第２の出力端子と第
２の単位ミクサの高周波信号入力端子とを高周波的に接
続したものである。

【００２１】請求項６記載の発明に係る直交ミクサは、
請求項１から請求項４に記載された高周波信号分配器
と、高周波信号入力端子と局部発振波入力端子とベース
バンド信号出力端子とを有し、高周波信号と局部発振波
とを入力してベースバンド信号を出力する第１、第２の
単位ミクサと、第１および第２の電界効果トランジスタ
を有し、第１および第２の電界効果トランジスタを用い
て構成された第１および第２のゲート接地回路とからな
り、高周波信号分配器の第１の出力端子と第１のゲート
接地回路の入力端子とを高周波的に接続し、第１のゲー
ト接地回路の出力端子と第１の単位ミクサの高周波信号
入力端子とを高周波的に接続し、高周波信号分配器の第
２の出力端子と第２のゲート接地回路の入力端子とを高
周波的に接続し、第２のゲート接地回路の出力端子と第
２の単位ミクサの高周波信号入力端子とを高周波的に接
続したものである。

【００２２】請求項７記載の発明に係る直交ミクサは、
請求項５または請求項６に記載された直交ミクサにおい
て、電界効果トランジスタの代わりにトランジスタを用
いるようにしたものである。

【００２３】請求項８記載の発明に係る送受信機は、請
求項５から請求項７に記載された直交ミクサを用いるよ
うにしたものである。

【００２４】

【発明の実施の形態】以下、この発明の参考例および実
施の一形態を説明する。参考例１ ． 図１はこの発明の参考例１による高周波回路の高周波信
号分配器を示す構成図であり、図において、１は高周波
信号が印加される入力端子、２０は第１のソースフォロ
ワ回路２１と第２のソースフォロワ回路２２の入力端子
を高周波的に接続して構成される同相電力分配器、２３
は電界効果トランジスタ、２４は電源端子、２５は電界
効果トランジスタ２３のドレイン端子と接地とを高周波
的に短絡するバイパスコンデンサ、２６は電界効果トラ
ンジスタの動作点を決定するバイアス用抵抗である。３
は同相電力分配器２０により分配された一方の高周波信
号に対して位相を変化させる第１の移相回路、４は第１
の出力端子、５は同相電力分配器２０により分配された
他方の高周波信号に対して位相を変化させる第２の移相
回路、６は第２の出力端子である。

【００２５】 次に動作について説明する。入力端子１に
印加された高周波信号は、第１のソースフォロワ回路２
１と第２のソースフォロワ回路２２からなる同相電力分
配器２０を経て、等振幅かつ同位相の信号に分配され、
第１の移相回路３および第２の移相回路５に出力され
る。例えば、第１の移相回路３を高域通過フィルタとし
て通過する信号の位相が４５度進み、第２の移相回路５
を低域通過フィルタとして通過する信号の位相が４５度
遅れるように設定すれば、第１の出力端子４および第２
の出力端子６に出力される高周波信号の位相を９０度異
なるものにできる。

【００２６】 以上のように、この参考例１によれば、第
１のソースフォロワ回路２１および第２のソースフォロ
ワ回路２２からなる同相電力分配器２０は、電界効果ト
ランジスタ２３、バイパスコンデンサ２５およびバイア
ス用抵抗２６から構成され、大きな面積を有する線路や
スパイラルインダクタを用いないため、高周波信号分配
器を小形に構成できるなどの効果が得られる。

【００２７】 また、第１のソースフォロワ回路２１およ
び第２のソースフォロワ回路２２の出力インピーダンス
は、広帯域にわたって第１の移相回路３および第２の移
相回路５の特性インピーダンスと等しくなるように設定
できるため、第１の移相回路３および第２の移相回路５
の入力端での反射を抑制し、反射した高周波信号とソー
スフォロワ回路から出力された高周波信号が干渉して生
じる振幅精度と位相精度の劣化を抑制する効果が得られ
る。

【００２８】 さらに、同相電力分配器２０は能動素子を
用いているため、能動素子の端子間の高いアイソレーシ
ョン特性により、受動素子を用いた同相電力分配器に比
べて広い周波数範囲にわたって出力端子間のアイソレー
ション特性を良好なものにできる。従って、第１の移相
回路３の入力端で反射した高周波信号が同相電力分配器
２０を経て第２の移相回路５へ漏洩し、第２の移相回路
５を通過する高周波信号と干渉した場合に生じる振幅精
度と位相精度の劣化を抑制する効果が得られる。

【００２９】参考例２ ． 図２はこの発明の参考例２による高周波信号分配器を示
す構成図であり、図において、参考例１と同一の符号に
ついては同一または相当部分を示すので説明を省略す
る。上記参考例１では、同相電力分配器２０を構成する
第１のソースフォロワ回路２１および第２のソースフォ
ロワ回路２２の出力端子と、通過信号の位相を変化させ
る第１の移相回路３および第２の移相回路５の入力端子
とを直接接続しているものについて示したが、図２に示
すように、同相電力分配器２０を構成する第１のソース
フォロワ回路２１および第２のソースフォロワ回路２２
の出力端子と、通過信号の位相を変化させる第１の移相
回路３および第２の移相回路５の入力端子との間に、第
３のソースフォロワ回路２７および第４のソースフォロ
ワ回路２８を新たに設けてもよい。

【００３０】 以上のように、この参考例２によれば、第
３のソースフォロワ回路２７および第４のソースフォロ
ワ回路２８を設けることにより、第１の移相回路３およ
び第２の移相回路５の入力端子間のアイソレーョン特性
を参考例１のものよりもさらに改善できる。このため、
第１の移相回路３および第２の移相回路５の入力端で反
射した高周波信号がもう一方の移相回路へ漏洩するのを
防ぎ、振幅精度および位相精度の劣化を抑制する効果が
得られる。

【００３１】 また、同相電力分配器２０は、電界効果ト
ランジスタ２３、バイパスコンデンサ２５およびバイア
ス用抵抗２６から構成され、大きな面積を有する線路や
スパイラルインダクタを用いないため、小形に構成でき
る効果が得られる。なお、参考例２においては、同相電
力分配器２０として、参考例１で述べた第１のソースフ
ォロワ回路２１、第２のソースフォロワ回路２２で構成
された同相電力分配器２０を用いたが、本発明はこれに
限らず、２つのソース接地回路あるいはゲート接地回路
を用い、これらの入力端子を高周波的に接続してなる同
相電力分配器でも同様な効果が得られる。

【００３２】参考例３ ． 図３はこの発明の参考例３による高周波信号合成器を示
す構成図であり、図において、参考例１と同一の符号に
ついては同一または相当部分を示すので説明を省略す
る。１０は第１の入力端子、１１は第２の入力端子、２
９は第１のゲート接地回路、３０は第２のゲート接地回
路、３１は第１のゲート接地回路２９と第２のゲート接
地回路３０と出力端子を高周波的に接続して構成される
同相電力合成器、３２は出力端子である。

【００３３】 同相電力合成器３１は、電界効果トランジ
スタ２３およびバイアス用抵抗２６から構成され、大き
な面積を有する線路やスパイラルインダクタを用いない
ため、図３に示す高周波信号合成器を小形に構成できる
効果が得られる。また、ゲート接地回路は低入力インピ
ーダンスを有するので、第１のゲート接地回路２９およ
び第２のゲート接地回路３０からなる同相電力合成器３
１の入力端子と、マイクロ波帯で用いられる入出力イン
ピーダンスが５０オームの移相回路３，５とを整合回路
を設けることなく接続することができる効果が得られ
る。

【００３４】 また、この参考例３における同相電力合成
器は３１、能動素子を用いている。そのため、能動素子
の端子間の高アイソレーション特性により、受動素子を
用いた同相電力分配器に比べて広い周波数範囲にわたっ
て出力端子間のアイソレーション特性を良好なものとで
きる。したがって、第１のゲート接地回路２９を介して
出力端子３２に達した高周波信号の一部が第２の移相回
路５へと漏洩し、第２の移相回路５を通過する高周波信
号と干渉して生じる位相精度の劣化を抑制することがで
き、第１，第２の移相回路３，５の出力端での反射を抑
制して反射された高周波信号と第１，第２の移相回路
３、５から出力された信号が干渉して生じる振幅精度と
位相精度との劣化を抑制する効果が得られる。

【００３５】参考例４ ． 図４はこの発明の参考例４による高周波信号合成器を示
す構成図であり、図において、参考例１および参考例３
と同一の符号については同一または相当部分を示すので
説明を省略する。上記参考例３では、同相電力合成器３
１を構成する第１のゲート接地回路２９と通過信号の位
相を変化させる第１の移相回路３および同相電力合成器
３１を構成する第２のゲート接地回路３０と通過信号の
位相を変化させる第２の移相回路５を直接接続している
ものについて示したが、図４に示すように、第１のゲー
ト接地回路２９と第１の移相回路３との間に第１のソー
スフォロワ回路２１を、第２のゲート接地回路３０と第
２の移相回路５との間に第２のソースフォロワ回路２２
を新たに設けてもよい。

【００３６】 以上のように、この参考例４によれば、第
１の移相回路３および第２の移相回路５の出力端子間の
アイソレーション特性を参考例３よりもさらに改善でき
るため、第１の移相回路３と同相電力合成器３１を経て
出力端子３２に達した高周波信号が、第２の移相回路５
へ漏洩するのを防ぎ、振幅精度と位相精度の劣化を抑制
する効果が得られる。

【００３７】 また、同相電力合成器３１は電界効果トラ
ンジスタ２３、およびバイアス用抵抗２６から構成さ
れ、大きな面積を有する線路やスパイラルインダクタを
用いないため、高周波信号合成器を小形に構成できる効
果が得られる。

【００３８】 なお、この参考例４において、参考例３で
示した第１のゲート接地回路２９および第２のゲート接
地回路３０で構成された同相電力合成器３１を用いた
が、本発明はこれに限らず、２つのソース接地回路ある
いはゲート接地回路を用い、これらの出力端子を高周波
的に接続してなる同相電力合成器でも同様な効果が得ら
れる。

【００３９】 実施の形態１． 図５はこの発明の実施の形態１による高周波信号分配器
を示す構成図であり、図において、参考例１と同一の符
号については同一または相当部分を示すので説明を省略
する。３３ａは電界効果トランジスタ２３の前段に設け
られた直流遮断用キャパシタ（第１の直流遮断用キャパ
シタ）、３３ｂは電界効果トランジスタ２３の前段に設
けられた直流遮断用キャパシタ（第２の直流遮断用キャ
パシタ）、３３ｃは第２の移相回路の前段に設けられた
直流遮断用キャパシタ（第３の直流遮断用キャパシ
タ）、３７は第１のキャパシタ３４（複数のキャパシ
タ），第２のキャパシタ（複数のキャパシタ）３５およ
びインダクタ３６から構成される高域通過フィルタであ
り、移相回路として用いている。

【００４０】 参考例１ から参考例４では、高周波信号に
対する動作の説明を行っているために省略しているが、
電界効果トランジスタ２３等の能動素子を用いた回路で
は、通常その入出力端に直流遮断用のキャパシタを設け
ている。これは前段ないしは後段の回路にバイアス電圧
が印加しないようにするためであり、この実施の形態１
に示す高周波信号分配器においては、第１のソースフォ
ロワ回路２１、第２のソースフォロワ回路２２を構成す
る電界効果トランジスタ２３のゲート端子および第２の
ソースフォロワ回路２２と第２の移相回路５との間に直
流遮断用のキャパシタ３３ａ、３３ｂ、３３ｃを設けて
いる。

【００４１】 しかし、高域通過フィルタ３７を構成する
第１のキャパシタ３４を直流遮断用にも用いているた
め、第１のソースフォロワ回路２１と高域通過フィルタ
３７の間には直流遮断用のキャパシタを設けていない。
したがって、この実施の形態１によれば、上記の理由に
より、高周波信号分配器を構成する部品数を減らすこと
ができる効果が得られる。

【００４２】 実施の形態２． 図６はこの発明の実施の形態２による高周波信号分配器
を示す構成図であり、図において、参考例１および実施
の形態１と同一の符号については同一または相当部分を
示すので説明を省略する。４１は第１のインダクタ（複
数のインダクタ）３８および第２のインダクタ（複数の
インダクタ）３９とキャパシタ４０で構成された低域通
過フィルタであり、移相回路として用いている。なお、
第１のインダクタ３８のインダクタンス値を第２のイン
ダクタ３９のインダクタンス値に比べて大きくしてい
る。第１のソースフォロワ回路２１および第２のソース
フォロワ回路２２を構成する電界効果トランジスタ２３
のゲート端子と、第１のソースフォロワ回路２１と第１
の移相回路１４の間、および第２のソースフォロワ回路
２２と低域通過フィルタ４１の間にはそれぞれ、直流遮
断用のキャパシタ３３ａ、３３ｂ、３３ｃ、３３ｄを設
けている。

【００４３】 低域通過フィルタ４１は通常、フィルタ単
体で所望の移相量を得られるように設計されているとと
もに、第１のインダクタ３８のインダクタンス値と第２
のインダクタ３９のインダクタンス値は同一である。し
かし、このような低域通過フィルタ４１を直流遮断用の
キャパシタ３３ｄを介して同相電力分配器２に接続した
場合、直流遮断用のキャパシタ３３ｄの持つ容量成分が
通過する信号の位相に影響をもたらし、位相誤差が生じ
る。

【００４４】 以上のように、この実施の形態２によれ
ば、このような位相誤差を抑制するため、直流遮断用の
キャパシタ３３ｄの持つ容量成分を打ち消すように、第
１のインダクタ３８のインダクタンス値を第２のインダ
クタ３９のインダクタンス値よりも大きくしている。こ
れにより所望の移相量を得ることができ、位相誤差を抑
制することができる効果が得られる。

【００４５】 実施の形態３． 図７はこの発明の実施の形態３による高周波信号分配器
を示す構成図であり、図において、参考例１および実施
の形態1，２と同一の符号については同一または相当部
分を示すので説明を省略する。４６はインダクタ４２と
第１のキャパシタ（複数のキャパシタ）４３、第２のキ
ャパシタ（複数のキャパシタ）４４、第３のキャパシタ
（複数のキャパシタ）４５で構成された低域通過フィル
タである。また、第１のソースフォロワ回路２１、第２
のソースフォロワ回路２２を構成する電界効果トランジ
スタ２３のゲート端子および、第１のソースフォロワ回
路２１と第１の移相回路３の間には直流遮断用のキャパ
シタ３３ａ，３３ｂ，３３ｃを設けている。

【００４６】 上記低域通過フィルタ４６は通常、インダ
クタ４２と第１のキャパシタ４３、第２のキャパシタ４
４とで所望の位相を得られるように設計されている。し
かし、このような低域通過フィルタ４６を同相電力分配
器２０に接続すると、第２のソースフォロワ回路２２の
出力端子に生じる直流電圧が第２の出力端子６を介して
後段の回路にも印加されてしまう。これを防ぐため、本
実施の形態３では第３のキャパシタ４５を設け、直流電
圧の遮断を図っている。

【００４７】 また、単に第３のキャパシタ４５を設けた
だけでは、その容量成分が通過する信号の位相に影響を
もたらし、位相誤差が生じてしまう。本実施の形態３で
はこのような位相誤差を抑制するため、第３のキャパシ
タ４５の持つ容量成分を打ち消すようにインダクタ４２
のインダクタンス値を本来の値よりも大きくしている。
以上のように、この実施の形態３によれば、所望の位相
を得ることができ、位相誤差を抑制することができる効
果が得られる。

【００４８】 実施の形態４． 図８はこの発明の実施の形態４による直交ミクサを示す
構成図であり、図において、参考例１および実施の形態
１から実施の形態３と同一の符号については同一または
相当部分を示すので説明を省略する。４７は参考例１に
示す高周波信号分配器であり、出力信号の位相差が９０
度となるように設定されている。４８、４９はそれぞれ
第１の単位ミクサ、第２の単位ミクサであり、高周波信
号入力端子と局部発振波入力端子とベースバンド信号出
力端子とを有し、高周波信号と局部発振波とを入力して
ベースバンド信号を出力する。５０は直交ミクサの局部
発振波入力端子であり、この端子に印加された局部発振
波が等分配され、第１の単位ミクサ４８、第２の単位ミ
クサ４９の局部発振波入力端子に加えられる。

【００４９】 入力端子１に印加された高周波信号は、高
周波信号分配器４７によって等振幅で位相が９０度異な
る信号に分配される。この高周波信号は第１の単位ミク
サ４８、第２の単位ミクサ４９の高周波信号入力端子に
印加され、それぞれベースバンド信号に変換され、第１
の出力端子４、第２の出力端子６に出力される。

【００５０】 以上のように、本実施の形態４における直
交ミクサでは、参考例１に示す高周波信号分配器４７を
用いているので、小形に形成できる効果が得られる。ま
た、高周波信号分配器４７のアイソレーション特性が広
帯域にわたって良好であるため、高周波信号分配器４７
を介して単位ミクサ間で生じる高周波信号の干渉を抑制
でき、これにより、良好な直交精度を持つ直交ミクサを
構成できる効果が得られる。

【００５１】 なお、実施の形態４では参考例１に示す高
周波信号分配器を用いたが、本発明はこれに限らず、参
考例２および実施の形態１から実施の形態３に示す高周
波信号分配器を用いた場合にも適用できる。

【００５２】 実施の形態５． 図９はこの発明の実施の形態５による直交ミクサを示す
構成図であり、図において、参考例１および実施の形態
１から実施の形態４と同一の符号については同一または
相当部分を示すので説明を省略する。高周波信号分配器
４７と第１の単位ミクサ４８および第２の単位ミクサ４
９との間に第１のゲート接地回路２９および第２のゲー
ト接地回路３０を設けている。また、高周波信号分配器
４７は出力信号の位相差が９０度となるように設定され
ている。

【００５３】 ゲート接地回路は入力インピーダンスが低
く、出力インピーダンスが高いという特徴を有する。ま
た、マイクロ波帯において移相回路の出力インピーダン
スは通常５０オームであり、単位ミクサの高周波信号入
力端子のインピーダンスはこれに比べると高く、例えば
ダイオードミクサでは１００オーム以上となる。

【００５４】 以上のように、この実施の形態５によれ
ば、第１の移相回路３と第１の単位ミクサ４８の間に第
１のゲート接地回路２９を、第２の移相回路５と第２の
単位ミクサ４９の間に第２のゲート接地回路３０を設け
ることで、移相回路と単位ミクサとの間の整合をはか
り、単位ミクサの入力端で生じる高周波信号の反射を抑
制できる効果が得られる。

【００５５】 さらに、アイソレーション特性が良好なゲ
ート接地回路を設けることで、一方の単位ミクサからも
う一方の単位ミクサへの信号の漏洩を抑制でき、これに
より高周波信号分配器４７を介した第１、第２の単位ミ
クサ４８、４９間の高周波信号の干渉を抑えることがで
きるため、直交ミクサの直交精度を高められる効果が得
られる。

【００５６】 なお、実施の形態５では参考例１に示す高
周波信号分配器を用いたが、本発明はこれに限らず、参
考例２および実施の形態１から実施の形態３に示す高周
波信号分配器を用いた場合にも適用できる。

【００５７】参考例５ ． 図１０はこの発明の参考例５による直交ミクサを示す構
成図であり、図において、参考例３および実施の形態１
から実施の形態５と同一の符号については同一または相
当部分を示すので説明を省略する。５１、５２は第３の
単位ミクサおよび第４の単位ミクサであり、ベースバン
ド信号入力端子と局部発振波入力端子と高周波信号出力
端子とを有し、ベースバンド信号と局部発振波とを入力
して高周波信号を出力する。５３は参考例３に示す高周
波信号合成器であり、第１の移相回路３、第２の移相回
路５で２つの入力信号の位相差を９０度としたあと、同
相電力合成器３１でこれらの信号を合成する。

【００５８】 次に動作について説明する。第１の入力端
子１０、第２の入力端子１１に印加された２つのベース
バンド信号はそれぞれ、第３の単位ミクサ５１、第４の
単位ミクサ５２において高周波信号に変換され、高周波
信号合成器５３に入力される。ここで位相が９０度ずれ
た状態で合成され、出力端子３２に出力される。

【００５９】 以上のように、この参考例５によれば、参
考例３に示す高周波信号合成器を用いているので、小形
に形成できる効果が得られる。また、高周波信号合成器
５３のアイソレーション特性が広帯域にわたって良好で
あるため、高周波信号合成器５３を介して単位ミクサ間
で生じる高周波信号の干渉を抑制でき、これにより、良
好な直交精度を持つ直交ミクサを構成することができる
効果が得られる。

【００６０】 なお、参考例５では参考例３に示す高周波
信号合成器を用いたが、本発明はこれに限らず、参考例
４に示す高周波信号合成器を用いた場合にも適用でき
る。

【００６１】参考例６ ． 図１１はこの発明の参考例６による高周波回路の直交ミ
クサを示す構成図であり、図において、参考例３、５お
よび実施の形態１と同一の符号については同一または相
当部分を示すので説明を省略する。第３の単位ミクサ５
１および第４の単位ミクサ５２と高周波信号合成器５３
との間に第１のソースフォロワ回路２１および第２のソ
ースフォロワ回路２２を設けている。また高周波信号合
成器５１は、第１の移相回路３および第２の移相回路５
で２つの入力信号の位相差を９０度としたあと、同相電
力合成器３１でこれらの信号を合成する。

【００６２】 ソースフォロワ回路２２は入力インピーダ
ンスが高く、出力インピーダンスが低いという特徴を有
する。また、マイクロ波帯において移相回路の入力イン
ピーダンスは通常５０オームである。単位ミクサの高周
波信号出力端子のインピーダンスはこれに比べると高
く、例えばダイオードミクサでは１００オーム以上とな
る。

【００６３】 以上のように、この参考例６によれば、第
３の単位ミクサ５１と第１の移相回路３との間に第１の
ソースフォロワ回路２１を、第２の単位ミクサ５２と第
２の移相回路５との間に第２のソースフォロワ回路２２
を設けることで、単位ミクサと移相回路との間の整合を
はかり、移相回路の入力端で生じる高周波信号の反射を
抑制できる効果が得られる。

【００６４】 また、アイソレーション特性が良好な第
１，第２のソースフォロワ回路２１，２２を設けること
で、一方の単位ミクサからもう一方の単位ミクサへの信
号の漏洩を抑制でき、これにより高周波信号合成器５３
を介した第３の単位ミクサ５１、第４の単位ミクサ５２
間の高周波信号の干渉を抑えることができ、直交精度を
高めることができる効果が得られる。

【００６５】 なお、参考例６では参考例３に示す高周波
信号合成器を用いたが、本発明はこれに限らず、参考例
４に示す高周波信号合成器を用いた場合にも適用でき
る。

【００６６】 実施の形態６． 上記参考例１から参考例６および実施の形態１から実施
の形態５までに示す高周波信号分配器または直交ミクサ
では能動素子として電界効果トランジスタを用いている
ものを示したが、トランジスタで構成してもよく、上記
の効果を得ることができる。

【００６７】 実施の形態７． 上記、参考例１から参考例６および実施の形態１から実
施の形態５に示した直交ミクサを用いて送受信機を構成
することで、小形で変復調精度の良好な送受信機を構成
することができる効果が得られる。

【００６８】参考例７ ． 図１２はこの発明の参考例７による高周波信号分配器の
移相回路を示す構成図であり、図において、５４はモノ
リシック基板、５８は第１のＭＩＭキャパシタ５５およ
び第２のＭＩＭキャパシタ５６と第１のスパイラルイン
ダクタ（スパイラルインダクタ）５７から構成されるＴ
形高域通過フィルタである。また、６２は第３のＭＩＭ
キャパシタ５９および第４のＭＩＭキャパシタ６０と第
１のスパイラルインダクタ（スパイラルインダクタ）６
１から構成されるπ形低域通過フィルタである。６３は
地導体（導体部）、６４は地導体に接続された線路であ
る。

【００６９】 Ｔ形高域通過フィルタ５８は通過信号の位
相を進める移相回路、π形低域通過フィルタ６２は通過
信号の位相を遅らす移相回路として動作する。また、π
形低域通過フィルタ６２を構成する第２のスパイラルイ
ンダクタ６１の導体部を、Ｔ形高域通過フィルタ５８の
素子接続用の線路および第１のスパイラルインダクタ５
７の導体部よりも厚くしている。

【００７０】 スパイラルインダクタは、モノリシック基
板上に導体をスパイラル形状に配置してインダクタとし
て利用する素子であり、所要のインダクタンス値が大き
くなるとその外形も大きくなり、それに伴って導体長が
長くなり、抵抗成分が増加し、通過損失が大きくなる。
モノリシック基板上に形成されたπ形低域通過フィルタ
６２はその信号の経路上に第２のスパイラルインダクタ
６１を含むため、Ｔ形高域通過フィルタ５８に比べて通
過損失が大きくなる。

【００７１】 以上のように、この参考例７によれば、第
２のスパイラルインダクタ６１の導体部を、Ｔ形高域通
過フィルタ５８の素子接続用の線路および第１のスパイ
ラルインダクタ５７の導体部よりも厚くすることで、２
つの移相回路の通過損失を等しくし、本移相回路を用い
た高周波信号分配器の振幅誤差を抑制する効果が得られ
る。

【００７２】 なお、参考例７においては高周波信号分配
器を構成する移相回路への適用例を示したが、本発明は
これに限らず、高周波信号合成器を構成する移相回路へ
も適用できる。

【００７３】

【発明の効果】 以上のように、 請求項１記載の発明によ
れば、第１および第２の電界効果トランジスタを用いて
構成された第１および第２のソースフォロワ回路と、第
１および第２の移相回路とからなり、第１のソースフォ
ロワ回路の入力端子と第２のソースフォロワ回路の入力
端子とを高周波的に接続し、第１のソースフォロワ回路
の出力端子と第１の移相回路とを高周波的に接続し、第
２のソースフォロワ回路の出力端子と第２の移相回路と
を高周波的に接続してなる高周波信号分配器であって、
第１および第２の移相回路の少なくても一方が複数のイ
ンダクタおよび複数のキャパシタからなる高域通過フィ
ルタで構成され、さらに高域通過フィルタを構成する直
列のキャパシタをソースフォロワ回路に対する直流遮断
素子とするように構成したので、同相電力分配器と移相
回路の間に直流遮断用のキャパシタを設ける必要がなく
なり、素子数を削減できる効果がある。

【００７４】 請求項２記載の発明によれば、第１および
第２の電界効果トランジスタを有し、第１および第２の
電界効果トランジスタを用いて構成された第１および第
２のソースフォロワ回路と、第１および第２の直流遮断
用キャパシタと、第１および第２の移相回路とからな
り、第１のソースフォロワ回路の入力端子と第２のソー
スフォロワ回路の入力端子とを高周波的に接続し、第１
のソースフォロワ回路の出力端子と第１直流遮断用キャ
パシタとを接続し、第１の直流遮断用キャパシタと第１
の移相回路とを接続し、第２のソースフォロワ回路の出
力端子と第２の直流遮断用キャパシタとを接続し、第２
の直流遮断用キャパシタと第２の移相回路とを接続して
なる高周波信号分配器であって、第１および第２の移相
回路の少なくても一方が複数のインダクタおよび複数の
キャパシタからなる低域通過フィルタで構成され、さら
に所定の移相量が得られるように低域通過フィルタを構
成する直列のインダクタのインダクタンス値を第１およ
び第２の直流遮断用キャパシタの少なくても一方に合わ
せて補正するように構成したので、高周波信号分配器の
位相精度の劣化を防ぐことができる効果がある。

【００７５】 請求項３記載の発明によれば、第１および
第２の電界効果トランジスタを用いて構成された第１お
よび第２のソースフォロワ回路と、第１および第２の移
相回路とからなり、第１のソースフォロワ回路の入力端
子と第２のソースフォロワ回路の入力端子とを高周波的
に接続し、第１のソースフォロワ回路の出力端子と第１
の移相回路とを高周波的に接続し、第２のソースフォロ
ワ回路の出力端子と第２の移相回路とを高周波的に接続
してなる高周波信号分配器であって、第１および第２の
移相回路の少なくても一方が複数のインダクタおよび複
数のキャパシタからなる低域通過フィルタで構成され、
さらに低域通過フィルタを構成する直列のインダクタに
直流遮断用のキャパシタを直列接続し、所定の移相量が
得られるように低域通過フィルタを構成する直列のイン
ダクタのインダクタンス値を直流遮断用のキャパシタに
合わせて補正するように構成したので、高周波信号分配
器の位相精度の劣化を防ぐことができる効果がある。

【００７６】 請求項４記載の発明によれば、請求項１か
ら請求項３に記載された高周波信号分配器において、電
界効果トランジスタに代わってトランジスタを用いるよ
うに構成したので、安価にすることができる効果があ
る。

【００７７】 請求項５記載の発明によれば、請求項１か
ら請求項３に記載された高周波信号分配器と、高周波信
号入力端子と局部発振波入力端子とベースバンド信号出
力端子とを有し、高周波信号と局部発振波とを入力して
ベースバンド信号を出力する第１、第２の単位ミクサと
からなり、高周波信号分配器の第１の出力端子と第１の
単位ミクサの高周波信号入力端子とを高周波的に接続
し、高周波信号分配器の第２の出力端子と第２の単位ミ
クサの高周波信号入力端子とを高周波的に接続するよう
に構成したので、直交ミクサの小形化および高精度化を
実現することができる効果がある。

【００７８】 請求項６記載の発明によれば、請求項１か
ら請求項３に記載された高周波信号分配器と、高周波信
号入力端子と局部発振波入力端子とベースバンド信号出
力端子とを有し、高周波信号と局部発振波とを入力して
ベースバンド信号を出力する第１、第２の単位ミクサ
と、第１および第２の電界効果トランジスタを有し、第
１および第２の電界効果トランジスタを用いて構成され
た第１および第２のゲート接地回路とからなり、高周波
信号分配器の第１の出力端子と第１のゲート接地回路の
入力端子とを高周波的に接続し、第１のゲート接地回路
の出力端子と第１の単位ミクサの高周波信号入力端子と
を高周波的に接続し、高周波信号分配器の第２の出力端
子と第２のゲート接地回路の入力端子とを高周波的に接
続し、第２のゲート接地回路の出力端子と第２の単位ミ
クサの高周波信号入力端子とを高周波的に接続するよう
に構成したので、直交ミクサの直交精度を高めることが
できる効果がある。

【００７９】 請求項７記載の発明によれば、電界効果ト
ランジスタの代わりにトランジスタを用いるように構成
したので、安価にすることができる効果がある。

【００８０】 請求項８記載の発明によれば、請求項５か
ら請求項７に記載された直交ミクサを用いるように構成
したので、変復調精度の高い送受信機を得ることができ
る効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の参考例１による高周波信号分配器
を示す構成図である。

【図２】 この発明の参考例２による高周波信号分配器
を示す構成図である。

【図３】 この発明の参考例３による高周波信号合成器
を示す構成図である。

【図４】 この発明の参考例４による高周波信号合成器
を示す構成図である。

【図５】 この発明の実施の形態１による高周波信号分
配器を示す構成図である。

【図６】 この発明の実施の形態２による高周波信号分
配器を示す構成図である。

【図７】 この発明の実施の形態３による高周波信号分
配器を示す構成図である。

【図８】 この発明の実施の形態４による直交ミクサを
示す構成図である。

【図９】 この発明の実施の形態５による直交ミクサを
示す構成図である。

【図１０】 この発明の参考例５による直交ミクサを示
す構成図である。

【図１１】 この発明の参考例６による直交ミクサを示
す構成図である。

【図１２】 この発明の参考例７による高周波回路の高
周波信号分配器の移相回路を示す構成図である。

【図１３】 従来の高周波回路の高周波信号分配器を示
す構成図である。

【図１４】 電子情報通信学会編「衛星通信用マイクロ
波回路」の６３頁に示された従来の高周波回路の分布定
数回路を用いたウィルキンソン形電力分配器を示す構成
図である。

【図１５】 従来の高周波回路の移相回路を示す構成図
である。

【図１６】 ＧａＡｓ基板上に集中定数素子を用いて構
成した従来の高周波回路の高周波信号分配器を示す構成
図である。

【図１７】 線路の等価回路を示す構成図である。

【図１８】 高域通過フィルタの通過位相と低域通過フ
ィルタの通過位相および位相差の周波数数特性を示す波
形図である。

【図１９】 高周波信号分配器を高周波信号合成器とし
ても動作させたときの信号の流れを示す構成図である。

【符号の説明】

１ 入力端子、２ 同相電力分配器、３ 第１の移相回
路、４ 第１の出力端子、５ 第２の移相回路、６ 第
２の出力端子、２１ 第１のソースフォロワ回路、２２
第２のソースフォロワ回路、２３ 電界効果トランジ
スタ、２９ 第１のゲート接地回路、３０ 第２のゲー
ト接地回路、３１ 同相電力合成器、３２ 出力端子、
３３ａ 直流遮断用キャパシタ（第１の直流遮断用キャ
パシタ）、３３ｂ 直流遮断用キャパシタ（第２の直流
遮断用キャパシタ）、３３ｃ 直流遮断用キャパシタ
（第３の直流遮断用キャパシタ）、３４，４３ 第１の
キャパシタ（複数のキャパシタ）、３５，４４ 第２の
キャパシタ（複数のキャパシタ）、３６，４２ インダ
クタ、３７ 高域通過フィルタ、３８ 第１のインダク
タ（複数のインダクタ）、３９ 第２のインダクタ（複
数のインダクタ）、４０ キャパシタ、４１，４６ 低
域通過フィルタ、４５ 第３のキャパシタ（複数のキャ
パシタ）、４７ 高周波信号分配器、４８ 第１の単位
ミクサ、４９第２の単位ミクサ、５３ 高周波信号合成
器、５４ モノリシック基板、５７第１のスパイラルイ
ンダクタ（スパイラルインダクタ）、６１ 第２のスパ
イラルインダクタ（スパイラルインダクタ）、６３ 地
導体（導体部）。

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平８−279705（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−71608（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−298460（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−321726（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−204214（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−220509（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−83735（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−11401（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03H 11/36 H03H 11/22 H04B 1/40

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１および第２の電界効果トランジスタ
   を有し、上記第１および第２の電界効果トランジスタを
   用いて構成された第１および第２のソースフォロワ回路
   と、第１および第２の移相回路とからなり、上記第１の
   ソースフォロワ回路の入力端子と第２のソースフォロワ
   回路の入力端子とを高周波的に接続し、上記第１のソー
   スフォロワ回路の出力端子と上記第１の移相回路とを高
   周波的に接続し、上記第２のソースフォロワ回路の出力
   端子と上記第２の移相回路とを高周波的に接続してなる
   高周波信号分配器であって、上記第１および第２の移相
   回路の少なくても一方が複数のインダクタおよび複数の
   キャパシタからなる高域通過フィルタで構成され、さら
   に上記高域通過フィルタを構成する直列のキャパシタを
   上記ソースフォロワ回路に対する直流遮断素子として用
   いたことを特徴とする高周波信号分配器。
2. 【請求項２】 第１および第２の電界効果トランジスタ
   を有し、上記第１および第２の電界効果トランジスタを
   用いて構成された第１および第２のソースフォロワ回路
   と、第１および第２の直流遮断用キャパシタと、第１お
   よび第２の移相回路とからなり、上記第１のソースフォ
   ロワ回路の入力端子と第２のソースフォロワ回路の入力
   端子とを高周波的に接続し、上記第１のソースフォロワ
   回路の出力端子と上記第１の直流遮断用キャパシタとを
   接続し、上記第１の直流遮断用キャパシタと上記第１の
   移相回路とを接続し、上記第２のソースフォロワ回路の
   出力端子と上記第２の直流遮断用キャパシタとを接続
   し、上記第２の直流遮断用キャパシタと上記第２の移相
   回路とを接続してなる高周波信号分配器であって、上記
   第１および第２の移相回路の少なくても一方が複数のイ
   ンダクタおよび複数のキャパシタからなる低域通過フィ
   ルタで構成され、さらに所定の移相量が得られるように
   上記低域通過フィルタを構成する直列のインダクタのイ
   ンダクタンス値を上記第１および第２の直流遮断用キャ
   パシタの少なくても一方に合わせて補正したことを特徴
   とする高周波信号分配器。
3. 【請求項３】 第１および第２の電界効果トランジスタ
   を有し、上記第１および第２の電界効果トランジスタを
   用いて構成された第１および第２のソースフォロワ回路
   と、第１および第２の移相回路とからなり、上記第１の
   ソースフォロワ回路の入力端子と第２のソースフォロワ
   回路の入力端子とを高周波的に接続し、上記第１のソー
   スフォロワ回路の出力端子と上記第１の移相回路とを高
   周波的に接続し、上記第２のソースフォロワ回路の出力
   端子と上記第２の移相回路とを高周波的に接続してなる
   高周波信号分配器であって、上記第１および第２の移相
   回路の少なくても一方が複数のインダクタおよび複数の
   キャパシタからなる低域通過フィルタで構成され、さら
   に上記低域通過フィルタを構成する直列のインダクタに
   直流遮断用のキャパシタを直列接続し、所定の移相量が
   得られるように上記低域通過フィルタを構成する直列の
   インダクタのインダクタンス値を上記直流遮断用のキャ
   パシタに合わせて補正したことを特徴とする高周波信号
   分配器。
4. 【請求項４】 請求項１から請求項３に記載された高周
   波信号分配器において、電界効果トランジスタに代わっ
   てトランジスタを用いたことを特徴とする高周波信号分
   配器。
5. 【請求項５】 請求項１から請求項４に記載された高周
   波信号分配器と、高周波信号入力端子と局部発振波入力
   端子とベースバンド信号出力端子とを有し、高周波信号
   と局部発振波とを入力してベースバンド信号を出力する
   第１、第２の単位ミクサとからなり、上記高周波信号分
   配器の第１の出力端子と上記第１の単位ミクサの高周波
   信号入力端子とを高周波的に接続し、上記高周波信号分
   配器の第２の出力端子と上記第２の単位ミクサの高周波
   信号入力端子とを高周波的に接続してなる直交ミクサ。
6. 【請求項６】 請求項１から請求項４に記載された高周
   波信号分配器と、高周波信号入力端子と局部発振波入力
   端子とベースバンド信号出力端子とを有し、高周波信号
   と局部発振波とを入力してベースバンド信号を出力する
   第１、第２の単位ミクサと、第１および第２の電界効果
   トランジスタを有し、上記第１および第２の電界効果ト
   ランジスタを用いて構成された第１および第２のゲート
   接地回路とからなり、上記高周波信号分配器の第１の出
   力端子と上記第１のゲート接地回路の入力端子とを高周
   波的に接続し、上記第１のゲート接地回路の出力端子と
   上記第１の単位ミクサの高周波信号入力端子とを高周波
   的に接続し、上記高周波信号分配器の第２の出力端子と
   上記第２のゲート接地回路の入力端子とを高周波的に接
   続し、上記第２のゲート接地回路の出力端子と上記第２
   の単位ミクサの高周波信号入力端子とを高周波的に接続
   してなる直交ミクサ。
7. 【請求項７】 請求項５または請求項６に記載された直
   交ミクサにおいて、電界効果トランジスタに代わってト
   ランジスタを用いたことを特徴とする直交ミクサ。
8. 【請求項８】 請求項５から請求項７に記載された直交
   ミクサを用いたことを特徴とする送受信機。