DE19629921A1 - Mischer - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf einen Mischer, der in verschiedenen Typen von Modulatoren, bei­ spielsweise orthogonalen Modulatoren, Demodulatoren, Detek­ toren, Multiplizierern, Frequenzwandlern, usw., verwendet wird. Spezieller bezieht sich die Erfindung auf einen Mi­ scher zum Mischen eines Paars von Trägersignalen, die zu­ einander 180° phasenverschoben sind, mit einem Paar von Da­ tensignalen, die zueinander um 180° phasenverschoben sind.

Wie in dem Schaltungsdiagramm, das in Fig. 6 gezeigt ist, dargestellt ist, weist ein Modulator, der einen herkömmli­ chen Mischer umfaßt, Signaleingangsanschlüsse I100, I200 und I300, Signalausgangsanschlüsse O100 und O200, eine DC-Lei­ stungsversorgung E (DC = direct current = Gleichstrom), Drosselwiderstände R100 und R200, einen doppelt abgestimmten Mischer (der hierin nachfolgend als der "DBM" (DBM = double balanced mixer) bezeichnet wird) 100, einen Differentialver­ stärker 200 und eine Konstantstromschaltung 300 auf. Ein Da­ tensignal Ss (beispielsweise eine Sinuswelle mit einer Fre­ quenz fs von 50 kHz) wird an den Signaleingangsanschluß 1100 angelegt. Ein erstes Trägersignal Sc1 mit einer Frequenz, die höher ist als die des Datensignals Ss (beispielsweise eine Sinuswelle mit einer Frequenz fc von 1,5 GHz), wird an den Signaleingangsanschluß 1200 angelegt. Ferner wird ein zweites Trägersignal Sc2, das bezüglich des ersten Träger­ signals Sc1 um 180° phasenverschoben ist, wird an den Si­ gnalanschluß I300 angelegt. Der DBM weist vier FETs Q100, Q200, Q300, Q400 auf. Der Differentialverstärker 200 weist zwei FETs Q500, Q600 und einen Kondensator C100 auf. Die Konstantstromschaltung 300 weist einen FET Q700 und einen Vorspannungswiderstand R300 auf. Der DBM 100, der Differen­ tialverstärker 200 und die Konstantstromschaltung sind mit­ einander verbunden und werden über die Drosselwiderstände R100 und R200 mit Leistung von der DC-Leistungsversorgung E versorgt.

Bezugnehmend auf das Signalverlaufdiagramm, das in Fig. 7 gezeigt ist, wird nachfolgend der Betrieb des Modulators, der in Fig. 6 gezeigt ist, erklärt. Spezieller zeigt Fig. 7(a) das erste und das zweite Trägersignal Sc1 und Sc2; Fig. 7(b) zeigt das erste und das zweite Datensignal Ss1 und Ss2; während Fig. 7(c) ein amplitudenmoduliertes Signal So dar­ stellt, das zwischen den Signalausgangsanschlüssen O100 und O200 ausgegeben wird.

Das Datensignal Ss wird über den Signaleingangsanschluß I100 in die Gate-Elektrode G des FET Q500 des Differentialver­ stärkers 200 eingegeben. Die Gesamtbeträge der Ströme, die in die Source-Elektroden S und die Drain-Elektroden D der FETs Q500 und Q600 fließen, werden jeweils durch den FET Q700 der Konstantstromschaltung 300 auf einen konstanten Pe­ gel geregelt. Folglich werden ein erstes Datensignal Ss1 (das durch die durchgezogene Linie in Fig. 7(b) angezeigt ist) und ein zweites Datensignal Ss2 (das durch die gestri­ chelte Linie in Fig. 7(b) angezeigt ist), die zueinander um 1800 phasenverschoben sind, von der Drain-Elektrode des FET Q500 bzw. der Drain-Elektrode des FET Q600 ausgegeben. Das erste Datensignal Ss1 wird den Source-Elektroden S der FETs Q100 und Q200 des DBM 100 geliefert, während das zweite Da­ tensignal Ss2 den Source-Elektroden S der FETs Q300 und Q400 zugeführt wird. Andererseits wird das erste Trägersignal Sc1 (das durch die durchgezogene Linie in Fig. 7(a) angezeigt ist) den Gate-Elektroden G der FETs Q100 und Q300 geliefert, während das zweite Trägersignal (das durch die gestrichelte Linie in Fig. 7(a) angezeigt ist) den Gate-Elektroden G der FETs Q200 und Q400 zugeführt wird.

Der FET Q100 mischt das erste Trägersignal Sc1 mit dem er­ sten Datensignal Ss1, um von der Drain-Elektrode D des FET Q100 ein gemischtes Signal Sol auszugeben, das eine Seiten­ bandkomponente in dem Frequenzbereich (fc ± fs) aufweist.

Ferner mischt der FET Q200 das zweite Trägersignal Sc2 mit dem ersten Datensignal Ss1, um von der Drain-Elektrode D des FET Q200 ein gemischtes Signal So2 auszugeben, das eine Sei­ tenbandkomponente in dem Frequenzbereich (fc ± fs) aufweist. Ferner mischt der FET Q300 das erste Trägersignal Sc1 mit dem zweiten Datensignal Ss2, um von der Drain-Elektrode D des FET Q300 ein gemischtes Signal So3 auszugeben, das eine Seitenbandkomponente in dem Frequenzbereich (fc ± fs) auf­ weist. Der FET Q400 mischt das zweite Trägersignal Sc2 fit dem zweiten Datensignal Ss2, um von der Drain-Elektrode D des FET Q400 ein gemischtes Signal So4 auszugeben, das eine Seitenbandkomponente in dem Frequenzbereich (fc ± fs) auf­ weist.

Die gemischten Signale Sol und So4 werden direkt gekoppelt und synthetisiert, so daß ein gemischtes Signal So1 + So4 von dem Signalausgangsanschluß O100 ausgegeben wird. Ande­ rerseits werden die gemischten Signale So2 und So3 direkt gekoppelt und synthetisiert, so daß ein gemischtes Signal So2 + So3 von dem Signalausgangsanschluß O200 ausgegeben wird. Folglich wird ein symmetrisches, amplitudenmoduliertes Signal So zwischen den Signalausgangsanschlüssen O100 und O200 ausgegeben.

Da zellulare Mobiltelephone weit verbreitet Verwendung fin­ den, existiert ein zunehmender Bedarf nach einem Mischer geringerer Größe, der mit einer geringeren Leistung versorgt wird und der durch eine einzelne positive Leistungsversor­ gung mit einer geringeren Spannung betreibbar ist.

Jedoch ist dieser herkömmliche Mischer seriell mit anderen Schaltungen verbunden (einem Differentialverstärker und ei­ ner Konstantstromschaltung). Um diesen Typ von Mischer be­ treiben zu können, ist es folglich notwendig, zumindest 5,5 V von der DC-Leistungsversorgung E zuzuführen. Die Gesamt­ zahl von 5,5 ist gleich der Summe der Folgenden: einer Span­ nung, die zum Betreiben der FETs Q100 bis Q400 des DBM 100 erforderlich ist (beispielsweise 1,5 V); einer Spannung, die zum Betätigen der FETs Q500 und Q600 des Differentialver­ stärkers 200 erforderlich ist (beispielsweise 1,5 V); einer Spannung, die zum Betreiben des FET Q700 der Konstantstrom­ schaltung 300 erforderlich ist (beispielsweise 1,5 V); ei­ nem Spannungsabfall, der durch einen Strom erzeugt wird, der durch den Vorspannungswiderstand R300 fließt (beispielsweise 0,5 V); und einem Spannungsabfall, der durch einen Strom er­ zeugt wird, der in die Drosselwiderstände R100 und R200 fließt (beispielsweise 0,5 V). Dies macht es schwierig, den Mischer mit einer geringen Spannung zu betreiben. Außerdem ist es schwierig, den Bedarf nach einem mit geringerer Lei­ stung versorgten Mischer zu erfüllen, da ein Strom notwendig ist, um den Mischer zu betätigen.

Eine mögliche Maßnahme, um den DBM 100 bei einer geringeren Spannung zu betreiben, könnte darin bestehen, einen Konden­ sator zwischen jedes Element des DBM 100 und dem Differen­ tialverstärker 200 einzufügen, um einen Gleichstrom zwischen diesen Komponenten zu sperren. Ferner kann eine Vorspan­ nungsschaltung sowohl für den DBM 100 als auch den Differen­ tialverstärker 200 vorgesehen werden, die somit einzeln mit Leistung versorgt werden können. Zum Erreichen einer Verrin­ gerung der Größe des Mischer kann der Mischer außerdem als eine IC (IC = integrated circuit = integrierte Schaltung) gebildet sein, wobei die Kondensatoren, die zwischen dem DBM 100 und dem Differentialverstärker 200 eingefügt werden sol­ len, in der IC gebildet sein können.

Jedoch erhöhen die oben beschriebenen Techniken nicht nur die Komplexität der Schaltung, sondern verbinden den DBM 100 und den Differentialverstärker 200 hinsichtlich eines Gleichstroms ferner parallel miteinander. Da beide Komponen­ ten Strom verbrauchen, ist die gesamte verbrauchte Leistung entgegengesetzt erhöht. Ferner ist die Kapazität eines Kon­ densators, der in der IC gebildet ist, im allgemeinen auf mehrere Dutzend pF beschränkt, was nicht ausreicht, um ein Datensignal mit einer geringeren Frequenz zu handhaben.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen mit einer geringen Leistung versorgten Mischer zu schaffen, der durch eine einzelne positive Leistungsversorgung mit ei­ ner geringen Spannung betreibbar ist und frei von den oben beschriebenen technischen Problemen, die gemäß dem Stand der Technik auftreten, ist.

Diese Aufgabe wird durch einen Mischer gemäß Anspruch 1 ge­ löst.

Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß dieselbe einen Mischer schafft, der ohne weiteres als eine IC gebildet werden kann, um ein Datensignal mit einer gerin­ geren Frequenz zu handhaben.

Die vorliegende Erfindung schafft einen Mischer zum Mischen eines Paars von Trägersignalen, die zueinander um 180° pha­ senverschoben sind, mit einem Paar von Datensignalen, die zueinander um 180° phasenverschoben sind, wobei der Mischer folgende Merkmale aufweist: einen ersten FET zum Erzeugen eines ersten gemischten Signals durch das Mischen eines er­ sten des Paars von Datensignalen und eines ersten des Paars von Trägersignalen als ein Ergebnis der Eingabe einer vorbe­ stimmten Spannung und des oben genannten Datensignals, das der vorbestimmten Spannung in die Drain-Elektrode des ersten FET überlagert wird, und durch das Eingeben des oben genann­ ten Trägersignals in die Gate-Elektrode des ersten FET; ei­ nen zweiten FET zum Erzeugen eines zweiten gemischten Si­ gnals durch das Mischen des zweiten des Paars von Datensi­ gnalen und des zweiten des Paars von Trägersignalen als ein Ergebnis des Eingebens einer vorbestimmten Spannung und des oben genannten Datensignals, das der vorbestimmten Spannung überlagert ist, in die Drain-Elektrode des zweiten FET und durch das Eingeben des oben genannten Trägersignals in die Gate-Elektrode des zweiten FET; und zumindest einen ersten Kondensator zum Bewirken, daß die Source-Elektroden des er­ sten und des zweiten FET bezüglich eines Gleichstroms schwe­ bend sind und bezüglich eines Wechselstroms geerdet sind.

Gemäß diesem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird eine vorbestimmte Spannung in die jeweilige Drain-Elek­ trode des ersten und des zweiten FET eingegeben, wobei der erste Kondensator bewirkt, daß die Source-Elektrode des er­ sten und des zweiten FET für einen Gleichstrom schweben und für einen Wechselstrom geerdet sind. Bei diesem Aufbau ist es ausreichend, nur eine geringe Spannung anzulegen, derart, daß garantiert werden kann, daß die Drain-Source-Spannung des FET größer ist als die Gate-Spannung des FET. Es ist ferner möglich, zu verhindern, daß ein Gleichstrom in den ersten und den zweiten FET fließt, was die Leistung besei­ tigt, die andernfalls in dem ersten und dem zweiten FET ver­ braucht werden würde, wodurch ein Niederspannungsbetrieb möglich wird.

Gemäß einem weiteren Vorteil der vorliegenden Erfindung kann der Mischer ferner ein Paar von zweiten Kondensatoren zum Erzeugen eines dritten gemischten Signals durch das Synthe­ tisieren des ersten und des zweiten gemischten Signals auf­ weisen, wobei die zweiten Kondensatoren seriell zueinander zwischen die Drain-Elektroden des ersten und des zweiten FET geschaltet sind und bei einer Frequenz des ersten und des zweiten gemischten Signals eine geringe Impedanz zeigen und bei einer Frequenz der Datensignale eine hohe Impedanz zei­ gen.

Gemäß diesem Vorteil der vorliegenden Erfindung, zeigt ein Paar von zweiten Kondensatoren eine geringe Impedanz bei ei­ ner Frequenz des ersten und des zweiten gemischten Signals und zeigt eine hohe Impedanz bei einer Frequenz des Daten­ signals. Dies erfordert nur eine kleine Kapazität der zwei­ ten Kondensatoren, wenn die Frequenz der gemischten Signale in einem Quasi-Mikrowellen-Bereich oder höher ist. Der Mi­ scher kann folglich ohne weiteres als eine IC gebildet sein.

Gemäß einem weiteren Vorteil der vorliegenden Erfindung kann der Mischer ferner ein Paar von induktiven Bauelementen auf­ weisen, von denen jedes an einem Ende desselben mit einer der Drain-Elektroden des ersten bzw. des zweiten FET verbun­ den sind, und die bei einer Frequenz der gemischten Signale eine hohe Impedanz zeigen und bei einer Frequenz der Daten­ signale eine geringe Impedanz zeigen.

Gemäß diesem Vorteil der vorliegenden Erfindung zeigt ein Paar von induktiven Bauelementen bei einer Frequenz des ge­ mischten Signals (fc ± fs) eine hohe Impedanz, und zeigt bei einer Frequenz der Datensignale eine geringe Impedanz. Bei dieser Anordnung ist nur eine kleine Induktivität der induk­ tiven Bauelemente erforderlich, wenn die Frequenz der ge­ mischten Signale in einem Quasi-Mikrowellen-Bereich oder hö­ her ist. Dies erleichtert die Ausbildung des Mischers als eine IC. Es ist ferner möglich, zu verhindern, daß das erste und das zweite gemischte Signal auf die Außenseite der in­ duktiven Bauelemente gelangen.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeich­ nungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm der Konfiguration eines Modulators mit zwei Mischern gemäß einem Ausfüh­ rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2(a) bis 2(c) Signalverlaufdiagramme, die den Betrieb des Modulators, der in Fig. 1 gezeigt ist, zei­ gen;

Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm der Konfiguration eines weiteren Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;

Fig. 4 ein Schaltungsdiagramm eines symmetrischen Mi­ schers für die Verwendung in einem Verhaltens­ test;

Fig. 5 Spektralcharakteristika eines gemischten Signals So1;

Fig. 6 ein Schaltungsdiagramm der Konfiguration eines Modulators mit einem herkömmlichen Mischer; und

Fig. 7(a) bis 7(c) Schaltungsdiagramme, die den Betrieb des Modulators, der in Fig. 6 gezeigt ist, dar­ stellen.

Wie in dem Schaltungsdiagramm, das in Fig. 1 dargestellt ist, gezeigt ist, weist ein Modulator mit zwei Mischern ge­ mäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung Si­ gnaleingangsanschlüsse I1, I2 und I3, Signalausgangsan­ schlüsse O1 und O2, eine DC-Leistungsversorgung E, zwei Drosselwiderstände R1 und R2, zwei symmetrische Mischer (die hierin nachfolgend als "BM" (BM = balanced mixers) bezeich­ net werden) 1 und 2, einen Differentialverstärker 3 und eine Konstantstromschaltung 4 auf.

Ein Datensignal Ss (beispielsweise eine Sinuswelle mit einer Frequenz fs von 50 kHz) wird in den Signaleingangsanschluß I1 eingegeben. In den Signaleingangsanschluß I2 wird ein er­ stes Trägersignal Sc1 eingegeben (beispielsweise eine Sinus­ welle mit einer Frequenz fc von 1,5 GHz). Ferner wird in den Signaleingangsanschluß I3 ein zweites Trägersignal Sc2 ein­ gegeben, das bezüglich des ersten Trägersignals Sc1 um 180° phasenverschoben ist.

Der BM1 weist zwei FETs Q1 und Q2, zwei Kondensatoren C1, C2 und C5 sowie zwei Spulen L1 und L2 auf, während der BM2 zwei FETs Q3 und Q4, drei Kondensatoren C3, C4 und C5 und zwei Spulen L3 und L4 aufweist. Die BMs 1 und 2 verwenden den Kondensator C5 gemeinsam. Die BMs 1 und 2 bilden gemeinsam ferner einen doppelsymmetrischen Mixer.

Der Kondensator C5, der zwischen den jeweiligen Source-Elek­ troden S der jeweiligen FETs Q1 bis Q4 und Masse angeordnet ist, weist eine solche Kapazität (beispielsweise 10 pF) auf, um zu bewirken, daß die Source-Elektroden S der FETs Q1 bis Q4 für Gleichstrom schweben und für Wechselstrom geerdet sind. Die Kondensatoren C1 und C2 sind in Serie zueinander zwischen die Drain-Elektroden D der FETs Q1 und Q2 geschal­ tet, während die Kondensatoren C3 und C4 seriell zueinander zwischen die Drain-Elektroden der FETs Q3 und Q4 geschaltet sind. Die Kondensatoren C1 bis C4 weisen eine solche Kapazi­ tät auf (beispielsweise 10 pF), um bei einer Frequenz des ersten und des zweiten gemischten Signals Sol und So2 eine geringe Impedanz zu zeigen, und um bei einer Frequenz fs des ersten und des zweiten Datensignals Ss1 und Ss2 eine hohe Impedanz zu zeigen. Die Spulen L1 und L4 sind seriell zu­ einander zwischen die Drain-Elektroden D der FETs Q1 und Q4 geschaltet, während die Spulen L2 und L3 seriell zueinander zwischen die Drain-Elektroden D der FETs Q2 und Q3 geschal­ tet sind. Die Spulen L1 bis L4 weisen eine solche Indukti­ vität (beispielsweise 10 nH) auf, um bei einer Frequenz des ersten und des zweiten gemischten Signals So1 und So2 eine hohe Impedanz zu zeigen, und um bei einer Frequenz fs des ersten und des zweiten Datensignals Ss1 und Ss2 eine geringe Impedanz zu zeigen.

Der Differentialverstärker 3 weist zwei FETs Q5 und Q6 und einen Kondensator C6 auf. Die Konstantstromschaltung 4 weist einen FET Q7 und einen Vorspannungswiderstand R3 auf. Der Differentialverstärker 3 und die Konstantstromschaltung 4 werden von der DC-Leistungsversorgung E über die Drosselwi­ derstände R1 und R2 mit Leistung versorgt. Die BMs 1 und 2, der Differentialverstärker 3 und die Konstantstromschaltung 4, mit Ausnahme des Kondensators C5, sind als eine IC auf einem einzelnen Substrat gebildet. Es muß nur eine Spannung von 4 V an die BMs 1 und 2, den Differentialverstärker 3 und die Konstantstromschaltung 4 über die Drosselwiderstände R1 und R2 von der DC-Leistungsversorgung E angelegt werden. Die Gesamtzahl von 4 V ist gleich der Summe der Folgenden: einem Spannungsabfall, der in dem Vorspannungswiderstand R3 er­ zeugt wird (beispielsweise 0,5 V); einem Spannungsabfall, der in den Drosselwiderständen R1 und R2 erzeugt wird (bei­ spielsweise 0,5 V); einer Spannung zum Betätigen der FETs Q5 und Q6 des Differentialverstärkers 3 (beispielsweise 1,5 V); und einer Spannung zum Betreiben des FET Q7 der Konstant­ stromschaltung 4 (beispielsweise 1,5 V). Andererseits ist es zum Bewirken des Betriebs der FETs Q1 bis Q4 der BMs 1 und 2 nur notwendig, eine geringe Spannung (beispielsweise 1,5 V oder geringer) anzulegen, derart, daß die Drain-Source-Span­ nung (D-5-Spannung) jedes FETs größer als die Spannung an der Gate-Elektrode G des FET ist. Folglich reicht eine Lei­ stungsversorgung von 4 V aus, um die BMs 1 und 2, den Diffe­ rentialverstärker 3 und die Konstantstromschaltung 4 zu be­ treiben.

Nachfolgend wird der Betrieb des Modulators, der gemäß der obigen Beschreibung aufgebaut ist, erklärt, während auf die Signalverlaufsdiagramme der Fig. 2(a) bis 2(e) Bezug genom­ men wird. Spezieller zeigt Fig. 2(a) das erste und das zwei­ te Trägersignal Sc1 und Sc2; Fig. 2(b) stellt das erste und das zweite Datensignal Ss1 und Ss2 dar; und Fig. 2(c) stellt ein amplitudenmoduliertes Signal So dar, das zwischen den Signalausgangsanschlüssen O1 und O2 ausgegeben wird.

Wenn eine Leistung von der DC-Leistungsversorgung E dem Dif­ ferentialverstärker 3 und der Konstantstromschaltung 4 zuge­ führt wird, fließt ein konstanter Gleichstrom in dem FET Q7 und dem Vorspannungswiderstand R3 über die Drosselwiderstän­ de R1 und R2 und die FETs Q5 und Q6. Andererseits wird, wenn eine Leistung von der DC-Leistungsversorgung E den BMs 1 und 2 zugeführt wird, bewirkt, daß die Source-Elektroden S der FETs Q1 und Q4 aufgrund des Kondensators C5 für einen Gleichstrom in einem leerlaufenden Zustand sind, wodurch die Drain-Elektroden D und die Source-Elektroden S der FETs Q1 und Q4 das gleiche Potential erreichen. Ferner verhindert das Vorliegen des Kondensators C5 das Fließen eines Gleich­ stroms in die FETs Q1 bis Q4, was die Leistung, die andern­ falls durch die FETs Q1 bis Q4 verbraucht werden würde, ge­ samt beseitigt, wodurch der Betrieb des Modulators mit einer geringeren Spannung ermöglicht wird.

Das Datensignal Ss wird in die Gate-Elektrode G des FET Q5 des Differentialverstärkers 3 über den Signaleingangsan­ schluß I1 eingegeben. Die Gesamtbeträge des Stroms, der in den Source-Elektroden S der FETs Q5 und Q6 fließt, und des Stroms, der in den Drain-Elektroden D der FETs Q5 und Q6 fließt, werden jeweils durch das FET Q7 der Konstantstrom­ schaltung 4 auf einen konstanten Pegel geregelt. Folglich werden das erste Datensignal Ss1 (das durch die durchgezo­ gene Linie in Fig. 2(b) gezeigt ist) und das zweite Daten­ signal Ss2 (das durch die gestrichelte Linie in Fig. 2(b) gezeigt ist), die zueinander um 180° phasenverschoben sind, jeweils von den Drain-Elektroden D der FETs Q5 und Q6 aus­ gegeben.

Das erste Datensignal Ss1 wird über die Spulen L1 und L4 der BMs 1 bzw. 2 den Drain-Elektroden D der FETs Q1 und Q4 zuge­ führt, während das zweite Datensignal Ss2 über die Spulen L2 und L3 der BMs 1 bzw. 2 den Drain-Elektroden D der FETs Q2 und Q3 zugeführt werden. Andererseits wird das erste Träger­ signal Sc1 (angezeigt durch die durchgezogene Linie in Fig. 2(a)) den Gate-Elektroden G der FETs Q1 und Q3 zugeführt, während das zweite Trägersignal Sc2 (angezeigt durch die ge­ strichelte Linie von Fig. 2(a)) den Gate-Elektroden G der FETs Q2 und Q4 zugeführt wird.

Der FET Q1 mischt das erste Trägersignal Sc1 mit dem ersten Datensignal Ss1, um ein gemischtes Signal So1 von der Drain-Elektrode D des FET Q1 auszugeben, welches eine Sei­ tenbandkomponente in dem Frequenzbereich (fc ± fs) aufweist. Ferner mischt der FET Q2 das zweite Trägersignal Sc2 mit dem zweiten Datensignal Ss2, um von der Drain-Elektrode D des FET Q2 ein gemischtes Signal So2 auszugeben, das eine Sei­ tenbandkomponente in dem Frequenzbereich (fc ± fs) aufweist. Ferner mischt der FET Q3 das erste Trägersignal Sc1 mit dem zweiten Datensignal Ss2, um von der Drain-Elektrode D des FET Q3 ein gemischtes Signal So3 auszugeben, das eine Sei­ tenbandkomponente in dem Frequenzbereich (fc ± fs) aufweist. Der FET Q4 mischt das zweite Trägersignal Sc2 mit dem ersten Datensignal Ss1, um von der Drain-Elektrode D des FET Q4 ein gemischtes Signal So4 auszugeben, das eine Seitenwandkompo­ nente in dem Frequenzbereich (fc ± fs) aufweist.

Die gemischten Signale Sol und So2 werden durch die Konden­ satoren C1 und C2 synthetisiert, so daß das resultierende gemischte Signal So1 + So2 von dem Signalausgangsanschluß 01 ausgegeben wird. Andererseits werden die gemischten Signale So3 und So4 durch die Kondensatoren C3 und C4 synthetisiert, so daß das resultierende gemischte Signal So3 + So4 von dem Signalausgangsanschluß O2 ausgegeben wird. Folglich wird ein symmetrisches amplitudenmoduliertes Signal So zwischen den Signalausgangsanschlüssen O1 und O2 ausgegeben.

Die Kondensatoren C1 und C4 weisen eine solche Kapazität auf, daß dieselben bei einer Frequenz fc des ersten und des zweiten Trägersignals Sc1 und Sc2 eine geringe Impedanz zei­ gen, und daß dieselben bei einer Frequenz fs des ersten und des zweiten Datensignals Ss1 und Ss2 eine hohe Impedanz zei­ gen. Folglich werden das erste und das zweite Datensignal Ss1 und Ss2 positiv in die Drain-Elektroden D der FETs Q1 bis Q4 eingegeben, wobei verhindert ist, daß dieselben in die Kondensatoren C1 bis C4 gelangen. Andererseits weisen die Spulen L1 bis L4 eine solche Induktivität auf, daß die­ selben bei einer Frequenz des ersten und des zweiten ge­ mischten Signals So1 und So2 eine hohe Impedanz darstellen, und daß dieselben bei einer Frequenz fs des ersten und des zweiten Datensignals Ss1 und Ss2 eine geringe Impedanz dar­ stellen. Dies verhindert, daß das erste und das zweite ge­ mischte Signal So1 und So2 in die Spulen L1 bis L4 gelangen. Ferner ist nur eine kleine Kapazität der Kondensatoren C1 bis C4 und nur eine kleine Induktivität der Spulen L1 bis L4 erforderlich, wenn die Frequenz der gemischten Signale in einem Quasi-Mikrowellen-Bereich oder höher ist, wodurch es einfacher ist, den Modulator als eine IC auszubilden.

Fig. 3 ist ein Schaltungsdiagramm der Konfiguration eines weiteren Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung. Wie in Fig. 3 gezeigt ist, werden lokale Signale (mit einer Phasendifferenz von 180°) in die Gate-Elektroden G der FETs Q1 bis Q4 eingegeben, während eine Gleichspannung Vcc und HF-Signale (mit einer Phasendifferenz von 180°) jeweils über die Kondensatoren C1 bis C4 in die Drain-Elektroden D der FETs Q1 bis Q4 eingegeben werden. Folglich können ZF-Signale (ZF = Zwischenfrequenz), die eine Differenz zwischen der HF-Frequenz und der Trägerfrequenz anzeigen, jeweils über die Spulen L1 bis L4 von den Drain-Elektroden D der FETs Q1 bis Q4 erhalten werden. Die Kondensatoren C1 bis C4 weisen eine solche Kapazität auf, daß dieselben für die HF-Signale eine geringe Impedanz und für die ZF-Signale eine hohe Impe­ danz zeigen. Andererseits weisen die Spulen L1 bis L4 eine solche Induktivität auf, daß dieselben für die HF-Signale eine hohe Impedanz und für die ZF-Signale eine geringe Impe­ danz zeigen. Die ZF-Signalfrequenz ist geringer als die Lo­ kalsignalfrequenz und die HF-Signalfrequenz. Auf diese Art und Weise kann der Modulator als ein Abwärtswandler verwen­ det werden.

Das Verhalten von BM1 wurde durch die Anmelderin der vor­ liegenden Anmeldung unter Verwendung der Schaltung, die in Fig. 4 gezeigt ist, getestet. Die Spektralcharakteristika des gemischten Signals Sol sind in Fig. 5 gezeigt, in der α1 und α2 die erforderlichen Signalkomponenten (in einem Fre­ quenzbereich fc ± fs) des gemischten Signals Sol anzeigen; β0 das erste Trägersignal Sc1 des gemischten Signals So1 darstellt; und β1 bis β12 unerwünschte höhere harmonische Signalkomponenten bezeichnen. Fig. 5 zeigt folglich das gute Verhalten von BM1, beispielsweise eine Trägerwellenunter­ drückung von 40 dB oder mehr, wobei eine Unterdrückung der ungewünschten Wellen von 40 dB oder mehr erreicht werden kann. Bei der Testschaltung wurden Kondensatoren mit 6,8 µF und 12 pF als Source-Masse-Kondensatoren zur Sicherstellung einer positiven Wechselsignalerdung verwendet, während die anderen Teile, d. h. die Kondensatoren C1 und C2 mit einer geringeren Kapazität und die Spulen L1 und L2 mit einer ge­ ringeren Induktivität verwendet wurden, um BM1 zu bilden. Dies erleichtert die einfache Ausbildung des Modulators als eine IC weiter.

Obwohl bei den obigen Ausführungsbeispielen der Mischer in einem Amplitudenmodulator verwendet ist, ist derselbe auf andere Typen von Modulatoren, Demodulatoren, Detektoren, Multiplizierern, Frequenzwandlern, Spiegelselektionsmischern und dergleichen anwendbar.

Wie aus der vorhergehenden Beschreibung offensichtlich wird, bietet die vorliegende Erfindung folgende Vorteile.

Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist es nur notwendig, eine vorbestimmte niedrige Spannung anzulegen, derart, daß sichergestellt werden kann, daß die Drain-Sour­ ce-Spannung jedes FETs größer ist als die Gate-Spannung des FET. Ferner ist es möglich, zu verhindern, daß ein Gleich­ strom in den ersten und den zweiten FET fließt, was die Lei­ stung, die andernfalls in dem ersten und dem zweiten FET verbraucht werden würde, vollständig beseitigt, wodurch er­ möglicht wird, daß der Modulator bei einer geringeren Span­ nung arbeitet.

Gemäß einem weiteren Vorteil der vorliegenden Erfindung ist nur eine kleine Kapazität eines Paars von zweiten Kondensa­ toren erforderlich, was die einfache Integration des Modula­ tors als eine IC unterstützt.

Gemäß einem weiteren Vorteil der vorliegenden Erfindung ist nur eine kleine Induktivität eines Paars von induktiven Bau­ elementen erforderlich, so daß der Modulator ohne weiteres als eine IC ausgebildet werden kann. Es ist ferner möglich, zu verhindern, daß das erste und das zweite gemischte Signal auf die Außenseite der induktiven Bauelemente gelangen.

Claims (3)

1. Mischer zum Mischen eines Paars von Trägersignalen (Sc1, Sc2), die zueinander 180° phasenverschoben sind, mit einem Paar von Datensignalen (Ss1, Ss2), die zu­ einander 180° phasenverschoben sind, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:
einen ersten Feldeffekttransistor (Q1) zum Erzeugen ei­ nes ersten gemischten Signals (So1) durch das Mischen eines ersten des Paars von Datensignalen (Ss1, Ss2) und eines ersten des Paars von Trägersignalen (Sc1, Sc2) als ein Ergebnis des Eingebens einer vorbestimmten Spannung und des ersten Datensignals, das der vorbe­ stimmten Spannung überlagert ist, in die Drain-Elektro­ de des ersten Feldeffekttransistors (Q1), und durch das Eingeben des ersten Trägersignals in die Gate-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors (Q1);
einen zweiten Feldeffekttransistor (Q2) zum Erzeugen eines zweiten gemischten Signals (So2) durch das Mi­ schen des zweiten des Paars von Datensignalen (Ss1, Ss2) und des zweiten des Paars von Trägersignalen (Sc1, Sc2) als ein Ergebnis des Eingebens einer vorbestimmten Spannung und des zweiten Datensignals, das der vorbe­ stimmten Spannung überlagert ist, in die Drain-Elektro­ de des zweiten Feldeffekttransistors (Q2), und durch das Eingeben des zweiten Trägersignals in die Gate- Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors (Q2); und
zumindest einen ersten Kondensator (C5), um zu bewir­ ken, daß die Source-Elektroden des ersten und des zwei­ ten Feldeffekttransistors (Q1, Q2) für einen Gleich­ strom schwebend sind, und für einen Wechselstrom geer­ det sind.

2. Mischer gemäß Anspruch 1, ferner gekennzeichnet durch ein Paar von zweiten Kondensatoren (C1, C2) zum Erzeu­ gen eines dritten gemischten Signals durch das Synthe­ tisieren des ersten und des zweiten gemischten Signals (So1, So2), wobei die zweiten Kondensatoren (C1, C2) seriell zueinander zwischen die Drain-Elektroden des ersten und des zweiten Feldeffekttransistors (Q1, Q2) geschaltet sind, bei einer Frequenz des ersten und des zweiten gemischten Signals (So1, So2) eine geringe Im­ pedanz zeigen und bei einer Frequenz der Datensignale (Ss1, Ss2) eine hohe Impedanz zeigen.

3. Mischer gemäß einem der Ansprüche 1 oder 2, ferner ge­ kennzeichnet durch ein Paar von induktiven Bauelementen (L1, L2), die mit einem Ende jeweils mit der Drain- Elektrode des ersten und des zweiten Feldeffekttransi­ stors (Q1, Q2) verbunden sind, die bei einer Frequenz der gemischten Signale (So1, So2) eine hohe Impedanz zeigen und bei einer Frequenz der Datensignale (Ss1, Ss2) eine geringe Impedanz zeigen.