DE102021108214B3

DE102021108214B3 - Verstärkerschaltungen und Verfahren zum Betreiben von Verstärkerschaltungen

Info

Publication number: DE102021108214B3
Application number: DE102021108214.5A
Authority: DE
Inventors: Mario Motz
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2021-03-31
Filing date: 2021-03-31
Publication date: 2022-08-04
Anticipated expiration: 2041-04-01
Also published as: US11716060B2; US20220321070A1; US20230370032A1

Abstract

Die vorliegende Offenbarung betrifft Chopper-Verstärkerschaltungen mit inhärenter Chopper-Welligkeitsunterdrückung. Ausführungsbeispiele können eine doppelt genutzte Chopper-Verstärkerschaltung als stromsparende Schaltung mit einer Wake-up-Funktion realisieren, die in der Lage ist, ein Self-Awake-Signal bereitzustellen, um in einen schnellen, jitterarmen / latenzarmen Modus zu wechseln und bei Signaländerungen ein Wake-up-Signal für einen schlafenden Mikroprozessor oder ein System bereitzustellen

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Offenbarung betrifft allgemein Schaltungen und Verfahren für Verstärker und insbesondere Schaltungen und Verfahren zur Reduzierung von Chopper-Ripples (Chopper Welligkeit) bei Chopper-Verstärkerschaltungen.
Hintergrund
Chopper-Verstärker, im Folgenden auch als Chopper-Verstärkerschaltungen bezeichnet, sind eine Art von Verstärkern, bei welchen ein zu verstärkendes Signal moduliert (gechoppt), verstärkt und wieder demoduliert wird. Durch Verwendung einer derartigen Technik kann ein Nullpunktfehler (oder Offsetfehler) und ein sogenanntes 1/f-Rauschen eines Verstärkers in ein Frequenzband verschoben werden, welches nicht von Interesse ist. Derartige Chopper-Verstärker können beispielsweise in Bandlückenschaltungen verwendet werden, welche eine definierte Referenzspannung bereitstellen, können aber ebenso bei anderen Anwendungen verwendet werden, bei welchen ein Signal zu verstärken ist, wie zum Beispiel zur Verstärkung von Messsignalen. Bekannte Chopper-Verstärker werden beispielsweise EP 2 797 230 B1 oder DE 101 19 519 A1 beschrieben.
Diese Modulation und Demodulation, auch als Choppen bezeichnet, verursachen jedoch Welligkeiten, im Englischen als „Ripples“ bezeichnet, im Ausgangssignal. Derartige Welligkeiten können beispielsweise durch einen Spannungsversatz (Offset) eines Verstärkers, welcher in dem Chopper-Verstärker zum Verstärken benutzt wird, verursacht werden. Die Amplitude der Welligkeit entspricht dem Offset und die Frequenz der Welligkeit entspricht der Chopperfrequenz.
Verschiedene Techniken wurden benutzt, um derartige Welligkeiten zu verringern. Zumindest in manchen Fällen sind derartige herkömmliche Techniken kostspielig in der Implementierung, sind nachteilig bezüglich des Stromverbrauchs oder sind auf eine bestimmte Chopper-Frequenz begrenzt.
Daher besteht ein Bedarf, verbesserte Techniken bereitzustellen, um Chopper-Welligkeiten zu reduzieren.
Zusammenfassung
Diesem Bedarf wird durch Schaltungen und Verfahren gemäß der unabhängigen Ansprüche Rechnung getragen. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Offenbarung wird eine Verstärkerschaltung vorgeschlagen, die auch als Chopper-Verstärkerschaltung bezeichnet werden kann. Ein Chopper-Verstärker kann auch als Zerhacker-Verstärker bezeichnet werden. Die Verstärkerschaltung umfasst eine mit einer Chopper-Frequenz (Zerhackerfrequenz) geschaltete Modulator-Schaltung, die ausgebildet ist, gemäß der Chopper-Frequenz eine DC-Eingangsspannung (DC = Direct Current, Gleichspannung) in eine AC-Eingangsspannung (AC = Alternating Current), also eine Wechselspannung, zu wandeln. Die Verstärkerschaltung umfasst ferner einen Verstärker mit einem invertierenden Eingang und mit einem nicht-invertierenden Eingang für die AC-Eingangsspannung sowie mit einem invertierenden Ausgang und einem nicht-invertierenden Ausgang für eine verstärkte AC-Eingangsspannung. Der invertierende Ausgang des Verstärkers ist mit einem Eingangsanschluss einer ersten Kapazität gekoppelt. Der nicht-invertierende Ausgang des Verstärkers ist mit einem Eingangsanschluss einer zweiten Kapazität gekoppelt.
Die DC-Eingangsspannung bzw. die verstärkte DC-Eingangsspannung können jeweils Gleichspannungen sein. Es sind aber auch im Verhältnis zur Chopper-Frequenz nur langsam veränderliche Signale denkbar, so dass die Eingangsspannung beziehungsweise die verstärkte DC-Eingangsspannung während einer Schaltphase quasi als Gleichspannungen betrachtet werden können.
Der Verstärker kann beispielweise einen einfachen One-Loop-Verstärker, einen Operationsverstärker, einen Instrumentationsverstärker, einen Komparator oder einen ADC-Eingang umfassen.
Gemäß Ausführungsbeispielen ist die Verstärkerschaltung in einem ersten Betriebsmodus und in einem zweiten Betriebsmodus betreibbar. Der erste Betriebsmodus kann ein Energiesparmodus sein, in welchem die Eingangsspannung zeitdiskontinuierlich abgetastet wird, wohingegen der zweite Betriebsmodus ein Normalmodus sein kann, in welchem die Eingangsspannung zeitkontinuierlich verarbeitet wird.
In einer ersten Schaltphase der Modulator-Schaltung im ersten Betriebsmodus sind ein Ausgangsanschluss der ersten Kapazität und ein Ausgangsanschluss der zweiten Kapazität auf ein gemeinsames Common-Mode-Potenzial bzw. Gleichtaktpotenzial geschaltet. Dadurch kann die (verstärkte) Eingangsspannung auf den Kapazitäten gespeichert werden. In einer zweiten Schaltphase der Modulator-Schaltung im ersten Betriebsmodus ist der Ausgangsanschluss der ersten Kapazität mit einem ersten Eingang eines Ausgangsverstärkers (z.B. Komparator, Vergleichsschaltung) gekoppelt und der Ausgangsanschluss der zweiten Kapazität ist mit einem zweiten Eingang des Ausgangsverstärkers gekoppelt. Somit kann ein offsetbereinigter Abtastwert der Eingangsspannung am Ausgangsverstärker bereitgestellt werden.
Im zweiten Betriebsmodus ist eine Entladewiderstandsschaltung zwischen die Ausgangsanschlüsse der ersten und zweiten Kapazität gekoppelt, über die während zweier aufeinanderfolgender Schaltphasen Ladungsausgleich zwischen den Kapazitäten stattfinden kann. Die Ausgangsanschlüsse der ersten und zweiten Kapazität sind über eine mit der Chopper-Frequenz schaltbare Demodulator-Schaltung mit dem Ausgangsverstärker gekoppelt. Die Demodulator-Schaltung ist ausgebildet, die verstärkte AC-Spannung zurück in eine verstärkte DC-Spannung zu wandeln.
Im ersten Betriebsmodus kann die Verstärkerschaltung in einem energiesparenden Switched-Capacitor-Mode betrieben werden, in welchem in der ersten Schaltphase Verstärkerausgangssignale (inklusive Offset-Spannungen einer Signalquelle und/oder des Verstärkers) mittels der Kapazitäten abgetastet werden. Durch Umpolung der Verstärkereingänge kann in der zweiten Schaltphase des ersten Betriebsmodus ein offset-bereinigtes Ausgangssignal am Ausgangsverstärkerausgang bereitgestellt werden. Dieses offset-bereinigte Ausgangssignal kann als Entscheidungsgrundlage dafür dienen, ob die Verstärkerschaltung weiter im ersten Betriebsmodus arbeitet, oder in den zweiten Betriebsmodus wechselt.
Im zweiten Betriebsmodus kann die Verstärkerschaltung in einem normalen, zeitkontinuierlichen Modus betrieben werden. Durch die Entladewiderstandsschaltung kann im zweiten Betriebsmodus eine am Ausgang der Verstärkerschaltung vorhandene Chopper-Welligkeit (Chopper-Ripple) gegenüber herkömmlichen Chopper-Verstärkerschaltung reduziert werden. Als Chopper-Welligkeit werden durch den Verstärker verstärkte und durch die Demodulator-Schaltung demodulierte Offset-Spannungen bezeichnet. Eine herkömmliche Demodulation einer Offset-Gleichspannung resultiert dann in einer unerwünschten Wechselspannung (Chopper-Ripple). Durch die Kopplung der ersten und zweiten Kapazität über die Entladewiderstandsschaltung kann eine Differenzspannung zwischen den nicht-invertierenden und invertierenden Signalpfaden DC-mäßig reduziert werden und damit auch der Chopper-Ripple.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen bilden die erste und die zweite Schaltphase einen Schaltzyklus. Die Verstärkerschaltung kann ausgebildet sein, um im ersten Betriebsmodus zwischen der zweiten Schaltphase eines Schaltzyklus und einer ersten Schaltphase eines darauffolgenden Schaltzyklus eine Stromaufnahme wenigstens des Verstärkers für einen Sleep-Zeitraum abzuschalten. Dadurch kann der erste Betriebsmodus ein Energiesparmodus sein. Dem Fachmann wird einleuchten, dass neben dem Verstärker im Sleep-Zeitraum weitere Stromverbraucher abgeschaltet werden können, um die Stromaufnahme der Verstärkerschaltung weiter zu senken. Beispielsweise kann auch ein eingangsseitiger Signalgeber (Sensor) für die Eingangsspannung während des Sleep-Zeitraums abgeschaltet werden.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen sind in der ersten Schaltphase des ersten Betriebsmodus die Ausgangsanschlüsse der ersten und zweiten Kapazität von den Eingängen des Ausgangsverstärkers getrennt. Somit können die invertierenden und nicht-invertierenden Ausgangssignale der ersten Schaltphase jeweils auf der ersten und zweiten Kapazität zwischengespeichert werden.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen liegt ein Verhältnis zwischen dem Sleep-Zeitraum und einer Dauer des Schaltzyklus in einem Bereich von 10 - 10000. Je größer das Verhältnis Sleep-Zeitraum zu Schaltzyklus desto mehr Energie kann im ersten Betriebsmodus (Energiesparmodus) eingespart werden.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen ist die Verstärkerschaltung ausgebildet, um im ersten Betriebsmodus ein erstes Ausgangssignal des Ausgangsverstärkers aus der zweiten Schaltphase eines Schaltzyklus mit einem zweiten Ausgangssignal des Ausgangsverstärkers aus der zweiten Schaltphase eines darauffolgenden Schaltzyklus zu vergleichen. Im Falle eines Vorzeichenwechsels zwischen dem ersten und zweiten Ausgangssignal kann von dem ersten Betriebsmodus (Abtastmodus bzw. Energiesparmodus) in den zweiten (zeitkontinuierlichen) Betriebsmodus gewechselt werden. Dieser Betriebsmoduswechsel kann auch als Wake-Up (Aufwachen) bezeichnet werden und beispielsweise für magnetische Quadranten- oder Umdrehungszähler von Interesse sein. Ein Vorzeichenwechsel zwischen dem ersten und zweiten Ausgangssignal kann zum Beispiel anzeigen, dass ein Quadrantenwechsel bei einem rotierenden Magnetfeld stattfindet. In diesem Fall kann in den zweiten Betriebsmodus gewechselt werden, um das rotierende Magnetfeld zeitkontinuierlich zu messen.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen liegt ein Widerstandswert der Entladewiderstandsschaltung (im zweiten Betriebsmodus) in einem Bereich, so dass eine Zeitkonstante der ersten oder zweiten Kapazität zusammen mit der Entladewiderstandsschaltung in einem Bereich von 10/f_chop bis 200/f_chop liegt, wobei f_chop die Chopper-Frequenz bezeichnet. Widerstände der Entladewiderstandsschaltung können also hochohmig ausgebildet sein, um einen langen Entladezeitraum zu erreichen.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen umfasst die Entladewiderstandsschaltung eine zwischen einen Ausgangsanschluss der ersten Kapazität und ein Bezugspotenzial gekoppelte erste Entladewiderstandsanordnung und eine zwischen einen Ausgangsanschluss der zweiten Kapazität und das Bezugspotenzial gekoppelte zweite Entladewiderstandsanordnung. Das Bezugspotenzial kann beispielsweise ein Common-Mode bzw. Gleichtaktpotenzial sein.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen umfasst die Entladewiderstandsschaltung eine Schalteranordnung, die ausgebildet ist, während eines Entladezeitraums die erste Entladewiderstandsanordnung zwischen die erste Kapazität und das Bezugspotenzial zu schalten und die zweite Entladewiderstandsanordnung zwischen die zweite Kapazität und das Bezugspotenzial zu schalten. Eine Entladung der Kapazitäten kann also gezielt während Entladezeiträumen stattfinden. Gemäß manchen Ausführungsbeispielen entspricht der Entladezeitraum einem Zeitraum zwischen einer ersten und einer zweiten Schaltphase der Modulator-Schaltung.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen wird die Schalteranordnung getaktet betrieben, so dass Entladezeiträume zwischen einer ersten und einer zweiten Schaltphase der Modulator-Schaltung liegen. Eine Taktrate der Entladewiderstandsschaltung kann dabei synchron mit der Chopper-Frequenz oder aber pseudozufällig generiert werden. Dadurch können Intermodulationseffekte mit einem Eingangssignal noch weiter reduziert werden.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen liegt ein Tastgrad der Schalteranordnung in einem Bereich von 0,1% - 5%.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen kann die Entladewiderstandsschaltung eine oder mehrere geschaltete Kapazitäten aufweisen. Mit geschalteten Kapazitäten lassen sich Widerstände gemäß R = 1/f_sC realisieren, wobei f_s die Schaltfrequenz einer geschalteten Kapazität bedeutet. Kapazitäten lassen sich im Vergleich zu Widerständen integrierten Schaltungen präziser herstellen und hohe Widerstandswerte sind mit kleinen Kapazitäten realisierbar.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen kann die Entladewiderstandsschaltung eine oder mehrere spannungsgesteuerte Pseudo-Widerstände umfassend in Reihe geschalteten MOS-Transistoren aufweisen. Pseudowiderstände können diodenverbundene MOS-Bauelemente verwenden, die im Unterschwellenbereich arbeiten und im Vergleich zum diskreten Gegenstück weniger Fläche verbrauchen.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen ist ein erster Ausgang der Modulator-Schaltung direkt mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers und ein zweiter Ausgang der Modulator-Schaltung ist direkt mit dem nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers verbunden. Gemäß manchen Ausführungsbeispielen ist zusätzlich oder alternativ ein nicht-invertierender Eingang der Modulator-Schaltung direkt mit einer Signalquelle und ein invertierender Eingang der Modulator-Schaltung direkt mit der Signalquelle verbunden. Ein Eingangssignal kann also direkt verbunden sein mit der Modulator-Schaltung. Der Verstärkereingang kann auch direkt verbunden sein mit dem Ausgang der Modulator-Schaltung. Durch die vorgeschlagene Demodulator-Schaltung können (große) Eingangskapazitäten wegfallen.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen umfasst die Verstärkerschaltung ferner eine ausgangseitig mit der Demodulator-Schaltung gekoppelten Tiefpass- oder Bandsperrenfilterschaltung mit einer Ordnung kleiner als oder gleich drei. Es ist damit möglich, genau die verbleibenden Restwelligkeiten bei der Chopper-Frequenz f_chop rauszufiltern. Diese Art von Filtern findet man auch unter dem Namen Dopple-T-Filter, weil R-C-R auf dem einem Pfad und C-R-C auf dem parallelen Pfad wie ein T angeordnet ist. Es wird dabei sehr selektiv eine bestimmte Frequenz herausgefiltert, hier vorzugsweise f_chop. Durch das vorgeschlagene vorteilhafte Design der Demodulator-Schaltung können bereits Tiefpassfilterschaltungen niedriger Ordnung ausreichen, um verbleibende Chopper-Ripple-Pulse (Spannungsspitzen) ausreichend zu unterdrücken.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen umfasst die Verstärkerschaltung ferner einen für einen Spinning-Current Betrieb ausgebildeten Hall-Sensor zur Bereitstellung der Eingangsspannung (Hall-Spannung) für die Modulator-Schaltung.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen entspricht die erste Schaltphase der (De-) Modulator-Schaltung einer ersten Spinning-Phase des Hall-Sensors und die zweite Schaltphase der (De-) Modulator-Schaltung entspricht einer zweiten Spinning-Phase des Hall-Sensors. In anderen Worten ausgedrückt, können die Spinning-Phasen synchron zu den Schaltphasen der (De-) Modulator-Schaltung sein.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Offenbarung wird ein Winkelsensor vorgeschlagen. Der Winkelsensor umfasst eine erste Verstärkerschaltung gemäß der vorliegenden Offenbarung. Der Winkelsensor umfasst auch eine zweite Verstärkerschaltung gemäß der vorliegenden Offenbarung. Der Winkelsensor umfasst einen für einen Spinning-Current Betrieb ausgebildeten ersten Hall-Sensor zur Bereitstellung der Eingangsspannung für die erste Verstärkerschaltung. Der erste Hall-Sensor ist sensitiv für eine erste Magnetfeldrichtung. Der Winkelsensor umfasst einen für einen Spinning-Current Betrieb ausgebildeten zweiten Hall-Sensor zur Bereitstellung der Eingangsspannung für die zweite Verstärkerschaltung. Der zweite Hall-Sensor ist sensitiv für eine erste Magnetfeldrichtung (senkrecht zur ersten Magnetfeldrichtung). Die erste Verstärkerschaltung ist ausgebildet, um im ersten Betriebsmodus ein erstes Ausgangssignal ihres Ausgangsverstärkers aus der zweiten Schaltphase eines Schaltzyklus mit einem zweiten Ausgangssignal ihres Ausgangsverstärkers aus der zweiten Schaltphase eines darauffolgenden Schaltzyklus zu vergleichen, um ein erstes Vergleichssignal zu erhalten. Die zweite Verstärkerschaltung ist ausgebildet, um im ersten Betriebsmodus ein erstes Ausgangssignal ihres Ausgangsverstärkers aus der zweiten Schaltphase des Schaltzyklus mit einem zweiten Ausgangssignal ihres Ausgangsverstärkers aus der zweiten Schaltphase des darauffolgenden Schaltzyklus zu vergleichen, um ein zweites Vergleichssignal zu erhalten. Im Falle, dass das erste und/oder das zweite Vergleichssignal einen Vorzeichenwechsel zwischen den jeweiligen ersten und zweiten Ausgangssignalen anzeigt, ist der Winkelsensor ausgebildet, um dem ersten Betriebsmodus in den zweiten Betriebsmodus zu wechseln.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Offenbarung wird ein Verfahren zum Betreiben einer Verstärkerschaltung vorgeschlagen, die eine mit einer Chopper-Frequenz schaltbare Modulator-Schaltung aufweist, um gemäß der Chopper-Frequenz eine DC-Eingangsspannung in eine AC-Spannung zu wandeln, einen Verstärker mit einem invertierenden Eingang und einem nicht-invertierenden Eingang für die AC-Spannung und mit einem invertierenden Ausgang und einem nicht-invertierenden Ausgang für eine verstärkte AC-Spannung, wobei der invertierende Ausgang des Verstärkers mit einem Eingangsanschluss einer ersten Kapazität und der nicht-invertierende Ausgang des Verstärkers mit einem Eingangsanschluss einer zweiten Kapazität gekoppelt ist. Das Verfahren umfasst in einem ersten Betriebsmodus der Verstärkerschaltung:

- Schalten eines Ausgangsanschlusses der ersten Kapazität und eines Ausgangsanschlusses der zweiten Kapazität auf ein gemeinsames Gleichtaktpotenzial während einer ersten Schaltphase der Modulator-Schaltung;
- Koppeln des Ausgangsanschlusses der ersten Kapazität mit einem ersten Eingang eines Ausgangsverstärkers und Koppeln des Ausgangsanschlusses der zweiten Kapazität mit einem zweiten Eingang des Ausgangsverstärkers während einer zweiten Schaltphase der Modulator-Schaltung.

Das Verfahren umfasst in einem zweiten Betriebsmodus der Verstärkerschaltung:

- Schalten einer Entladewiderstandsschaltung zwischen die Ausgangsanschlüsse der ersten und zweiten Kapazität;
- Koppeln der Ausgangsanschlüsse der ersten und zweiten Kapazität über eine mit der Chopper-Frequenz schaltbare Demodulator-Schaltung mit dem Ausgangsverstärker, um die verstärkte AC-Spannung in eine verstärkte DC-Spannung zu wandeln.

Unter Verwendung eines Eingangsmodulators, eines Verstärkers, von direkt zwischen Verstärkerausgang und Demodulator geschalteten Ausgangskondensatoren (AC-gekoppelt) und eines duty-cycled Widerstandes oder Switched-Cap-Widerstandes oder Pseudowiderstandes mit in Sperrichtung geschalteten MOS-Transistoren, die in sog. deep weak inversion (deutsch: tief in schwacher Inversion) betrieben werden, um sehr hochohmige Widerstände auf kleiner Fläche zu realisieren, um (im Vergleich zur Chopperfrequenz) einen sehr langsamen Ladungsausgleich zu erreichen. Damit kann im zweiten Betriebsmodus eine Chopper-Welligkeitsunterdrückung erreicht werden. Somit kann ein offset-kompensierter Chopper-Verstärker mit niedrigem Chopper-Welligkeitsrauschen, niedrigem Jitter-Effekt, geringer Signalverzögerung (Latenz) und geringer Chipfläche bereitgestellt werden.
Im ersten Betriebsmodus kann die Verstärkerschaltung im Switched-Capacitor Betrieb zum energiesparenden Abtasten der Eingangsspannung in vordefinierten Abständen verwendet werden. Bei Detektion eines Vorzeichenwechsels der Eingangsspannung kann in den zeitkontinuierlichen zweiten Betriebsmodus gewechselt werden und/oder zugleich ein Aufwecksignal erzeugt werden, um z.B. einen externen Microprozessor aufzuwecken.
Figurenliste
Einige Beispiele von Vorrichtungen und/oder Verfahren werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Figuren lediglich beispielhaft näher erläutert. Es zeigen:

1 Grundkonzept eines Verstärkers im Normalmodus gemäß einem Ausführungseispiel der vorliegenden Offenbarung mit inhärenter Chopper-Welligkeitsunterdrückung, kombiniert mit einem rotierenden Hallsensor;
2 eine Darstellung von sich abwechselnden Chopper-Schaltphasen und dazwischenliegenden Entladezeiträumen;
3a einen Signalverlauf in dem Verstärker gemäß 1 in einer ersten Chopper-Schaltphase;
3b einen Signalverlauf in dem Verstärker gemäß 1 in einer zweiten Chopper-Schaltphase;
4 ein Ausführungsbeispiel eines Verstärkers gemäß einem weiteren Ausführungseispiel mit einer als Switched-Capacitor-Schaltung ausgebildeten Entladewiderstandsschaltung;
5 ein Ausführungsbeispiel eines Verstärkers gemäß einem weiteren Ausführungseispiel mit einer als Pseudowiderstands-Schaltung ausgebildeten Entladewiderstandsschaltung;
6a eine Verstärkerschaltung nach einer der 1, 4, oder 5 in einer ersten Schaltphase eines stromsparenden Energiesparmodus;
6a eine Verstärkerschaltung nach einer der 1, 4, oder 5 in einer zweiten Schaltphase eines stromsparenden Energiesparmodus;
6c ein Verhältnis zwischen Schaltzyklen und dazwischenliegenden Sleep-Zeiträumen;
7a einen Signalverlauf in dem Verstärker gemäß 6a in der ersten Schaltphase;
7b einen Signalverlauf in dem Verstärker gemäß 6b in der zweiten Schaltphase;
8 einen Übergang von Energiesparmodus zu Normalmodus; und
9 ein Prinzip eines Quadranten- bzw. Umdrehungszählers.

Beschreibung
Einige Beispiele werden nun ausführlicher Bezug nehmend auf die beiliegenden Figuren beschrieben. Weitere mögliche Beispiele sind jedoch nicht auf die Merkmale dieser detailliert beschriebenen Ausführungsformen beschränkt. Diese können Modifikationen der Merkmale sowie Entsprechungen und Alternativen zu den Merkmalen aufweisen. Ferner soll die Terminologie, die hierin zum Beschreiben bestimmter Beispiele verwendet wird, nicht einschränkend für weitere mögliche Beispiele sein.
Gleiche oder ähnliche Bezugszeichen beziehen sich in der gesamten Beschreibung der Figuren auf gleiche oder ähnliche Elemente beziehungsweise Merkmale, die j eweils identisch oder auch in abgewandelter Form implementiert sein können, während sie die gleiche oder eine ähnliche Funktion bereitstellen. In den Figuren können ferner die Stärken von Linien, Schichten und/oder Bereichen zur Verdeutlichung übertrieben sein.
Wenn zwei Elemente A und B unter Verwendung eines „oder“ kombiniert werden, ist dies so zu verstehen, dass alle möglichen Kombinationen offenbart sind, d. h. nur A, nur B sowie A und B, sofern nicht im Einzelfall ausdrücklich anders definiert. Als alternative Formulierung für die gleichen Kombinationen kann „zumindest eines von A und B“ oder „A und/oder B“ verwendet werden. Das gilt Äquivalent für Kombinationen von mehr als zwei Elementen.
Wenn eine Singularform, z. B. „ein, eine“ und „der, die, das“ verwendet wird und die Verwendung nur eines einzelnen Elements weder explizit noch implizit als verpflichtend definiert ist, können weitere Beispiele auch mehrere Elemente verwenden, um die gleiche Funktion zu implementieren. Wenn eine Funktion im Folgenden als unter Verwendung mehrerer Elemente implementiert beschrieben ist, können weitere Beispiele die gleiche Funktion unter Verwendung eines einzelnen Elements oder einer einzelnen Verarbeitungsentität implementieren. Es versteht sich weiterhin, dass die Begriffe „umfasst“, „umfassend“, „aufweist“ und/oder „aufweisend“ bei deren Gebrauch das Vorhandensein der angegebenen Merkmale, Ganzzahlen, Schritte, Operationen, Prozesse, Elemente, Komponenten und/oder einer Gruppe derselben beschreiben, dabei aber nicht das Vorhandensein oder das Hinzufügen eines oder mehrerer anderer Merkmale, Ganzzahlen, Schritte, Operationen, Prozesse, Elemente, Komponenten und/einer Gruppe derselben ausschließen.
Die 1 zeigt eine Verstärkerschaltung 100 gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung. Die Verstärkerschaltung 100 kann in einem zeitkontinuierlichen Modus arbeiten, um ein offset-bereinigtes Ausgangssignal bereitzustellen. Dieser zeitkontinuierliche Modus wird im Folgenden auch „Normalmodus“ genannt.
Die Verstärkerschaltung 100 umfasst eine mit einer Chopper-Frequenz f_chop getaktete Modulator-Schaltung 110. Die Modulator-Schaltung 110 ist ausgebildet, um eine von einer Signalquelle 150 herrührende DC-Eingangsspannung in eine AC-Eingangsspannung zu wandeln.
Die DC-Eingangsspannung kann während einer Schaltphase (Chopper-Phase) PH1 bzw. PH2 der Modulator-Schaltung 110 näherungsweise als näherungsweise konstant angenommen werden. Dennoch kann sich auch die DC-Eingangsspannung mit der Zeit verändern, jedoch mit einer Frequenz, die wesentlich kleiner ist als die Chopper-Frequenz f_chop. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist die Signalquelle 150 als Hall-Sensor ausgebildet, welcher in einem sogenannten Spinning-Current-Betrieb betrieben werden kann. Offsets bzw. Versätze bei Hall-Sensoren können über das Drehstromverfahren bzw. Spinning-Current-Verfahren verringert werden, bei dem ein Vorspannungsstrom eines Hall- Sensors räumlich um den Hall-Sensor herumgedreht wird, während die Ausgabe zeitlich gemittelt wird. Dies verringert einen Versatz und eine Versatzdrift.
Während einer ersten Spinning- bzw. Chopper-Schaltphase PH1 fließt ein erster Strom über die Anschlüsse 151, 152, so dass eine erste Hallspannung an den Anschlüssen 153, 154 abgegriffen werden kann. Während einer darauffolgenden zweiten Spinning- bzw. Chopper-Schaltphase PH2 fließt ein zweiter Strom über die Anschlüsse 153, 154, so dass eine zweite Hallspannung an den Anschlüssen 151, 152 abgegriffen werden kann, usw. Es versteht sich, dass Ausführungsbeispiele der vorliegenden Offenbarung auch mit anderen Signalquelle in betrieben werden können, welche mit Verstärkern kombiniert werden können.
Ausgangsseitig zu der Modulator-Schaltung 110 weist die Verstärkerschaltung 100 ferner einen Verstärker 120 auf, welcher einen invertierenden Eingang 121 und einen nicht-invertierenden Eingang 122 für die AC-Eingangsspannung (zum Beispiel Hall-Spannung) aufweist. Die Eingänge 121, 122 können auch als negative und positiver Eingang bezeichnet werden und bilden einen differenziellen Eingang. Der Verstärker 120 weist auch einen invertierenden Ausgang 123 und einen nicht-invertierenden Ausgang 124 für eine verstärkte AC-Messspannung auf. Gleichermaßen können die Ausgänge 123, 124 als negativer und positiver Ausgang bezeichnet werden und bilden einen differenziellen Ausgang. Bei dem Verstärker 120 kann es sich beispielsweise um einen Operationsverstärker handeln. Es sind aber auch andere gängige Implementierungen von Verstärkern denkbar.
Ein invertierender Ausgang der Modulator-Schaltung 110 ist direkt bzw. unmittelbar (z.B. ohne eine Zwischenschaltung von Kapazitäten) mit dem invertierenden Eingang 121 des Verstärkers 120 und ein nicht-invertierender Ausgang der Modulator-Schaltung 110 ist direkt mit dem nicht-invertierenden Eingang 122 des Verstärkers 120 verbunden. Ein nicht-invertierender Eingang der Modulator-Schaltung 100 direkt mit der Signalquelle 150 (Anschlüsse 151, 153) und ein invertierender Eingang der Modulator-Schaltung 110 direkt mit der Signalquelle 150 (Anschlüsse 152, 154) verbunden.
An dem differenziellen Verstärkerausgang 123, 124 ist eine mit der Chopper-Frequenzf ƒ_chop getaktete Demodulator-Schaltung 130 vorgesehen, die ausgebildet ist, um die verstärkte AC-Spannung zurück in eine verstärkte DC-Ausgangsspannung zu wandeln. Der invertierende Verstärkerausgang 123 ist über eine erste Kapazität 141 in einem ersten Signalpfad 142 mit einem ersten Eingang 131 der Demodulator-Schaltung 130 gekoppelt. Der nicht invertierende Verstärkerausgang 124 ist über eine zweite Kapazität 143 in einem zweiten Signalpfad 144 mit einem zweiten Eingang 132 der Demodulator-Schaltung gekoppelt. Ausgangsseitig der beiden Kapazitäten 141, 143 befindet sich eine zwischen den ersten Signalpfad 142 und den zweiten Signalpfad 144 gekoppelte Entladewiderstandsschaltung 160.
Die Demodulator-Schaltung 130 ist ausgebildet, um die durch den Verstärker 120 verstärkte AC-Spannung in eine verstärkte DC-Spannung zurück zu wandeln. Gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden Offenbarung ist die Demodulator-Schaltung 130 ausgebildet, um während unterschiedlichen Schaltphasen PH1, PH2 jeden des invertierenden und des nicht-invertierenden Ausgangs 123, 124 des Verstärkers 120 kapazitiv (über die Kapazitäten 141, 143) mit einem invertierenden Eingang 181 und nicht-invertierenden Eingang 182 einer Komparator- bzw. differenziellen Ausgangsverstärkerschaltung 180 zu koppeln. Die Eingänge 181, 182 bilden einen ersten Differenzeingang der Ausgangsverstärkerschaltung 180. In dem gezeigten Ausführungsbeispiel ist zwischen der Demodulator-Schaltung 130 und der Ausgangsverstärkerschaltung 180 ein Tiefpass 170 erster Ordnung vorgesehen.
Die Modulator-Schaltung 110 und die Demodulator-Schaltung 130 weisen jeweils eine Mehrzahl von Schaltern auf, die in unterschiedlichen Chopper-Schaltphasen PH1, PH2 geöffnet bzw. geschlossen werden. Dabei sind die Schalter der Modulator-Schaltung 110 und der Demodulator-Schaltung 130 synchron getaktet. Beispielsweise ist die Demodulator-Schaltung 130 in dem in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel ausgebildet, um während einer ersten Schaltphase PH1 den nicht-invertierenden Ausgang 124 des Verstärkers 120 mit dem nicht-invertierenden Eingang 181 der Ausgangsverstärkerschaltung 180 zu koppeln. Ferner ist die Demodulator-Schaltung 130 der 1 ausgebildet, um während der ersten Schaltphase PH1 den invertierenden Ausgang 123 des Verstärkers 120 mit dem invertierenden Eingang 182 der Ausgangsverstärkerschaltung 180 zu koppeln. Die Demodulator-Schaltung 130 ist ferner ausgebildet, um während einer zweiten Schaltphase PH2 den nicht-invertierenden Ausgang 124 des Verstärkers 120 mit dem invertierenden Eingang 182 der Ausgangsverstärkerschaltung 180 zu koppeln. Ferner ist die Demodulator-Schaltung 130 ausgebildet, um während der zweiten Schaltphase PH2 den invertierenden Ausgang 123 des Verstärkers 120 mit dem nicht-invertierenden Eingang 182 der Ausgangsverstärkerschaltung 180 zu koppeln.
Die Entladewiderstandsschaltung 160 in dem in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel umfasst einen zwischen einen Ausgangsanschluss der ersten Kapazität 141 und ein Bezugspotenzial 161 gekoppelten ersten Entladewiderstand 162. Die Entladewiderstandsschaltung 160 umfasst ferner einen zwischen einen Ausgangsanschluss der zweiten Kapazität 143 und das Bezugspotenzial 161 gekoppelten zweiten Entladewiderstand 163. Der Eingangsanschluss der ersten Kapazität 141 ist mit dem invertierenden Verstärkerausgang 123 gekoppelt. Der Eingangsanschluss der zweiten Kapazität 143 ist mit dem nicht-invertierenden Verstärkerausgang 124 gekoppelt. Die Entladewiderstandsschaltung 160 umfasst ferner eine Schalteranordnung 164, die ausgebildet ist, während wenigstens einem Entladezeitraum den ersten Entladewiderstand 162 zwischen die erste Kapazität 141 und das Bezugspotenzial 161 zu schalten und den zweiten Entladewiderstand 163 zwischen die zweite Kapazität 143 und das Bezugspotenzial 161 zu schalten.
Bei dem Bezugspotenzial 161 kann es sich beispielsweise um ein Common-Mode-Potenzial (Gleichtaktspannung) oder auch um Masse handeln.
Der Entladezeitraum entspricht vorzugsweise einem Zeitraum zwischen der ersten Schaltphase (Chopper-Phase) PH1 und der zweiten Schaltphase PH2 der Modulator-Schaltung 110 bzw. Demodulator-Schaltung 130. Die beiden Schaltphasen PH1 und PH2 sind zeitlich nichtüberlappend. Das ist in 2 schematisch gezeigt. Die beiden Entladewiderstände 162, 163 werden also nach der Beendigung der Schaltphase PH1 und vor dem Beginn der Schaltphase PH2 mittels der Schalteranordnung 164 mit dem Bezugspotenzial 161 verbunden. Während der Schaltphasen PH1 und PH2 sind die Entladewiderstände 162, 163 leerlaufend, d. h. nicht mit dem Bezugspotenzial 161 verbunden. Gemäß manchen Ausführungsbeispielen kann ein Tastgrad (engl. duty cycle) der Schalteranordnung 164 in einem Bereich von 0,1 % bis 5 % liegen. Gemäß Ausführungsbeispielen sind die Schalter der Schalteranordnung 164 außerhalb der Schaltphasen PH1 und PH2 in einem Zeitraum zwischen den beiden Schaltphasen PH1 und PH2 geschlossen. Während der Schaltphasen PH1 und PH2 sind die Schalter der Schalteranordnung 164 geöffnet. Die Schaltzeitpunkte der Schalteranordnung 164 können beispielsweise ebenfalls mit der Chopper-Frequenz auftreten. In manchen Ausführungsbeispielen kann die Taktrate der Schalteranordnung 164 aber auch pseudozufällig gewählt sein. Die Schaltzeitpunkte der Schalteranordnung 164 sind also jedenfalls in Zwischenzeiträumen zwischen zwei aufeinanderfolgenden Schaltphasen PH1 und PH2 angeordnet aber nicht notwendigerweise in jedem dieser Zwischenzeiträume.
Durch die kapazitive Kopplung der Verstärkerausgänge 123, 124 mit den Eingängen der Demodulator-Schaltung 130 und die Entladewiderstandsschaltung 160 kann eine Differenzspannung zwischen den nicht-invertierenden und invertierenden Signalpfaden 144, 142 DC-mäßig reduziert werden und damit auch die Chopper-Welligkeit. Somit reicht eine ausgangseitig mit der Demodulator-Schaltung 130 gekoppelte Tiefpassfilterschaltung 170 mit einer geringen Ordnung kleiner als oder gleich drei (hier: 1. Ordnung).
Es hat sich als vorteilhaft erwiesen, die Entladewiderstände 162, 163 vergleichsweise hochohmig auszubilden (zum Beispiel im Bereich von 1 MΩ), sodass es zu langen Entladezeiten kommt. Der durch die Schalteranordnung 164 bewirkte getaktete Betrieb der Entladewiderstände 162, 163 bewirkt, dass die Widerstände 162, 163 effektiv noch größer bzw. hochohmiger werden.
Anhand der 3a und 3b wird im Nachfolgenden der Signalverlauf während der beiden aufeinanderfolgenden Schaltphasen PH1, PH2 im Normalmodus der Verstärkerschaltung 100 beschrieben. Die 3a bezieht sich auf die erste Schaltphase PH1.
Während der ersten Schaltphase PH1 fließt im Hall-Sensor 150 ein erster Strom über die Anschlüsse 151, 152, so dass eine erste (DC-) Hallspannung (+Vs+Voh)/2 am Anschluss 153 und (-Vs-Voh)/2 am Anschluss 154 abgegriffen werden kann. Durch eine zusätzliche Offset-Spannung +Voh des Hall-Sensors 150 und eine Offset-Spannung +Voa des Verstärkers 120 ergibt sich am differenziellen Eingang 121, 122 des Verstärkers 120 in der ersten Schaltphase PH1 eine differenzielle Eingangsspannung von +Vs+Voh+Voa. Mit einem Verstärkungsfaktor g des Verstärkers 120 ergibt sich an dessen nicht-invertierenden Ausgang 124 eine Ausgangsspannung von g×(+Vs+Voh+Voa)/2 und an dessen invertierenden Ausgang 123 eine Ausgangsspannung von g× (-Vs-Voh-Voa)/2. Die Kapazitäten 141, 142 blockieren die DC-Signalanteile g×(Voh+Voa)/2 und g×(-Voh-Voa)/2, aber lassen AC-Signalanteile g×(Vs)/2 und g×(-Vs)/2 in Richtung Ausgangsverstärkerschaltung 180 durch. Am Ausgang 183 der Ausgangsverstärkerschaltung 180 erhält man im Wesentlichen die verstärkte und offset-bereinigte Hallspannung g×Vs. Während des Entladezeitraums zwischen der ersten Schaltphase PH1 und einer darauffolgenden zweiten Schaltphase PH2 können im Normalmodus elektrische Ladungen entsprechend der DC-Signalanteile g×(Voh+Voa)/2 und g× (-Voh-Voa)/2 über die Entladewiderstandsschaltung 160 von den Kapazitäten 141, 142 abfließen, so dass ein Ladungsausgleich zwischen den Kapazitäten 141, 142 stattfindet.
Die 3b bezieht sich auf die zweite Schaltphase PH2 im Normalmodus.
Während der auf die erste Schaltphase folgenden zweiten Schaltphase PH2 fließt im Hall-Sensor 150 ein zweiter Strom über die Anschlüsse 153, 154, so dass eine zweite (DC-) Hallspannung (-Vs+Voh)/2 am Anschluss 151 und (+Vs-Voh)/2 am Anschluss 152 abgegriffen werden kann. Durch die zusätzliche Offset-Spannung +Voa des Verstärkers 120 ergibt sich am differenziellen Eingang 121, 122 des Verstärkers 120 in der zweiten Schaltphase PH2 somit eine differenzielle Eingangsspannung von -Vs+Voh+Voa. Mit einem Verstärkungsfaktor g des Verstärkers 120 ergibt sich an dessen nicht-invertierenden Ausgang 124 eine Ausgangsspannung von g×(-Vs+Voh+Voa)/2 und an dessen invertierenden Ausgang 123 eine Ausgangsspannung von g×(+Vs-Voh-Voa)/2. Die Kapazitäten 141, 142 blockieren die DC-Signalanteile g×(Voh+Voa)/2 und g×(-Voh-Voa)/2, aber lassen AC-Signalanteile g×(-Vs)/2 und g×(Vs)/2 in Richtung Ausgangsverstärkerschaltung 180 durch. Am Ausgang der Ausgangsverstärkerschaltung 180 erhält man durch Vertauschen derer Eingangsanschlüsse im Vergleich zur ersten Schaltphase PH1 wieder im Wesentlichen die verstärkte und offset-bereinigte Hallspannung g×Vs. Während des Entladezeitraums zwischen der ersten Schaltphase PH2 und einer darauffolgenden ersten Schaltphase PH1 können im Normalmodus elektrische Ladungen entsprechend der DC-Signalanteile g×(Voh+Voa)/2 und g×(-Voh-Voa)/2 über die Entladewiderstandsschaltung 160 von den Kapazitäten 141, 142 abfließen, so dass ein Ladungsausgleich zwischen den Kapazitäten 141, 142 stattfindet. Dadurch kann die Chopper-Welligkeit reduziert werden.
Insbesondere bei einer Implementierung der Entladewiderstände 162, 163 in integrierten Schaltungen kann es problematisch sein, sehr hochohmige Widerstände zu realisieren. Die 4 zeigt daher ein Ausführungsbeispiel einer Verstärkerschaltung 400, in welcher die Entladewiderstände 162, 163 durch geschaltete Kapazitäten (engl. switched capacitors) 462, 463 realisiert werden. Switched-Capacitor-Filter, oder häufig auch nur kurz SC-Filter, bezeichnet elektronische Filter, in denen ohmsche Widerstände durch geschaltete Kondensatoren ersetzt werden. Es handelt sich um zeitdiskrete Filter. Durch Variation der Schaltfrequenz ƒ_s, mit denen die Kapazitäten 462, 463 umgeschaltet werden, lassen sich die Filterparameter der SC-Filter sehr leicht verändern. Der Ersatz der ohmschen Widerstände R in einer gegebenen Schaltung wie einem Tiefpass durch Kapazitäten Cs, die mit der Umschaltfrequenz ƒ_s betrieben werden, lässt sich gemäß R = 1/ƒ_sC_s berechnen. Dem Fachmann wird einleuchten, dass die Schaltfrequenz ƒ_s der Kapazitäten 462, 463 nicht der Chopper-Frequenz f_chop bzw. der Spinning-Frequenz entsprechen muss.
Während der zeitlichen Nichtüberlappung der Chopper-Demodulations-Phasen kann ein kurzzeitiger begrenzter Ladungsausgleich erfolgen, der den zeitlichen Mittelwert erst nach mehreren (vielen) Chopper-Phasen zu differentiell 0V ausgleicht. Die auch hier stattfindende Continuous-Time-Signalverarbeitung (Signale können sich auch während der Chopper-Phasen ändern und werden kapazitiv an den Ausgangsverstärker 180 durchgereicht) unterscheidet sich beispielsweise von sampelnden Switched-Capacitor-Schaltungen, weil in einer Chopper-Phase eben kein vollständiger schneller Ladungsausgleich erfolgt. Im Gegenteil, erst über viele Chopper-Phasen kann ein Ladungsausgleich erfolgen, wodurch das eigentliche Nutzsignal in der Amplitude im Wesentlichen erhalten bleibt (vernachlässigbare Entladung für das Nutzsignal innerhalb einer Chopper-Phase. Die kleine Teilentladung zu Differentiell-Mittelwert=0V kann über eine kleine Switched-Capacitor-Schaltung gemacht werden, die als hochohmiger Entladewiderstand interpretiert werden kann oder so wirkt. Sie kann auch über einen duty-cycled Widerstand während der kurzen Nichtüberlapppung gemacht werden.
Eine weitere Möglichkeit die Entladewiderstände 162, 163 zu realisieren, ist in der 5 gezeigt. Dort werden die Entladewiderstände durch sogenannte Pseudo-Widerstände 562, 563 realisiert.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen kann die Entladewiderstandsschaltung 160 eine oder mehrere spannungsgesteuerte Pseudo-Widerstände 562, 563 umfassend in Reihe geschaltete MOS-Transistoren aufweisen. Pseudowiderstände können diodenverbundene MOS-Bauelemente verwenden, die im Unterschwellenbereich arbeiten und im Vergleich zum diskreten Gegenstück weniger Fläche verbrauchen. Wie in 5 (unten) dargestellt, können ein oder mehrere im Unterschwellenbereich vorgespannte MOSFETs 555 als linearer Widerstand in einer Schaltung fungieren, deren Widerstand durch die Gate-Spannung gesteuert wird. Eine Spannung zwischen den Anschlüssen A und B von MOS-Pseudowiderständen wird z.B. von -IV bis +1V bewegt, und für verschiedene Typen von spannungsgesteuerten Pseudowiderständen wurden entsprechende Widerstandsänderungen für verschiedene Gatespannungen gezeigt. Eine mögliche Struktur von spannungsgesteuerten PMOS-Pseudowiderständen ist 5 (unten) dargestellt. Neben PMOS oder NMOS sind auch komplementäre MOS-Pseudowiderstände denkbar.
In Kombination mit dem Spinning-Hall-Konzept kann also unter Verwendung eines Eingangsmodulators 110, eines Verstärkers 120, von direkt zwischen Verstärkerausgang und Demodulator geschalteten Ausgangskondensatoren (AC-gekoppelt) 141, 143 und eines duty-cycled Widerstandes oder Switched-Cap-Widerstandes oder Pseudowiderstandes mit im Unterschwellspannungsbereich betriebenen MOS-Transistoren eine Chopper-Welligkeitsunterdrückung erreicht werden. Somit kann ein offset-kompensierter Chopper-Verstärker mit niedrigem Chopper-Welligkeitsrauschen, niedrigem Jitter-Effekt, geringer Signalverzögerung (Latenz) und geringer Chipfläche bereitgestellt werden.
Die im Vorhergehenden gezeigten Verstärkerschaltungen 100, 400, 500 können nicht nur in einem zeitkontinuierlichen Normalmodus zur Erfassung bzw. Messung von Eingangssignalen (hier: Hallspannung) betrieben werden, sondern auch in einem zeitdiskontinuierlichen bzw. zeitdiskreten Energiesparmodus, in welchem das Eingangssignal verstärkt und mit einer definierten Abtastrate abgetastet wird.
6a zeigt die Verstärkerschaltung 100 in einer ersten Schaltphase PH1 des Energiesparmodus. Die Verstärkerschaltung 100 im Energiesparmodus weist im Gegensatz zum Normalmodus keine Entladewiderstandsschaltung auf.
Während der ersten Schaltphase PH1 der Modulator-Schaltung 100 im Energiesparmodus sind ein Ausgangsanschluss der ersten Kapazität 141 des invertierenden Verstärkerausgangs 123 und ein Ausgangsanschluss der zweiten Kapazität 143 des nicht-invertierenden Verstärkerausgangs 124 auf das gemeinsame Gleichtaktpotenzial 161 geschaltet. Dazu sind die Schalter 164-1, 164-2 der Schalteranordnung 164 geschlossen. Im Vergleich zum Normalmodus sind während der ersten Schaltphase PH1 des Energiesparmodus die Ausgangsanschlüsse der Kapazitäten 141, 143 direkt mit dem Gleichtaktpotenzial 161 verbunden. Die Entladewiderstandsschaltung entfällt bzw. deren Entladewiderstände sind im Energiesparmodus kurzgeschlossen, so dass eine Differenzspannung Vdiff zwischen den Signalpfaden 142, 144 bzw. zwischen den Ausgangsanschlüssen der Kapazitäten 141, 143 0V beträgt.
Wie es in der 6a zu erkennen ist, sind in der ersten Schaltphase PH1 des Energiesparmodus die Ausgangsanschlüsse der ersten und zweiten Kapazität 141, 143 von den Eingängen 181, 182 des Ausgangsverstärkers 180 getrennt. Außerdem können die Eingänge 181, 182 des Ausgangsverstärkers 180 mittels eines zwischen den Eingängen 181, 182 vorgesehenen Schalters 184 kurzgeschlossen sein, so dass ein Ausgangssignal des Ausgangsverstärkers 180 entfällt.
6b zeigt die Verstärkerschaltung 100 in einer zweiten Schaltphase PH2 des Energiesparmodus.
Während der zweiten Schaltphase PH2 der Modulator-Schaltung 100 im Energiesparmodus ist der Ausgangsanschluss der ersten Kapazität 141 direkt mit dem Eingang 181 des Ausgangsverstärkers 180 gekoppelt und der Ausgangsanschluss der zweiten Kapazität 143 ist direkt mit dem Eingang 182 des Ausgangsverstärkers 180 gekoppelt. Der Schalter 184 zwischen den Verstärkereingängen 181, 182 ist während der zweiten Schaltphase PH2 geöffnet, so dass die Verstärkereingänge 181, 182 voneinander getrennt sind. Die Schalter 164-1, 164-2 der Schalteranordnung 164 sind in der zweiten Schaltphase PH2 ebenfalls geöffnet, so dass der Ausgangsanschluss der ersten Kapazität 141 und der Ausgangsanschluss der zweiten Kapazität 143 von dem gemeinsamen Gleichtaktpotenzial 161 getrennt und die Ausgangsanschlüsse der Kapazitäten 141, 143 voneinander getrennt sind.
In 6c ist zu erkennen, dass im Energiesparmodus die erste Schaltphase PH1 und eine (direkt) darauffolgende zweite Schaltphase PH1 einen Schaltzyklus 610 bilden. Im Schaltzyklus 610 arbeitet die Verstärkerschaltung 100 im Energiesparmodus als sampelnde (abtastende) Switched-Capacitor-Schaltung. Auf den Schaltzyklus 610 mit erster und zweiter Schaltphase PH1, PH2 folgt dann ein Sleep-Zeitraum 620 bis zu einem weiteren auf den Sleep-Zeitraum 620 folgenden Schaltzyklus 610 mit erster und zweiter Schaltphase PH1, PH2. Darauf folgt dann wieder ein Sleep-Zeitraum 620, usw. Die Verstärkerschaltung 100 ist also ausgebildet, um im Energiesparmodus zwischen der zweiten Schaltphase PH2 eines Schaltzyklus 610 und einer ersten Schaltphase PH1 eines darauffolgenden Schaltzyklus 610 eine Stromaufnahme wenigstens der Verstärkerschaltung 120 für einen Sleep-Zeitraum 620 abzuschalten. Weiterhin können während des Sleep-Zeitraums 620 auch Stromaufnahmen von Ausgangsverstärker 180 und/oder Hall-Sensor 150 abgeschaltet werden, um den Energieverbrauch der Verstärkerschaltungen 100 noch weiter zu reduzieren.
Ein Verhältnis zwischen dem Sleep-Zeitraum 620 und einer Dauer des Schaltzyklus (also Sleep-Zeitraum / Schaltzyklus) kann in einem Bereich von 10 - 10000 liegen. Beispielsweise kann der Sleep-Zeitraum 620 10 ms betragen, während ein Schaltzyklus 610 mit Schaltphasen PH1, PH2 lediglich 10 µs betragen kann. Der Sleep-Zeitraum 620 kann also 10- bis 1000-mal länger sein als ein Schaltzyklus 610 mit den Schaltphasen PH1 und PH2. Je höher das Verhältnis desto geringer ist der Energieverbrauch. Allerdings vergrößern sich damit auch die Abtastintervalle.
Anhand der 7a und 7b wird im Nachfolgenden der Signalverlauf während der beiden aufeinanderfolgenden Schaltphasen PH1, PH2 im Energiesparmodus der Verstärkerschaltung 100 beschrieben. Die 7a bezieht sich auf die erste Schaltphase PH1.
Während der ersten Schaltphase PH1 fließt im Hall-Sensor 150 ein erster Strom über die Anschlüsse 151, 152, so dass eine erste Hallspannung (+Vs+Voh)/2 am Anschluss 153 und (-Vs-Voh)/2 am Anschluss 154 abgegriffen werden kann. Durch eine zusätzliche Offset-Spannung +Voh des Hall-Sensors 150 und eine Offset-Spannung +Voa des Verstärkers 120 ergibt sich am differenziellen Eingang 121, 122 des Verstärkers 120 in der ersten Schaltphase PH1 eine differenzielle Eingangsspannung von +Vs+Voh+Voa. Mit einem Verstärkungsfaktor g des Verstärkers 120 ergibt sich an dessen nicht-invertierenden Ausgang 124 eine Ausgangsspannung von g×(+Vs+Voh+Voa)/2 und an dessen invertierenden Ausgang 123 eine Ausgangsspannung von g×(-Vs-Voh-Voa)/2. Aufgrund dessen, dass die Kapazitäten 141, 143 ausgangseitig auf das gemeinsame Gleichtaktpotenzial 161 geschaltet sind und von den Eingängen 181, 182 des Ausgangsverstärkers 180 getrennt sind, werden in der ersten Schaltphase PH1 die Ausgangsspannungen g×(+Vs+Voh+Voa)/2 (nicht-invertierender Ausgang 124) und g× (-Vs-Voh-Voa)/2 (invertierender Ausgang 124) in den Kapazitäten 141, 143 gespeichert (abgetastet).
Die 7b bezieht sich auf die zweite Schaltphase PH2 im Energiesparmodus.
Während der auf die erste Schaltphase folgenden zweiten Schaltphase PH2 fließt im Hall-Sensor 150 ein zweiter Strom über die Anschlüsse 153, 154, so dass eine zweite Hallspannung (-Vs+Voh)/2 am Anschluss 151 und (+Vs-Voh)/2 am Anschluss 152 abgegriffen werden kann. Durch die zusätzliche Offset-Spannung +Voa des Verstärkers 120 ergibt sich am differenziellen Eingang 121, 122 des Verstärkers 120 in der zweiten Schaltphase PH2 somit eine differenzielle Eingangsspannung von -Vs+Voh+Voa. Mit einem Verstärkungsfaktor g des Verstärkers 120 ergibt sich an dessen nicht-invertierenden Ausgang 124 eine Ausgangsspannung von g×(-Vs+Voh+Voa)/2 und an dessen invertierenden Ausgang 123 eine Ausgangsspannung von g×(+Vs-Voh-Voa)/2. In der zweiten Schaltphase PH2 ist der Ausgangsanschluss der Kapazität 143 direkt mit dem Eingangsanschluss 182 des Ausgangsverstärkers 180 verbunden. Gleichermaßen ist der der Ausgangsanschluss der Kapazität 141 direkt mit dem Eingangsanschluss 181 des Ausgangsverstärkers 180 verbunden. Durch die geöffneten Schalter 164-1, 164-2 der Schalteranordnung 164 sind die Ausgangsanschlüsse der Kapazitäten 141 und 143 voneinander und vom Gleichtaktpotenzial 161 getrennt.
An den Ausgangsanschlüssen der Kapazitäten 141 und 143 findet beim Wechsel zwischen erster Schaltphase PH1 und zweiter Schaltphase PH2 ein dynamisch gekoppelter Ausgangswechsel statt, so dass am Ausgangsanschluss der Kapazität 143 die Differenz der Ausgangsspannung der zweiten Schaltphase PH2 (g× (-Vs+Voh+Voa)/2) und der (gespeicherten) Ausgangsspannung ersten Schaltphase PH1 (g×(+Vs+Voh+Voa)/2) anliegt, also g×(-Vs). Ebenso findet am Ausgangsanschluss der Kapazität 141 beim Wechsel zwischen erster und zweiter Schaltphase ein dynamisch gekoppelter Ausgangswechsel statt, so dass am Ausgangsanschluss der Kapazität 143 die Differenz der Ausgangsspannung der zweiten Schaltphase PH2 (g×(+Vs-Voh-Voa)/2) und der (gespeicherten) Ausgangsspannung ersten Schaltphase PH1 (g×(-Vs-Voh-Voa)/2) anliegt, also g×(+Vs). Am differentiellen Ausgangsverstärkereingang 181, 182 liegt in der zweiten Schaltphase PH2 eines Schaltzyklus im Energiesparmodus also eine differentielle Spannung von g×(-2Vs) an.
Im Energiesparmodus kann die Verstärkerschaltung 100 also als sogenannter Correlated Double-Sampling Switched-Capacitor-Verstärker betrieben werden. Correlated Double-Sampling ist eine Sampling-Technik, die auch den Offset eliminiert. Es wird 2-mal gesampelt: Signal + Offset und Signal-Offset und dann einfach die Summe gebildet (→ doppeltes Ausgangssignal). Correlated Double-Sampling kann Aliasing-Effekte erzeugen, also hochfrequente Störsignale oder Rauschsignale in den Nutzfrequenzbereich rein spiegeln. Also Störanfälligkeit und Rauchen sind grundsätzlich höher als beim Choppen. Aber man kann mit dieser Technik in nur 2 „Correlated-Double-Sampling-Phasen das vollständige und offsetbereinigte Signal erhalten, also sehr energiesparend.
Im Energiesparmodus kann die Verstärkerschaltung 100 also in aufeinanderfolgenden Schaltzyklen das vom Hall-Sensor 150 (oder einer anderen Signalquelle) herrührende (verstärkte) Eingangssignal (Vs) abtasten. Ein Vergleich von aufeinanderfolgenden Abtastwerten kann beispielsweise als Grundlage dafür dienen, ob vom Energiesparmodus in den Normalmodus der Verstärkerschaltung 100 gewechselt werden soll. Gerade bei der Detektion von rotierenden Magnetfeldern durch den Hall-Sensor 150 kann ein Vorzeichenwechsel zwischen aufeinanderfolgenden Abtastwerten auf einen Wechsel zwischen magnetischen Halbebenen oder Quadranten hindeuten. Im Energiesparmodus kann die Verstärkerschaltung 100 also als magnetischer Quadranten- oder Umdrehungszähler verwendet werden. Zusätzlich oder alternativ kann bei einem Vorzeichenwechsel zwischen aufeinanderfolgenden Abtastwerten zum Beispiel vom Energiesparmodus in den Normalmodes gewechselt werden, um das rotierende Magnetfeld zeitkontinuierlich zu messen. In anderen Worten ausgedrückt kann die die Verstärkerschaltung 100 also ausgebildet sein, um im Energiesparmodus ein erstes Ausgangssignal der Ausgangsverstärkerschaltung 180 aus der zweiten Schaltphase PH2 eines Schaltzyklus 610 mit einem zweiten Ausgangssignal der Ausgangsverstärkerschaltung 180 aus der zweiten Schaltphase PH2 eines darauffolgenden Schaltzyklus 610 zu vergleichen und im Falle eines Vorzeichenwechsels zwischen dem ersten und zweiten Ausgangssignal von dem Energiesparmodus in den Normalmodes zu wechseln.
Dem Fachmann wird unmittelbar einleuchten, dass für einen Winkelsensor zwei Hall-Sensoren erforderlich sind, um 90° versetzte Magnetfeldkomponenten (cos- (X-) und sin- (Y-) Komponente) des rotierenden Magnetfelds zu erfassen. Ein solcher Winkelsensor umfasst dann eine mit einem (für einen Spinning-Current Betrieb ausgebildeten) ersten Hall-Sensor gekoppelte erste Verstärkerschaltung 100, 400, 500 gemäß der vorliegenden Offenbarung. Der Winkelsensor umfasst auch eine mit einem (für einen Spinning-Current Betrieb ausgebildeten) zweiten Hall-Sensor gekoppelte zweite Verstärkerschaltung 100, 400, 500 gemäß der vorliegenden Offenbarung. Der erste Hall-Sensor ist sensitiv für eine erste Magnetfeldrichtung. Der zweite Hall-Sensor ist sensitiv für eine erste Magnetfeldrichtung (senkrecht zur ersten Magnetfeldrichtung). Die erste Verstärkerschaltung ist ausgebildet, um im ersten Betriebsmodus ein erstes Ausgangssignal ihres Ausgangsverstärkers aus der zweiten Schaltphase eines Schaltzyklus mit einem zweiten Ausgangssignal ihres Ausgangsverstärkers aus der zweiten Schaltphase eines darauffolgenden Schaltzyklus zu vergleichen, um ein erstes Vergleichssignal zu erhalten. Die zweite Verstärkerschaltung ist ausgebildet, um im ersten Betriebsmodus ein erstes Ausgangssignal ihres Ausgangsverstärkers aus der zweiten Schaltphase des Schaltzyklus mit einem zweiten Ausgangssignal ihres Ausgangsverstärkers aus der zweiten Schaltphase des darauffolgenden Schaltzyklus zu vergleichen, um ein zweites Vergleichssignal zu erhalten. Im Falle, dass das erste und/oder das zweite Vergleichssignal einen Vorzeichenwechsel zwischen den jeweiligen ersten und zweiten Ausgangssignalen anzeigt, ist der Winkelsensor ausgebildet, um von dem Energiesparmodus in den Normalmodus zu wechseln. Der Vorzeichenwechsel ist ein Indikator für einen magnetischer Quadrantenwechsel.
Ein Wechsel zwischen Energiesparmodus und Normalmodus ist anhand eines Schaltdiagramms 800 der 8 gezeigt.
In dem in 8 gezeigten zeitlichen Ablauf befindet sich die Verstärkerschaltung bzw. der Winkelsensor zunächst im Energiesparmodus. Ein erster Schaltzyklus 610-1, in dessen Schaltphase PH2 ein erster Abtastwert bereitgestellt wird, wird gefolgt von einem Sleep-Zeitraum 620. An den Sleepzeitraum 620 schließt sich weiterer Schaltzyklus 610-2 an, in dessen Schaltphase PH2 ein zweiter Abtastwert bereitgestellt wird. Zwischen erstem Abtastwert und zweiten Abtastwert wird nun beispielsweise ein Vorzeichenwechsel festgestellt, so dass die Verstärkerschaltung vom Energiesparmodus in den Normalmodus wechselt. An den Schaltzyklus 610-2 schließt sich also unmittelbar ein Schaltzyklus 610-3, 610-4 an, usw.
Eine Funktionsweise eines magnetischen Quadranten- oder Umdrehungszählers ist in 9 gezeigt.
Im ersten Quadranten (0°-90°) sind sowohl X- als auch Y-Komponenten des rotierenden Magnetfelds positiv. Bei einem Wechsel vom ersten Quadranten in den zweiten Quadranten (90°-180°) wechselt die X-Komponente das Vorzeichen von + auf - (Y-Komponente bleibt +), so dass beispielsweise das Vorzeichen eines Ausgangssignal der ersten Verstärkerschaltung des Winkelsensors von + auf - wechseln würde. Bei einem Wechsel vom zweiten Quadranten in den dritten Quadranten (180°-270°) wechselt die Y-Komponente das Vorzeichen von + auf - (X-Komponente bleibt -), so dass beispielsweise das Vorzeichen eines Ausgangssignal der zweiten Verstärkerschaltung des Winkelsensors von + auf - wechseln würde. Bei einem Wechsel vom dritten Quadranten in den vierten Quadranten (270°-360°) wechselt die X-Komponente das Vorzeichen von - auf + (Y-Komponente bleibt -), so dass beispielsweise das Vorzeichen eines Ausgangssignal der ersten Verstärkerschaltung des Winkelsensors von - auf + wechseln würde. Bei einem Wechsel vom vierten Quadranten in den ersten Quadranten wechselt die Y-Komponente das Vorzeichen von - auf + (X-Komponente bleibt +), so dass beispielsweise das Vorzeichen eines Ausgangssignal der zweiten Verstärkerschaltung des Winkelsensors von - auf + wechseln würde. Bei einem Übergang vom vierten Quadranten in den ersten Quadranten kann gleichzeitig ein Umdrehungszähler inkrementiert werden.
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung bieten doppelt genutzte Schaltungen bei sehr geringer Fläche und Leistung. Schaltungen können in einem duty-cycled low-power switch-capacitor comparator Mode und in einem zeitkontinuierlichen Betriebsmodus mit hoher Geschwindigkeit und geringem Jitter und geringer Latenzzeit betrieben werden. Ausführungsbeispiele ermöglichen eine bedingte Umschaltung zwischen beiden Betriebsarten durch Erkennung von Vorzeichenwechseln von Sample zu Sample oder nach einer definierten Zeit im zeitkontinuierlichen Betriebmodus. Ausführungsbeispiele ermöglichen also eine Selbstweckung und/oder ein Wake-up-Signal für einen Mikroprozessor (µP).
Ausführungsbeispiele können also einen sehr stromsparenden Sensor mit einer Wake-up-Funktion realisieren, der in der Lage ist, ein Self-Awake-Signal bereitzustellen, um in einen schnellen, jitterarmen / latenzarmen Modus zu wechseln und bei Signaländerungen ein Wake-up-Signal für einen schlafenden µP oder ein System bereitzustellen. Ein sehr stromsparender und schneller Betrieb (z.B. Quadranten- oder Turn-Counting) ist in der Regel extrem widersprüchlich. Um beides zu ermöglichen, sind in der Regel sehr unterschiedlich optimierte Schaltungen erforderlich, die sehr viel mehr Fläche benötigen.
Die Aspekte und Merkmale, die im Zusammenhang mit einem bestimmten der vorherigen Beispiele beschrieben sind, können auch mit einem oder mehreren der weiteren Beispiele kombiniert werden, um ein identisches oder ähnliches Merkmal dieses weiteren Beispiels zu ersetzen oder um das Merkmal in das weitere Beispiel zusätzlich einzuführen.
Es versteht sich ferner, dass die Offenbarung mehrerer, in der Beschreibung oder den Ansprüchen offenbarter Schritte, Prozesse, Operationen oder Funktionen nicht als zwingend in der beschriebenen Reihenfolge befindlich ausgelegt werden soll, sofern dies nicht im Einzelfall explizit angegeben oder aus technischen Gründen zwingend erforderlich ist. Daher wird durch die vorhergehende Beschreibung die Durchführung von mehreren Schritten oder Funktionen nicht auf eine bestimmte Reihenfolge begrenzt. Ferner kann bei weiteren Beispielen ein einzelner Schritt, eine einzelne Funktion, ein einzelner Prozess oder eine einzelne Operation mehrere Teilschritte, -funktionen, -prozesse oder -operationen einschließen und/oder in dieselben aufgebrochen werden.
Wenn einige Aspekte in den vorhergehenden Abschnitten im Zusammenhang mit einer Vorrichtung oder einem System beschrieben wurden, sind diese Aspekte auch als eine Beschreibung des entsprechenden Verfahrens zu verstehen. Dabei kann beispielsweise ein Block, eine Vorrichtung oder ein funktionaler Aspekt der Vorrichtung oder des Systems einem Merkmal, etwa einem Verfahrensschritt, des entsprechenden Verfahrens entsprechen. Entsprechend dazu sind Aspekte, die im Zusammenhang mit einem Verfahren beschrieben werden, auch als eine Beschreibung eines entsprechenden Blocks, eines entsprechenden Elements, einer Eigenschaft oder eines funktionalen Merkmals einer entsprechenden Vorrichtung oder eines entsprechenden Systems zu verstehen.
Die folgenden Ansprüche werden hiermit in die detaillierte Beschreibung aufgenommen, wobei jeder Anspruch als getrenntes Beispiel für sich stehen kann. Ferner ist zu beachten, dass - obwohl ein abhängiger Anspruch sich in den Ansprüchen auf eine bestimmte Kombination mit einem oder mehreren anderen Ansprüchen bezieht - andere Beispiele auch eine Kombination des abhängigen Anspruchs mit dem Gegenstand jedes anderen abhängigen oder unabhängigen Anspruchs umfassen können. Solche Kombinationen werden hiermit explizit vorgeschlagen, sofern nicht im Einzelfall angegeben ist, dass eine bestimmte Kombination nicht beabsichtigt ist. Ferner sollen auch Merkmale eines Anspruchs für jeden anderen unabhängigen Anspruch eingeschlossen sein, selbst wenn dieser Anspruch nicht direkt als abhängig von diesem anderen unabhängigen Anspruch definiert ist.

Claims

Verstärkerschaltung (100; 400; 500), umfassend eine mit einer Chopper-Frequenz schaltbare Modulator-Schaltung (110), die ausgebildet ist, gemäß der Chopper-Frequenz eine Eingangsspannung in eine AC-Spannung zu wandeln; einen Verstärker (120) mit einem invertierenden Eingang (121) und einem nicht-invertierenden Eingang (122) für die AC-Spannung und mit einem invertierenden Ausgang (123) und einem nicht-invertierenden Ausgang (124) für eine verstärkte AC-Spannung; wobei der invertierende Ausgang (123) des Verstärkers (120) mit einem Eingangsanschluss einer ersten Kapazität (141) gekoppelt ist, wobei der nicht-invertierende Ausgang (124) des Verstärkers (120) mit einem Eingangsanschluss einer zweiten Kapazität (143) gekoppelt ist, wobei die Verstärkerschaltung (100; 400; 500) in einem ersten Betriebsmodus und in einem zweiten Betriebsmodus betreibbar ist, wobei in einer ersten Schaltphase der Modulator-Schaltung (110) im ersten Betriebsmodus ein Ausgangsanschluss der ersten Kapazität (141) und ein Ausgangsanschluss der zweiten Kapazität (143) auf ein gemeinsames Gleichtaktpotenzial geschaltet (161) sind, wobei in einer zweiten Schaltphase der Modulator-Schaltung (110) im ersten Betriebsmodus der Ausgangsanschluss der ersten Kapazität (141) mit einem ersten Eingang (181) eines Ausgangsverstärkers (180) gekoppelt ist und der Ausgangsanschluss der zweiten Kapazität (143) mit einem zweiten Eingang (182) des Ausgangsverstärkers (180) gekoppelt ist, und wobei im zweiten Betriebsmodus eine Entladewiderstandsschaltung (160) zwischen die Ausgangsanschlüsse der ersten und zweiten Kapazität (141; 143) gekoppelt ist und die Ausgangsanschlüsse der ersten und zweiten Kapazität (141; 143) über eine mit der Chopper-Frequenz schaltbare Demodulator-Schaltung (130) mit dem Ausgangsverstärker (180) gekoppelt sind, wobei die Demodulator-Schaltung (130) ausgebildet ist, die verstärkte AC-Spannung in eine verstärkte DC-Spannung zu wandeln.
Verstärkerschaltung (100; 400; 500) gemäß Anspruch 1, wobei die erste und die zweite Schaltphase einen Schaltzyklus (610) bilden und die Verstärkerschaltung ausgebildet ist, um im ersten Betriebsmodus zwischen der zweiten Schaltphase eines Schaltzyklus (610-1) und einer ersten Schaltphase eines darauffolgenden Schaltzyklus (610-2) eine Stromaufnahme wenigstens des Verstärkers (120) für einen Sleep-Zeitraum (620) abzuschalten.
Verstärkerschaltung (100; 400; 500) gemäß Anspruch 2, wobei ein Verhältnis zwischen dem Sleep-Zeitraum (620) und einer Dauer des Schaltzyklus (610) in einem Bereich von 10 - 10000 liegt.
Verstärkerschaltung (100; 400; 500) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, die ausgebildet ist, um im ersten Betriebsmodus ein erstes Ausgangssignal des Ausgangsverstärkers (180) aus der zweiten Schaltphase eines Schaltzyklus (610-1) mit einem zweiten Ausgangssignal des Ausgangsverstärkers (180) aus der zweiten Schaltphase eines darauffolgenden Schaltzyklus (610-2) zu vergleichen und im Falle eines Vorzeichenwechsels zwischen dem ersten und zweiten Ausgangssignal von dem ersten Betriebsmodus in den zweiten Betriebsmodus zu wechseln und/oder ein Aufwecksignal für einen Microprozessor zu erzeugen.
Verstärkerschaltung (100; 400; 500) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei in der ersten Schaltphase des ersten Betriebsmodus die Ausgangsanschlüsse der ersten und zweiten Kapazität (141; 143) von den Eingängen des Ausgangsverstärkers (180) getrennt sind.
Verstärkerschaltung (100; 400; 500) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei ein Widerstandswert der Entladewiderstandsschaltung (160) in einem Bereich liegt, so dass eine Zeitkonstante der ersten oder zweiten Kapazität (141; 143) zusammen mit der Entladewiderstandsschaltung (160) in einem Bereich von 10/f_chop bis 200/f_chop liegt, wobei f_chop die Chopper-Frequenz bezeichnet.
Verstärkerschaltung (100; 400; 500) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, die Entladewiderstandsschaltung (160) umfassend eine zwischen den Ausgangsanschluss der ersten Kapazität (141) und ein Bezugspotenzial (161) gekoppelte erste Entladewiderstandsanordnung (162); und eine zwischen den Ausgangsanschluss der zweiten Kapazität (143) und das Bezugspotenzial (161) gekoppelte zweite Entladewiderstandsanordnung (163).
Verstärkerschaltung (100; 400; 500) gemäß Anspruch 7, die Entladewiderstandsschaltung (160) ferner umfassend eine Schalteranordnung (164), die ausgebildet ist, während eines Entladezeitraums die erste Entladewiderstandsanordnung (162) zwischen die erste Kapazität (141) und das Bezugspotenzial (161) zu schalten und die zweite Entladewiderstandsanordnung (163) zwischen die zweite Kapazität (143) und das Bezugspotenzial (141) zu schalten.
Verstärkerschaltung (100; 400; 500) gemäß Anspruch 8, wobei der Entladezeitraum einem Zeitraum zwischen einer ersten und einer zweiten Schaltphase der Modulator-Schaltung (110) im zweiten Betriebsmodus entspricht.
Verstärkerschaltung (100; 400; 500) gemäß Anspruch 8 oder 9, wobei die Schalteranordnung (164) ausgebildet ist, um die Schalteranordnung pseudozufällig zu takten.
Verstärkerschaltung (100; 400; 500) gemäß einem der Ansprüche 8 bis 10, wobei ein Tastgrad der Schalteranordnung (164) in einem Bereich von 0,1% - 5% liegt.
Verstärkerschaltung (100; 400; 500) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Entladewiderstandsschaltung (160) eine oder mehrere geschaltete Kapazitäten aufweist.
Verstärkerschaltung (100; 400; 500) gemäß Anspruch 12, wobei eine Taktrate der ein oder mehrerer geschalteten Kapazitäten synchron zur Chopper-Frequenz oder pseudozufällig ist.
Verstärkerschaltung (100; 400; 500) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Entladewiderstandsschaltung (160) eine oder mehrere spannungsgesteuerte Pseudo-Widerstände umfassend in Reihe geschalteten MOS-Transistoren aufweist.
Verstärkerschaltung (100; 400; 500) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei ein erster Ausgang der Modulator-Schaltung (110) unmittelbar mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers (120) und ein zweiter Ausgang der Modulator-Schaltung (110) unmittelbar mit dem nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers (120) verbunden ist.
Verstärkerschaltung (100; 400; 500) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei ein nicht-invertierender Eingang der Modulator-Schaltung (110) direkt mit einer Signalquelle (150) und ein invertierender Eingang der Modulator-Schaltung (110) direkt mit der Signalquelle (150) verbunden ist.
Verstärkerschaltung (100; 400; 500) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend einen für einen Spinning-Current Betrieb ausgebildeten Hall-Sensor (150) zur Bereitstellung der Eingangsspannung.
Verstärkerschaltung (100; 400; 500) gemäß Anspruch 17, wobei die erste Schaltphase einer ersten Spinning-Phase des Hall-Sensors (150) entspricht und die zweite Schaltphase einer zweiten Spinning-Phase des Hall-Sensors entspricht.
Winkelsensor, umfassend eine erste Verstärkerschaltung (100; 400; 500) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche; eine zweite Verstärkerschaltung (100; 400; 500) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche; einen für einen Spinning-Current Betrieb ausgebildeten ersten Hall-Sensor (150) zur Bereitstellung der Eingangsspannung für die erste Verstärkerschaltung, wobei der erste Hall-Sensor sensitiv für eine erste Magnetfeldrichtung ist; einen für einen Spinning-Current Betrieb ausgebildeten zweiten Hall-Sensor (150) zur Bereitstellung der Eingangsspannung für die zweite Verstärkerschaltung, wobei der zweite Hall-Sensor sensitiv für eine erste Magnetfeldrichtung ist; wobei die erste Verstärkerschaltung ausgebildet ist, um im ersten Betriebsmodus ein erstes Ausgangssignal ihres Ausgangsverstärkers (180) aus der zweiten Schaltphase eines Schaltzyklus mit einem zweiten Ausgangssignal ihres Ausgangsverstärkers (180) aus der zweiten Schaltphase eines darauffolgenden Schaltzyklus zu vergleichen; wobei die zweite Verstärkerschaltung ausgebildet ist, um im ersten Betriebsmodus ein erstes Ausgangssignal ihres Ausgangsverstärkers (180) aus der zweiten Schaltphase eines Schaltzyklus mit einem zweiten Ausgangssignal ihres Ausgangsverstärkers (180) aus der zweiten Schaltphase eines darauffolgenden Schaltzyklus zu vergleichen; und im Falle eines Vorzeichenwechsels zwischen den jeweiligen ersten und zweiten Ausgangssignalen von dem ersten Betriebsmodus in den zweiten Betriebsmodus zu wechseln.
Verfahren zum Betreiben einer Verstärkerschaltung, die eine mit einer Chopper-Frequenz schaltbare Modulator-Schaltung aufweist, um gemäß der Chopper-Frequenz eine Eingangsspannung in eine AC-Spannung zu wandeln, einen Verstärker mit einem invertierenden Eingang und einem nicht-invertierenden Eingang für die AC-Spannung und mit einem invertierenden Ausgang und einem nicht-invertierenden Ausgang für eine verstärkte AC-Spannung, wobei der invertierende Ausgang des Verstärkers mit einem Eingangsanschluss einer ersten Kapazität und der nicht-invertierende Ausgang des Verstärkers mit einem Eingangsanschluss einer zweiten Kapazität gekoppelt ist, das Verfahren umfassend: in einem ersten Betriebsmodus der Verstärkerschaltung: Schalten eines Ausgangsanschlusses der ersten Kapazität und eines Ausgangsanschlusses der zweiten Kapazität auf ein gemeinsames Gleichtaktpotenzial während einer ersten Schaltphase der Modulator-Schaltung; Koppeln des Ausgangsanschlusses der ersten Kapazität mit einem ersten Eingang eines Ausgangsverstärkers (180) und Koppeln des Ausgangsanschlusses der zweiten Kapazität mit einem zweiten Eingang des Ausgangsverstärkers (180) während einer zweiten Schaltphase der Modulator-Schaltung; und in einem zweiten Betriebsmodus der Verstärkerschaltung: Schalten einer Entladewiderstandsschaltung zwischen die Ausgangsanschlüsse der ersten und zweiten Kapazität Koppeln der Ausgangsanschlüsse der ersten und zweiten Kapazität über eine mit der Chopper-Frequenz schaltbare Demodulator-Schaltung mit dem Ausgangsverstärker (180), um die verstärkte AC-Spannung in eine verstärkte DC-Spannung zu wandeln.