DE102020008154A1

DE102020008154A1 - Chopper-verstärkerschaltungen und verfahren zum betreiben von chopper-verstärkerschaltungen

Info

Publication number: DE102020008154A1
Application number: DE102020008154.1A
Authority: DE
Inventors: Mario Mottz; Andrei-George ROMAN; Dragos Vocurek; Yongjia Li
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2020-12-16
Filing date: 2020-12-16
Publication date: 2022-08-18
Also published as: DE102020008154A8

Abstract

Die vorliegende Offenbarung betrifft Chopper-Verstärkerschaltungen mit inhärenter Chopper-Welligkeitsunterdrückung.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Offenbarung betrifft allgemein Schaltungen und Verfahren für Chopper-Verstärker und insbesondere Schaltungen und Verfahren zur Reduzierung von Chopper-Ripples (Chopper Welligkeit).
Hintergrund
Chopper-Verstärker, im Folgenden auch als Chopper-Verstärkerschaltungen bezeichnet, sind eine Art von Verstärkern, bei welchen ein zu verstärkendes Signal moduliert (gechoppt), verstärkt und wieder demoduliert wird. Durch Verwendung einer derartigen Technik kann ein Nullpunktfehler (oder Offsetfehler) und ein sogenanntes 1/f-Rauschen eines Verstärkers in ein Frequenzband verschoben werden, welches nicht von Interesse ist. Derartige Chopper-Verstärker können beispielsweise in Bandlückenschaltungen verwendet werden, welche eine definierte Referenzspannung bereitstellen, können aber ebenso bei anderen Anwendungen verwendet werden, bei welchen ein Signal zu verstärken ist, wie zum Beispiel zur Verstärkung von Messsignalen.
Diese Modulation und Demodulation, auch als Choppen bezeichnet, verursachen jedoch Welligkeiten, im Englischen als „Ripples“ bezeichnet, im Ausgangssignal. Derartige Welligkeiten können beispielsweise durch einen Spannungsversatz (Offset) eines Verstärkers, welcher in dem Chopper-Verstärker zum Verstärken benutzt wird, verursacht werden. Die Amplitude der Welligkeit entspricht dem Offset und die Frequenz der Welligkeit entspricht der Chopperfrequenz.
Verschiedene Techniken wurden benutzt, um derartige Welligkeiten zu verringern. Zumindest in manchen Fällen sind derartige herkömmliche Techniken relativ kostspielig in der Implementierung, sind nachteilig bezüglich des Stromverbrauchs oder sind auf eine bestimmte Chopper-Frequenz begrenzt.
Daher besteht ein Bedarf, verbesserte Techniken bereitzustellen, um Chopper-Welligkeiten zu reduzieren.
Zusammenfassung
Diesem Bedarf wird durch Schaltungen und Verfahren gemäß der unabhängigen Ansprüche Rechnung getragen. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Offenbarung wird eine Chopper-Verstärkerschaltung vorgeschlagen. Ein Chopper-Verstärker kann auch als Zerhacker-Verstärker bezeichnet werden. Die Chopper-Verstärkerschaltung umfasst eine mit einer Chopper-Frequenz (Zerhackerfrequenz) geschaltete Modulator-Schaltung, die ausgebildet ist, gemäß der Chopper-Frequenz eine DC-Messspannung (DC = Direct Current, Gleichspannung) in eine AC-Messspannung (AC = Alternating Current), also eine Wechselspannung, zu wandeln. Die Chopper-Verstärkerschaltung umfasst ferner eine Verstärkerschaltung mit einem invertierenden Eingang und einem nicht-invertierenden Eingang für die AC-Messspannung sowie mit einem invertierenden Ausgang und einem nicht-invertierenden Ausgang für eine verstärkte AC-Messspannung. Die Chopper-Verstärkerschaltung umfasst auch eine mit der Chopper-Frequenz geschaltete Demodulator-Schaltung, die ausgebildet ist, um die verstärkte AC-Messspannung in eine verstärkte DC-Messspannung zu wandeln. Die Demodulator-Schaltung ist ausgebildet, um während unterschiedlicher Schaltphasen (der Modulator- bzw. Demodulator-Schaltung) jeden des invertierenden und des nicht-invertierenden Ausgangs der Verstärkerschaltung sowohl direkt als auch kapazitiv mit jedem invertierenden und nicht-invertierenden Eingang einer Summationsschaltung zu koppeln.
Die DC-Messspannung bzw. die verstärkte DC-Messspannung können jeweils Gleichspannungen sein. Es sind aber auch im Verhältnis zur Chopper-Frequenz nur langsam veränderliche Signale denkbar, so dass Messspannung beziehungsweise die verstärkte DC-Messspannung während einer Schaltphase quasi als Gleichspannungen betrachtet werden können.
Die Verstärkerschaltung kann beispielweise einen einfachen One-Loop-Verstärker, einen Operationsverstärker, einen Instrumentationsverstärker, einen Komparator oder einen ADC-Eingang umfassen.
Durch den hierin vorgeschlagenen Aufbau der Demodulator-Schaltung kann eine am Ausgang der Chopper-Verstärkerschaltung vorhandene Chopper-Welligkeit (Chopper-Ripple) gegenüber herkömmlichen Chopper-Verstärkerschaltung reduziert werden. Als Chopper-Welligkeit werden durch die Verstärkerschaltung verstärkte und durch die Demodulator-Schaltung demodulierte Offset-Spannungen bezeichnet. Eine herkömmliche Demodulation einer Offset-Gleichspannung resultiert dann in einer unerwünschten Wechselspannung (Chopper-Ripple). Die vorgeschlagene Implementierung und Funktionsweise der Demodulator-Schaltung kann die Chopper-Welligkeit reduzieren.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen ist die Demodulator-Schaltung ausgebildet, um während einer ersten Schaltphase der (De-)Modulator-Schaltung den nicht-invertierenden Ausgang der Verstärkerschaltung sowohl direkt mit einem ersten nicht-invertierenden Eingang der (mittelwertbildenen) Summationsschaltung als auch kapazitiv mit einem zweiten nicht-invertierenden Eingang der Summationsschaltung zu koppeln und den invertierenden Ausgang der Verstärkerschaltung sowohl direkt mit einem ersten invertierenden Eingang der Summationsschaltung als auch kapazitiv mit einem zweiten invertierenden Eingang der Summationsschaltung zu koppeln. Die Demodulator-Schaltung ist ferner ausgebildet, um während einer zweiten Schaltphase der (De-)Modulator-Schaltung den nicht-invertierenden Ausgang der Verstärkerschaltung sowohl direkt mit dem zweiten invertierenden Eingang der Summationsschaltung als auch kapazitiv mit dem ersten invertierenden Eingang der Summationsschaltung zu koppeln und den nicht-invertierenden Ausgang der Verstärkerschaltung sowohl direkt mit dem zweiten invertierenden Eingang der Summationsschaltung als auch kapazitiv mit dem ersten invertierenden Eingang der Summationsschaltung zu koppeln. Durch diese abwechselnde direkte und kapazitive Kopplung der Verstärkerausgänge mit den Eingängen der Summationsschaltung zur Mittelwertbildung kann die Chopper-Welligkeit geglättet werden.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen ist die Demodulator-Schaltung ausgebildet, um während einer ersten Schaltphase den nicht-invertierenden Ausgang der Verstärkerschaltung über einen ersten Signalpfad direkt mit einem ersten nicht-invertierenden Eingang der Summationsschaltung zu koppeln und den invertierenden Ausgang der Verstärkerschaltung über einen zweiten Signalpfad direkt mit einem ersten invertierenden Eingang der Summationsschaltung zu koppeln. Die Demodulator-Schaltung ist ferner ausgebildet, um während einer zweiten Schaltphase der (De-)Modulator-Schaltung den nicht-invertierenden Ausgang der Verstärkerschaltung über einen dritten Signalpfad direkt mit einem zweiten invertierenden Eingang der Summationsschaltung zu koppeln und den invertierenden Ausgang der Verstärkerschaltung über einen vierten Signalpfad direkt mit einem zweiten nicht-invertierenden Eingang der Summationsschaltung zu koppeln. Der erste und der vierte Signalpfad sind über eine erste Kapazität miteinander gekoppelt. Der vierte Signalpfad ist über eine zweite Kapazität mit Masse gekoppelt. Der zweite und der dritte Signalpfad sind über eine dritte Kapazität miteinander gekoppelt. Der dritte Signalpfad ist über eine vierte Kapazität mit Masse gekoppelt. Somit können der erste und der zweite Differenzeingang der Summationsschaltung sukzessive aneinander angeglichen werden. Dadurch kann eine Mittelwertbildung durch die Summationsschaltung mit weniger Welligkeit (Ripple) erfolgen.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen ist erste Kapazität größer ist als die zweite Kapazität. Ebenso kann die dritte Kapazität größer sein als die vierte Kapazität. Somit können der erste und der zweite Differenzeingang der Summationsschaltung während aufeinanderfolgender Schaltphasen sukzessive aneinander angeglichen werden.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen sind die erste und die dritte Kapazität jeweils gleich dimensioniert. Ebenso können die zweite und vierte Kapazität jeweils gleich dimensioniert sein.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen ist die erste Kapazität 10- bis 20-mal größer als die zweite Kapazität. Ebenso kann die die dritte Kapazität 10- bis 20-mal größer sein als die vierte Kapazität. Damit kann sich eine besonders vorteilhafte Angleichung der Differenzeingänge der Summationsschaltung ergeben.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen ist die Demodulator-Schaltung ausgebildet, um während einer ersten Schaltphase den nicht-invertierenden Ausgang der Verstärkerschaltung über einen ersten und zweiten Signalpfad direkt mit einem ersten nicht-invertierenden Eingang der Summationsschaltung zu koppeln und über einen dritten und vierten Signalpfad kapazitiv mit einem zweiten nicht-invertierenden Eingang der Summationsschaltung zu koppeln, den invertierenden Ausgang der Verstärkerschaltung über einen fünften und sechsten Signalpfad direkt mit einem ersten invertierenden Eingang der Summationsschaltung zu koppeln und über einen siebten und achten Signalpfad kapazitiv mit einem zweiten invertierenden Eingang der Summationsschaltung zu koppeln. Die Demodulator-Schaltung ist ferner ausgebildet, um während einer zweiten Schaltphase der (De-)Modulator-Schaltung den nicht-invertierenden Ausgang der Verstärkerschaltung über einen neunten und zehnten Signalpfad direkt mit dem zweiten invertierenden Eingang der Summationsschaltung zu koppeln und über einen elften und zwölften Signalpfad kapazitiv mit dem ersten invertierenden Eingang der Summationsschaltung zu koppeln, den invertierenden Ausgang der Verstärkerschaltung über einen 13. und 14. Signalpfad direkt mit dem zweiten nicht-invertierenden Eingang der Summationsschaltung zu koppeln und über einen 15. und 16. Signalpfad kapazitiv mit dem ersten nicht-invertierenden Eingang der Summationsschaltung zu koppeln. Mit dieser Ausführungsform kann der Chopper-Ripple noch weiter reduziert werden.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen ist die Demodulator-Schaltung ausgebildet, um während einer ersten Schaltphase den nicht-invertierenden Ausgang der Verstärkerschaltung über einen ersten und zweiten Signalpfad direkt mit einem ersten nicht-invertierenden Eingang der Summationsschaltung zu koppeln und den invertierenden Ausgang der Verstärkerschaltung über einen dritten und vierten Signalpfad direkt mit einem ersten invertierenden Eingang der Summationsschaltung zu koppeln. Die Demodulator-Schaltung ist ferner ausgebildet, um während einer zweiten Schaltphase der (De-)Modulator-Schaltung den nicht-invertierenden Ausgang der Verstärkerschaltung über einen fünften und sechsten Signalpfad direkt mit einem zweiten invertierenden Eingang der Summationsschaltung zu koppeln, und den invertierenden Ausgang der Verstärkerschaltung über einen siebten und achten Signalpfad direkt mit einem zweiten nicht-invertierenden Eingang der Summationsschaltung zu koppeln. Dabei sind der erste und der achte Signalpfad über eine erste Kapazität miteinander gekoppelt. Der achte Signalpfad ist über eine zweite Kapazität mit Masse gekoppelt. Der zweite und der siebte Signalpfad sind über eine dritte Kapazität miteinander gekoppelt. Der zweite Signalpfad ist über eine vierte Kapazität mit Masse gekoppelt. Der dritte und der fünfte Signalpfad sind über eine fünfte Kapazität miteinander gekoppelt. Der fünfte Signalpfad ist über eine sechste Kapazität mit Masse gekoppelt. Der vierte und der sechste Signalpfad sind über eine siebte Kapazität miteinander gekoppelt. Der vierte Signalpfad ist über eine achte Kapazität mit Masse gekoppelt. Somit können der erste und der zweite Differenzeingang der Summationsschaltung während aufeinanderfolgender Schaltphasen noch besser aneinander angeglichen werden.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen ist ein erster Ausgang der Modulator-Schaltung direkt mit dem invertierenden Eingang der Verstärkerschaltung und ein zweiter Ausgang der Modulator-Schaltung direkt mit dem nicht-invertierenden Eingang der Verstärkerschaltung verbunden. Gemäß manchen Ausführungsbeispielen ist zusätzlich oder alternativ ein nicht-invertierender Eingang der Modulator-Schaltung direkt mit einer Signalquelle und ein invertierender Eingang der Modulator-Schaltung direkt mit der Signalquelle verbunden. Ein Eingangssignal kann also direkt verbunden sein mit der Modulator-Schaltung. Der Verstärkereingang kann auch direkt verbunden sein mit dem Ausgang der Modulator-Schaltung. Durch die vorgeschlagene Demodulator-Schaltung können (große) Eingangskapazitäten wegfallen.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen umfasst die Chopper-Verstärkerschaltung ferner einen für einen Spinning-Current Betrieb ausgebildeten Hall-Sensor zur Bereitstellung der Messspannung. Sensoren auf Basis des Hall-Effekts, die auch als Hall-Sensoren bezeichnet werden, werden häufig als Magnetfeldsensoren verwendet. Ein Hall-Sensor umfasst eines oder mehrere Hall-Effekt-Sensorelemente, die eine Magnetfeldstärke und/oder -Richtung messen. Diese Messungen werden verwendet, um Parameter zu erhalten, wie beispielsweise Abstand, Position und Drehgeschwindigkeit. Hall-Sensorelemente zeigen jedoch Versätze (Offsets) an deren Ausgängen aufgrund von mechanischen Belastungen, Dotierung und geometrischen Fehlern. Ferner zeigen Hall-Sensorelemente eine Offsetdrift, der zu einem unvorhersagbaren und zeitlich veränderlichen Ausgabefehler führt. Solche Offsets bei Hall-Sensorelementen können über das Drehstromverfahren bzw. Spinning-Current-Verfahren verringert werden, bei dem der Vorspannungsstrom eines Hall-Sensorelements räumlich um das Hall-Sensorelement herumgedreht wird, während die Ausgangssignale zeitlich gemittelt werden. Dies kann einen Offset und einen Offsetdrift verringern. Die Chopper-Verstärkerschaltung empfängt und verstärkt die Ausgangssignale der Hall-Sensorelemente. Ausführungsbeispiele der vorliegenden Offenbarung können Rest-Offsets am Ausgang der Chopper-Verstärkerschaltung weiter reduzieren.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Offenbarung wird auch Verfahren zum Betreiben einer Chopper-Verstärkerschaltung vorgeschlagen. Das Verfahren umfasst, während unterschiedlichen Schaltphasen, ein Koppeln eines invertierenden und eines nicht-invertierenden Ausgangs eines Verstärkers der Chopper-Verstärkerschaltung sowohl direkt als auch kapazitiv mit jedem invertierenden und nicht-invertierenden Eingang einer Summationsschaltung.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen wird während einer ersten Schaltphase der nicht-invertierende Ausgang der Verstärkerschaltung sowohl direkt mit einem ersten nicht-invertierenden Eingang der Summationsschaltung als auch kapazitiv mit einem zweiten nicht-invertierenden Eingang der Summationsschaltung gekoppelt. Während der ersten Schaltphase wird auch der invertierende Ausgang der Verstärkerschaltung sowohl direkt mit einem ersten invertierenden Eingang der Summationsschaltung als auch kapazitiv mit einem zweiten invertierenden Eingang der Summationsschaltung gekoppelt. Während einer zweiten Schaltphase wird der nicht-invertierende Ausgang der Verstärkerschaltung sowohl direkt mit dem zweiten invertierenden Eingang der Summationsschaltung als auch kapazitiv mit dem ersten invertierenden Eingang der Summationsschaltung gekoppelt. Während der zweiten Schaltphase wird der nicht-invertierende Ausgang der Verstärkerschaltung sowohl direkt mit dem zweiten invertierenden Eingang der Summationsschaltung als auch kapazitiv mit dem ersten invertierenden Eingang der Summationsschaltung gekoppelt.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen wird während der ersten Schaltphase der nicht-invertierende Ausgang der Verstärkerschaltung über einen ersten Signalpfad direkt mit einem ersten nicht-invertierenden Eingang der Summationsschaltung gekoppelt. Während der ersten Schaltphase wird auch der invertierende Ausgang der Verstärkerschaltung über einen zweiten Signalpfad direkt mit einem ersten invertierenden Eingang der Summationsschaltung gekoppelt. Während der zweiten Schaltphase wird der nicht-invertierende Ausgang der Verstärkerschaltung über einen dritten Signalpfad direkt mit einem zweiten invertierenden Eingang der Summationsschaltung gekoppelt. Während der zweiten Schaltphase wird auch der invertierende Ausgang der Verstärkerschaltung über einen vierten Signalpfad direkt mit einem zweiten nicht-invertierenden Eingang der Summationsschaltung gekoppelt. Dabei werden der erste und der vierte Signalpfad über eine erste Kapazität miteinander gekoppelt, der vierte Signalpfad wird über eine zweite Kapazität mit Masse gekoppelt, der zweite und der dritte Signalpfad werden über eine dritte Kapazität miteinander gekoppelt, der dritte Signalpfad wird über eine vierte Kapazität mit Masse gekoppelt.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen ist die erste Kapazität größer als die zweite Kapazität und die dritte Kapazität ist größer ist als die vierte Kapazität.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen sind die erste und die dritte Kapazität jeweils gleich dimensioniert und die zweite und vierte Kapazität sind jeweils gleich dimensioniert.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen ist die erste Kapazität 10- bis 20-mal größer als die zweite Kapazität und die dritte Kapazität ist 10- bis 20-mal größer als die vierte Kapazität.
Unter Verwendung eines Eingangsmodulators, eines Verstärkers, (geerdeter) Ausgangskondensatoren, die direkt mit dem Ausgang des Verstärkers zur Gleichstromunterdrückung verbunden sind und von Koppelkondensatoren (Stapelkondensatoren), die mit den Ausgangskondensatoren verbunden sind, kann durch einen Switched-Capacitor-Leakage-Effekt der Stapelkondensatoren (kapazitiver Teiler) eine Chopper-Welligkeitsunterdrückung erreicht werden. Somit kann ein offset-kompensierter Chopper-Verstärker mit niedrigem Chopper-Welligkeitsrauschen, niedrigem Jitter-Effekt, geringer Signalverzögerung (Latenz) und geringer Chipfläche bereitgestellt werden.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Offenbarung wird eine Chopper-Verstärkerschaltung vorgeschlagen mit einer mit einer Chopper-Frequenz getaktete Modulator-Schaltung, die ausgebildet ist, gemäß der Chopper-Frequenz eine Messspannung in eine AC-Messspannung zu wandeln. Die Chopper-Verstärkerschaltung umfasst weiterhin eine Verstärkerschaltung mit einem invertierenden Eingang und einem nicht-invertierenden Eingang für die AC-Messspannung und mit einem invertierenden Ausgang und einem nicht-invertierenden Ausgang für eine verstärkte AC-Messspannung. Eine mit der Chopper-Frequenz getaktete Demodulator-Schaltung ist ausgebildet, um die verstärkte AC-Messspannung in eine verstärkte Messspannung zu wandeln. Der invertierende Ausgang der Verstärkerschaltung ist über eine erste Kapazität in einem ersten Signalpfad mit einem ersten Eingang der Demodulator-Schaltung gekoppelt. Der nicht-invertierende Ausgang der Verstärkerschaltung ist über eine zweite Kapazität in einem zweiten Signalpad mit einem zweiten Eingang der Demodulator-Schaltung gekoppelt. Ferner ist eine ausgangsseitig der beiden Kapazitäten zwischen den ersten und den zweiten Signalpfad gekoppelte Entladewiderstandsschaltung vorgesehen. Ausführungsbeispiele gemäß dieser grundlegenden Schaltungsanordnung können mittels der Entladewiderstandsschaltung ebenfalls Chopper-Ripple reduzieren. Durch die Kopplung über die Entladewiderstandsschaltung kann eine Differenzspannung zwischen den nicht-invertierenden und invertierenden Signalpfaden DC-mäßig reduziert werden und damit auch der Chopper-Ripple.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen liegt ein Widerstandswert der Entladewiderstandsschaltung in einem Bereich, so dass eine Zeitkonstante der ersten oder zweiten Kapazität zusammen mit der Entladewiderstandsschaltung in einem Bereich von 10/f_chop bis 200/f_chop liegt, wobei f_chop die Chopper-Frequenz bezeichnet. Widerstände der Entladewiderstandsschaltung können also hochohmig ausgebildet sein, um einen langen Entladezeitraum zu erreichen.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen umfasst die Entladewiderstandsschaltung eine zwischen einen Ausgangsanschluss der ersten Kapazität und ein Bezugspotenzial gekoppelte erste Entladewiderstandsanordnung und eine zwischen einen Ausgangsanschluss der zweiten Kapazität und das Bezugspotenzial gekoppelte zweite Entladewiderstandsanordnung. Das Bezugspotenzial kann beispielsweise ein Common-Mode bzw. Gleichtaktpotenzial sein.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen umfasst die Entladewiderstandsschaltung eine Schalteranordnung, die ausgebildet ist, während eines Entladezeitraums die erste Entladewiderstandsanordnung zwischen die erste Kapazität und das Bezugspotenzial zu schalten und die zweite Entladewiderstandsanordnung zwischen die zweite Kapazität und das Bezugspotenzial zu schalten. Eine Entladung der Kapazitäten kann also gezielt während Entladezeiträumen stattfinden. Gemäß manchen Ausführungsbeispielen entspricht der Entladezeitraum einem Zeitraum zwischen einer ersten und einer zweiten Schaltphase der Modulator-Schaltung.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen wird die Schalteranordnung getaktet betrieben, so dass Entladezeiträume zwischen einer ersten und einer zweiten Schaltphase der Modulator-Schaltung liegen. Eine Taktrate der Entladewiderstandsschaltung kann dabei synchron mit der Chopper-Frequenz oder aber pseudozufällig generiert werden. Dadurch können Intermodulationseffekte mit einem Eingangssignal noch weiter reduziert werden.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen liegt ein Tastgrad der Schalteranordnung in einem Bereich von 0,1% - 5%.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen kann die Entladewiderstandsschaltung eine oder mehrere geschaltete Kapazitäten aufweisen. Mit geschalteten Kapazitäten lassen sich Widerstände gemäß R = 1/f_sC realisieren, wobei f_s die Schaltfrequenz einer geschalteten Kapazität bedeutet. Kapazitäten lassen sich im Vergleich zu Widerständen integrierten Schaltungen präziser herstellen und hohe Widerstandswerte sind mit kleinen Kapazitäten realisierbar.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen kann die Entladewiderstandsschaltung eine oder mehrere spannungsgesteuerte Pseudo-Widerstände umfassend in Reihe geschalteten MOS-Transistoren aufweisen. Pseudowiderstände können diodenverbundene MOS-Bauelemente verwenden, die im Unterschwellenbereich arbeiten und im Vergleich zum diskreten Gegenstück weniger Fläche verbrauchen.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen ist ein erster Ausgang der Modulator-Schaltung direkt mit dem invertierenden Eingang der Verstärkerschaltung und ein zweiter Ausgang der Modulator-Schaltung ist direkt mit dem nicht-invertierenden Eingang der Verstärkerschaltung verbunden. Gemäß manchen Ausführungsbeispielen ist zusätzlich oder alternativ ein nicht-invertierender Eingang der Modulator-Schaltung direkt mit einer Signalquelle und ein invertierender Eingang der Modulator-Schaltung direkt mit der Signalquelle verbunden. Ein Eingangssignal kann also direkt verbunden sein mit der Modulator-Schaltung. Der Verstärkereingang kann auch direkt verbunden sein mit dem Ausgang der Modulator-Schaltung. Durch die vorgeschlagene Demodulator-Schaltung können (große) Eingangskapazitäten wegfallen.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen umfasst die Chopper-Verstärkerschaltung ferner eine ausgangseitig mit der Demodulator-Schaltung gekoppelten Tiefpass- oder Bandsperrenfilterschaltung mit einer Ordnung kleiner als oder gleich drei. Es ist damit möglich, genau die verbleibenden Restwelligkeiten bei der Chopper-Frequenz f_chop rauszufiltern. Diese Art von Filtern findet man auch unter dem Namen Dopple-T-Filter, weil R-C-R auf dem einem Pfad und C-R-C auf dem parallelen Pfad wie ein T angeordnet ist. Es wird dabei sehr selektiv eine bestimmte Frequenz herausgefiltert, hier vorzugsweise f_chop. Durch das vorgeschlagene vorteilhafte Design der Demodulator-Schaltung können bereits Tiefpassfilterschaltungen niedriger Ordnung ausreichen, um verbleibende Chopper-Ripple-Pulse (Spannungsspitzen) ausreichend zu unterdrücken.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen umfasst die Chopper-Verstärkerschaltung ferner einen für einen Spinning-Current Betrieb ausgebildeten Hall-Sensor zur Bereitstellung der Messspannung.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Offenbarung wird ein Verfahren zum Betreiben einer Chopper-Verstärkerschaltung vorgeschlagen, bei dem ein invertierender Ausgangs eines Verstärkers über eine erste Kapazität mit einem ersten Eingang einer Demodulator-Schaltung gekoppelt wird und ein nicht-invertierender Ausgangs des Verstärkers über eine zweite Kapazität mit einem zweiten Eingang der Demodulator-Schaltung gekoppelt wird. Einer Entladewiderstandsschaltung wird an Ausgangsanschlüsse der ersten und zweiten Kapazität gekoppelt.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen wird ein Eingangsanschluss der ersten Kapazität mit dem invertierenden Ausgang des Verstärkers gekoppelt und ein Ausgangsanschluss der ersten Kapazität wird mit dem ersten Eingang der Demodulator-Schaltung gekoppelt. Ein Eingangsanschluss der zweiten Kapazität wird mit dem nicht-invertierenden Ausgang des Verstärkers gekoppelt und ein Ausgangsanschluss der zweiten Kapazität wird mit dem zweiten Eingang der Demodulator-Schaltung gekoppelt.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen wird ein Ausgangsanschluss der ersten Kapazität mit einem ersten Anschluss einer ersten Entladewiderstandsanordnung gekoppelt, ein zweiter Anschluss der ersten Entladewiderstandsanordnung wird mit einem vordefinierten Bezugspotenzial gekoppelt, ein Ausgangsanschluss der zweiten Kapazität wird mit einem ersten Anschluss einer zweiten Entladewiderstandsanordnung gekoppelt, und ein zweiter Anschluss der zweiten Entladewiderstandsanordnung wird mit dem vordefinierten Bezugspotenzial gekoppelt.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen wird die erste und die zweite Entladewiderstandsanordnung jeweils mittels eines getakteten Schalters für einen Entladezeitraum mit dem vordefinierten Bezugspotenzial gekoppelt werden.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen entspricht der Entladezeitraum einem Zeitraum zwischen einer ersten und einer zweiten Schaltphase der Demodulator-Schaltung.
Unter Verwendung eines Eingangsmodulators, eines Verstärkers, von direkt zwischen Verstärkerausgang und Demodulator geschalteten Ausgangskondensatoren (AC-gekoppelt) und eines duty-cycled Widerstandes oder Switched-Cap-Widerstandes oder Pseudowiderstandes mit in Sperrichtung geschalteten MOS-Transistoren zur Spannungsvorspannung, kann eine Chopper-Welligkeitsunterdrückung erreicht werden. Somit kann ein offset-kompensierter Chopper-Verstärker mit niedrigem Chopper-Welligkeitsrauschen, niedrigem Jitter-Effekt, geringer Signalverzögerung (Latenz) und geringer Chipfläche bereitgestellt werden.
Figurenliste
Einige Beispiele von Vorrichtungen und/oder Verfahren werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Figuren lediglich beispielhaft näher erläutert. Es zeigen:

1 Grundkonzept eines Chopper-Verstärkers gemäß einem Ausführungseispiel der vorliegenden Offenbarung mit Stapelkondensator-Demodulator und inhärenter Chopper-Welligkeitsunterdrückung, kombiniert mit einem rotierenden Hallsensor;
2 ein Einschwingverhalten des Chopper-Verstärkers gemäß 1;
3 Symmetrisches Konzept eines Chopper-Verstärkers gemäß einem weiteren Ausführungseispiel der vorliegenden Offenbarung mit Stapelkondensator-Demodulator und inhärenter Chopper-Welligkeitsunterdrückung, kombiniert mit einem rotierenden Hallsensor;
4A, B Abschätzung und Simulation der abklingenden Chopper-Welligkeit, die durch geschaltete Kondensatorteiler von gestapelten und geerdeten Kondensatoren verursacht wird;
5 einen Vergleich verschiedener analoger Demodulationstechniken mit Ausführungseispielen der vorliegenden Offenbarung;
6 Grundkonzept eines Chopper-Verstärkers gemäß einem weiteren Ausführungseispiel der vorliegenden Offenbarung mit inhärenter Chopper-Welligkeitsunterdrückung, kombiniert mit einem rotierenden Hallsensor;
7 eine Darstellung von Pseudozufallsimpulsen während nicht überlappender Chopper-Phasen zum Unterdrücken einer Offset-Gleichspannung vor einem Chopper-Demodulator nach mehreren Chopper-Phasen;
8 ein Ausführungsbeispiel eines AC-gekoppelten Demodulationsverfahrens mit geschalteten Kondensatoren als Entladewiderstand;
9 ein Ausführungsbeispiel eines AC-gekoppelten Demodulationsverfahrens mit Pseudo-Widerstand als Entladewiderstand;
10 simulierte Wellenformen demodulierter Ausgangssignale von dreier unterschiedlicher Chopper-Verstärker-Topologien;
11 einen Einfluss unterschiedlicher geschalteter Widerstände auf Einstellzeit und Restwelligkeit eines vorgeschlagenen Chopper-Verstärkers.

Beschreibung
Einige Beispiele werden nun ausführlicher Bezug nehmend auf die beiliegenden Figuren beschrieben. Weitere mögliche Beispiele sind jedoch nicht auf die Merkmale dieser detailliert beschriebenen Ausführungsformen beschränkt. Diese können Modifikationen der Merkmale sowie Entsprechungen und Alternativen zu den Merkmalen aufweisen. Ferner soll die Terminologie, die hierin zum Beschreiben bestimmter Beispiele verwendet wird, nicht einschränkend für weitere mögliche Beispiele sein.
Gleiche oder ähnliche Bezugszeichen beziehen sich in der gesamten Beschreibung der Figuren auf gleiche oder ähnliche Elemente beziehungsweise Merkmale, die jeweils identisch oder auch in abgewandelter Form implementiert sein können, während sie die gleiche oder eine ähnliche Funktion bereitstellen. In den Figuren können ferner die Stärken von Linien, Schichten und/oder Bereichen zur Verdeutlichung übertrieben sein.
Wenn zwei Elemente A und B unter Verwendung eines „oder“ kombiniert werden, ist dies so zu verstehen, dass alle möglichen Kombinationen offenbart sind, d. h. nur A, nur B sowie A und B, sofern nicht im Einzelfall ausdrücklich anders definiert. Als alternative Formulierung für die gleichen Kombinationen kann „zumindest eines von A und B“ oder „A und/oder B“ verwendet werden. Das gilt Äquivalent für Kombinationen von mehr als zwei Elementen.
Wenn eine Singularform, z. B. „ein, eine“ und „der, die, das“ verwendet wird und die Verwendung nur eines einzelnen Elements weder explizit noch implizit als verpflichtend definiert ist, können weitere Beispiele auch mehrere Elemente verwenden, um die gleiche Funktion zu implementieren. Wenn eine Funktion im Folgenden als unter Verwendung mehrerer Elemente implementiert beschrieben ist, können weitere Beispiele die gleiche Funktion unter Verwendung eines einzelnen Elements oder einer einzelnen Verarbeitungsentität implementieren. Es versteht sich weiterhin, dass die Begriffe „umfasst“, „umfassend“, „aufweist“ und/oder „aufweisend“ bei deren Gebrauch das Vorhandensein der angegebenen Merkmale, Ganzzahlen, Schritte, Operationen, Prozesse, Elemente, Komponenten und/oder einer Gruppe derselben beschreiben, dabei aber nicht das Vorhandensein oder das Hinzufügen eines oder mehrerer anderer Merkmale, Ganzzahlen, Schritte, Operationen, Prozesse, Elemente, Komponenten und/einer Gruppe derselben ausschließen.
Die 1 zeigt eine Chopper-Verstärkerschaltung 100 gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung.
Die Chopper-Verstärkerschaltung 100 umfasst eine mit einer Chopper-Frequenz ƒ_chop getaktete Modulator-Schaltung 110. Die Modulator-Schaltung 110 ist ausgebildet, um eine von einer Signalquelle 150 herrührende DC-Eingangsspannung in eine AC-Eingangsspannung zu wandeln. Die DC-Eingangsspannung kann während einer Schaltphase (Chopper-Phase) PH1 bzw. PH2 der Modulator-Schaltung 110 näherungsweise als näherungsweise konstant angenommen werden. Dennoch kann auch die DC-Eingangsspannung mit der Zeit verändern, jedoch mit einer Frequenz, die wesentlich kleiner ist als die Chopper-Frequenz ƒ_chop. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist die Signalquelle 150 als Hall-Sensor ausgebildet, welcher in einem sogenannten Spinning-Current-Betrieb betrieben werden kann. Während einer ersten Schaltphase PH1 fließt ein erster Strom über die Anschlüsse 151, 152, so dass eine erste Hallspannung an den Anschlüssen 153, 154 abgegriffen werden kann. Während einer darauffolgenden zweiten Schaltphase PH1 fließt ein zweiter Strom über die Anschlüsse 153, 154, so dass eine zweite Hallspannung an den Anschlüssen 151, 152 abgegriffen werden kann, usw. Es versteht sich, dass Ausführungsbeispiele der vorliegenden Offenbarung auch mit anderen Signalquelle in betrieben werden können, welche mit Chopper-Verstärkern kombiniert werden können.
Ausgangsseitig zu der Modulator-Schaltung 110 weist die Chopper-Verstärkerschaltung 100 ferner einen Verstärker 120 auf, welcher einen invertierenden Eingang 121 und einen nicht-invertierenden Eingang 122 für die AC-Eingangsspannung (zum Beispiel Hall-Spannung) aufweist. Die Eingänge 121, 122 können auch als negative und positiver Eingang bezeichnet werden und bilden einen differenziellen Eingang. Der Verstärker 120 weist auch einen invertierenden Ausgang 123 und einen nicht-invertierenden Ausgang 124 für eine verstärkte AC-Messspannung auf. Gleichermaßen können die Ausgänge 123, 124 als negativer und positiver Ausgang bezeichnet werden und bilden einen differenziellen Ausgang. Bei dem Verstärkers 120 kann es sich beispielsweise um einen Operationsverstärker handeln. Es sind aber auch andere gängige Implementierungen von Verstärkern denkbar.
Ein invertierender Ausgang der Modulator-Schaltung 110 ist direkt bzw. unmittelbar (z.B. ohne eine Zwischenschaltung von Kapazitäten) mit dem invertierenden Eingang 121 des Verstärkers 120 und ein nicht-invertierender Ausgang der Modulator-Schaltung 110 ist direkt mit dem nicht-invertierenden Eingang 122 des Verstärkers 120 verbunden. Ein nicht-invertierender Eingang der Modulator-Schaltung 100 direkt mit der Signalquelle 150 (Anschlüsse 151, 153) und ein invertierender Eingang der Modulator-Schaltung 110 direkt mit der Signalquelle 150 (Anschlüsse 152, 154) verbunden.
Ausgangsseitig zum Verstärker 120 umfasst die Chopper-Verstärkerschaltung 100 eine mit der Chopper-Frequenz ƒ_chop geschaltete Demodulator-Schaltung 130. Die Demodulator-Schaltung 130 ist ausgebildet, um die durch den Verstärker 120 verstärkte AC-Spannung in eine verstärkte DC-Spannung zurück zu wandeln. Gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden Offenbarung ist die Demodulator-Schaltung 130 ausgebildet, um während unterschiedlichen Schaltphasen PH1, PH2 jeden des invertierenden und des nicht-invertierenden Ausgangs 123, 124 des Verstärkers 120 sowohl direkt (unmittelbar) als auch kapazitiv mit jedem invertierenden und nicht-invertierenden Eingang einer mittelwertbildenden Summationsschaltung 140 zu koppeln. Die Summationsschaltung 140 kann als Teil der Demodulator-Schaltung 130 betrachtet werden.
In dem in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel ist die Summationsschaltung 140 als Summenverstärker mit zwei Differenzeingängen dargestellt. Die Summationsschaltung 140 weist einen ersten nicht-invertierenden Eingang 141, einen ersten invertierenden Eingang 142, ein zweiten nicht-invertierenden Eingang 143 sowie einen zweiten invertierenden Eingang 144 auf. Die Eingänge 141, 142 bilden einen ersten Differenzeingang der Summationsschaltung, die Eingänge 143, 144 bilden einen zweiten Differenzeingang der Summationsschaltung 140. Wie es dem Fachmann einleuchten wird, dienen die Differenzeingänge zur Mittelwertbildung. Es sei erwähnt, dass die Summationsschaltung 140 auch anders implementiert werden kann, wie zum Beispiel mittels Komparatoren, Verstärkern oder ADC-Eingängen.
Die Modulator-Schaltung 110 und die Demodulator-Schaltung 130 jeweils eine Mehrzahl von Schaltern auf, die in unterschiedlichen Schaltphasen PH1, PH2 geöffnet bzw. geschlossen werden. Dabei sind die Schalter der Modulator-Schaltung 110 und der Demodulator-Schaltung 130 synchron getaktet. Die Demodulator-Schaltung 130 ist in dem in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel ausgebildet, um während einer ersten Schaltphase PH1 den nicht-invertierenden Ausgang 124 des Verstärkers 120 sowohl direkt mit dem ersten nicht-invertierenden Eingang 141 der Summationsschaltung 140 als auch kapazitiv (über Kapazität 135) mit dem zweiten nicht-invertierenden Eingang 143 der Summationsschaltung 140 zu koppeln. Ferner ist die Demodulator-Schaltung 130 der 1 ausgebildet, um während der ersten Schaltphase PH1 den invertierenden Ausgang 123 des Verstärkers 120 sowohl direkt (unmittelbar) mit dem ersten invertierenden Eingang 142 der Summationsschaltung 140 als auch kapazitiv (über Kapazität 137) mit dem zweiten invertierenden Eingang 144 der Summationsschaltung 140 zu koppeln. Der Differenzausgang 123, 124 des Verstärkers 120 wird also in der ersten Schaltphase PH1 direkt beziehungsweise unmittelbar mit dem ersten Differenzeingang 141, 142 der Summationsschaltung 140 gekoppelt und kapazitiv mit dem zweiten Differenzeingang 143, 144 der Summationsschaltung 140 gekoppelt.
Die Demodulator-Schaltung 130 ist ferner ausgebildet, um während der zweiten Schaltphase PH2 den nicht-invertierenden Ausgang 124 des Verstärkers 120 sowohl direkt mit dem zweiten invertierenden Eingang 144 der Summationsschaltung 140 als auch kapazitiv (über Kapazität 137) mit dem ersten invertierenden Eingang 142 der Summationsschaltung 140 zu koppeln. Die Demodulator-Schaltung 130 ist auch ausgebildet, um während der zweiten Schaltphase PH2 den invertierenden Ausgang 123 der Verstärkerschaltung 120 sowohl direkt mit dem zweiten nicht-invertierenden Eingang 143 der Summationsschaltung 140 als auch kapazitiv (über Kapazität 135) mit dem ersten nicht-invertierenden Eingang 141 der Summationsschaltung 140 zu koppeln. Der Differenzausgang des Verstärkers 120 wird also in der zweiten Schaltphase PH2 direkt beziehungsweise unmittelbar mit dem zweiten Differenzeingang 143, 144 der Summationsschaltung 140 gekoppelt und kapazitiv mit dem ersten Differenzeingang 141, 142 der Summationsschaltung 140 gekoppelt.
In dem in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel koppelt die Demodulator-Schaltung 130 während der ersten Schaltphase PH1 den nicht-invertierenden Ausgang 124 des Verstärkers 120 über einen ersten Signalpfad 131 direkt mit dem ersten nicht-invertierenden Eingang 141 der Summationsschaltung 140. Ferner koppelt die Demodulator-Schaltung 130 während der ersten Schaltphase PH1 den invertierenden Ausgang 123 des Verstärkers 120 über einen zweiten Signalpfad 132 direkt mit dem ersten invertierenden Eingang 142 der Summationsschaltung 140. Die Demodulator-Schaltung 130 koppelt während der zweiten Schaltphase PH2 den nicht-invertierenden Ausgang 124 des Verstärkers 120 über einen dritten Signalpfad 133 direkt mit dem zweiten invertierenden Eingang 144 der Summationsschaltung 140. Die Demodulator-Schaltung 130 koppelt während der zweiten Schaltphase PH2 den invertierenden Ausgang 123 des Verstärkers 120 über einen vierten Signalpfad 134 direkt mit dem zweiten nicht-invertierenden Eingang 143 der Summationsschaltung 140. Dabei sind der erste Signalpfad 131 und der vierte Signalpfad 134 über eine Koppelkapazität 135 miteinander gekoppelt. Der vierte Signalpfad 134 ist über eine Ausgangskapazität 136 mit Masse gekoppelt. Der zweite Signalpfad 132 und der dritte Signalpfad 133 sind über eine Koppelkapazität 137 miteinander gekoppelt. Der dritte Signalpfad 133 ist über eine Ausgangskapazität 138 mit Masse gekoppelt.
Die Koppelkapazität 135 ist größer ausgebildet als die Ausgangskapazität 136. Gleichermaßen ist die Koppelkapazität 137 größer ausgebildet als die Ausgangskapazität 138. Für gleiche Signalverhältnisse an den beiden Differenzeingänge in 141, 142 und 143, 144 der Summationsschaltung 140 können die beiden Koppelkapazitäten 135, 137 jeweils gleich dimensioniert sein. Ebenso können die beiden Ausgangskapazitäten 136, 138 gleich dimensioniert sein. Wie es in 1 angedeutet ist, können die Koppelkapazitäten 135, 137 10- bis 20-mal größer sein als die Ausgangskapazitäten 136, 138.
Anhand der 2 wird nun die Arbeitsweise der Chopper-Verstärkerschaltung 100 beschrieben.
Alle Kapazitäts-Knoten +S1+O, +S2-O, -S1-O, -S2+O sind nach Einschalten einer Betriebsspannung auf 0V. Ein Eingangssignal von der Signalquelle 150 startet hier auch mit 0V und steigt in diesem Beispiel erst nach vielen Chopper-Zyklen an, um dann (nach einigen weiteren Chopper-Zyklen) einen konstanten Wert anzunehmen, (verschieden von 0V). In Chopper-Phase PH1 wird der Knoten +S1+O durch direkte Kopplung auf eine verstärkte Offsetspannung des Verstärkers 120 aufgeladen (+ Offsetspannung des Hallsensors). Eine Signalspannung ist in der ersten Phase PH1 noch nicht vorhanden. Eine obere Platte der Koppelkapazität 135 und der Eingang der mittelwertbildenden Summationsschaltung 140 sind mit dem positiven Verstärkerausgang 124 direkt galvanisch gekoppelt. Der Knoten +S2-O ist in PH1 vom Verstärkerausgang 124 entkoppelt, wird aber durch das kapazitive Spannungsteilerverhältnis von 0V auf eine Teilspannung von +S1+O mitaufgeladen. Ein Bruchteil dieser Spannung am Knoten +S2-O berechnet sich also zu C_st/(C_st+C_gnd) und beträgt zum Beispiel nur 75% der Spannung von +S1+O, wenn das Kapazitätsverhältnis C_st/C_gnd = 3 beträgt. Hier bezeichnet Cst einen Kapazitätswert einer Koppelkapazität und C_gnd einen Kapazitätswert einer Ausgangskapazität.
In der Chopper-Phase PH2 wird der Knoten +S2-O auf den negativen Wert vom verstärkten Offset des Verstärkers 120 aufgeladen (+ synchron negativer Offset der Hallplatte), da dieser Knoten direkt galvanisch mit dem negativen Ausgang 123 des Verstärkers 120 verbunden wird. Gleichzeitig wird aber im Eingangs-Modulator 110 (Chopper-Modulator) das Eingangssignal invertiert mit dem differenziellen Verstärkereingang 121, 122 verbunden. Der differenzielle Eingang 121, 122 des Verstärkers 120 sieht also einen Offset als DC-Wert, während das Eingangs-Signal als AC-Signal mit der Chopper-Frequenz des Modulators 110 (und synchronen Chopper-Demodulators 130) empfangen wird. Da beim Übergang von Phase PH1 auf Phase PH2 der Knoten +S2-O von +75% des Offsets auf nun -100% des Offsets umgeladen wird, folgt der Knoten +S1+O mit gleichgroßem Wechsel-Signal, da die Top-Plate der der Koppelkapazität 135 nur mit vernachlässigbar großen Parasitärkapazitäten belastet ist (also kein nennenswerter kapazitiver Spannungsteiler diese dynamische kapazitive Spannungskopplung vermindert).
Der Knoten +S1+O wird in der Schaltung durch direkte Kopplung immer auf den positiven Offset in Phase PH1 aufgeladen, während der Knoten S2-O immer in Phase PH2 durch direkte Kopplung auf den negativen Offset aufgeladen wird. Durch den kapazitiven Spannungsteiler in Phase PH1 wird aber immer nur ein Teil der Spannungsänderung am Knoten S1+O übernommen. In Phase PH2 wird jedoch die volle Spannungsänderung vom Knoten S2-O auf Knoten S1+O übernommen. Letztendlich wird aber mit abklingender AC-Spannung am Knoten S1+O sich die positive Offsetspannung einstellen und am Knoten S2-O sich die negative Offsetspannung einstellen, wenn kein weiteres Eingangssignal vorliegt. Der Mittelwert beider Spannungen beträgt aber auch 0V und eine mittelwertbildende (oder summierende) Folgeschaltung 140 sieht also auch nur 0V Eingangssignal und keinen überlagerten Offset oder Offset-Ripple (Ripple mit Chopper-Frequenz) im sogenannten Steady-State.
Wenn sich nun ein Eingangssignal ändert, ist der Verstärker 120 (aber auch die direkt oder dynamisch über Kapazitäten gekoppelten Knoten) in der Lage dem Eingangssignal zu folgen. Dabei ist die Verzögerungszeit nur von der Verstärkerbandbreite abhängig, nicht jedoch von der Chopper-Frequenz oder der Chopper-Phase gegenüber dem Eingangssignal. Das bedeutet, dass dieses System zeitkontinuierlich arbeiten kann (continuous-time) und keine Sampling-Effekte (Abtast-Effekte) wie Sample & Hold-Schaltungen oder Switched-Capacitor-Schaltungen aufweist. Obwohl in der Schaltung 100 auch Kapazitäten zu- und weggeschaltet werden, bleibt aber jegliche Signaländerung auch mitten in der Chopper-Phase vollständig am Ausgang erhalten, ohne dass irgendwelche Aliasing-Effekte wirksam werden könnten. Außerdem tritt durch die zeitkontinuierliche Arbeitsweise auch kein kT/C-Rauschen von geschalteten Kapazitäten auf, wie es z.B bei Switched-Capacitor-Schaltungen auftritt.
In der vergrößerten zeitlichen Darstellung der Signalverläufe sieht man den Spannungsteiler-Faktor von 75% in der Phase PH2 auf den vorangegangenen Spannungswechsel. Die AC-Spannung klingt dadurch ab. Eine Asymmetrie des kapazitiven Spannungsteilerverhältnisses in Phase PH1 (75%) und in Phase PH2 (100%) verursacht noch kleine Nebeneffekte, die aber durch Ausführungsbeispiele gemäß 3 beseitigt werden können.
Die 3 zeigt eine Chopper-Verstärkerschaltung 300 gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel.
Gegenüber der in 1 gezeigten Chopper-Verstärkerschaltung 100 weist die in 3 gezeigte Chopper-Verstärkerschaltung 300 eine Demodulator-Schaltung 330 mit einem gegenüber der 1 symmetrischeren Aufbau auf.
Die Demodulator-Schaltung 330 ist ausgebildet, um während der ersten Schaltphase PH1 den nicht-invertierenden Ausgang 124 des Verstärkers 120 über einen ersten Signalpfad 331 und über einen zweiten Signalpfad 332 direkt mit dem ersten nicht-invertierenden Eingang 141 der Summationsschaltung 140 zu koppeln. Über einen dritten Signalpfad 333 (über Kapazität 351) und einen vierten Signalpfad 334 (über Kapazität 353) wird der nicht-invertierende Verstärkerausgang 124 während der ersten Schaltphase PH1 kapazitiv mit dem zweiten nicht-invertierenden Eingang 143 der Summationsschaltung 140 gekoppelt. Die Demodulator-Schaltung 330 ist ferner ausgebildet, um während der ersten Schaltphase PH1 den invertierenden Verstärkerausgang 123 über einen fünften Signalpfad 335 und über einen sechsten Signalpfad 336 direkt mit dem ersten invertierenden Eingang 142 der Summationsschaltung 140 zu koppeln. Die Demodulator-Schaltung 330 ist außerdem ausgebildet, um während der ersten Schaltphase PH1 den invertierenden Verstärkerausgang 123 über einen siebten Signalpfad 337 (über Kapazität 355) und über einen achten Signalpfad 338 (über Kapazität 357) kapazitiv mit dem zweiten invertierenden Eingang 144 der Summationsschaltung 140 zu koppeln. Der Differenzausgang 123, 124 des Verstärkers 120 wird also in der ersten Schaltphase PH1 direkt beziehungsweise unmittelbar mit dem ersten Differenzeingang 141, 142 der Summationsschaltung 140 gekoppelt und kapazitiv mit dem zweiten Differenzeingang 143, 144 der Summationsschaltung 140 gekoppelt. Dabei findet die Signalführung von jedem Verstärkerausgang zu jedem Summationsschaltungseingang jedoch stets über zwei unterschiedliche Signalpfade statt.
Die Demodulator-Schaltung 330 ist ausgebildet, um während der zweiten Schaltphase PH2 den nicht-invertierenden Verstärkerausgang 124 über einen neunten Signalpfad 339 und über einen zehnten Signalpfad 340 direkt mit dem zweiten invertierenden Eingang 141 der Summationsschaltung 140 zu koppeln und den nicht-invertierenden Verstärkerausgang 124 über einen elften Signalpfad 341 (über Kapazität 355) und über einen zwölften Signalpfad 342 (über Kapazität 357) kapazitiv mit dem ersten invertierenden Eingang 142 der Summationsschaltung 140 zu koppeln. In der zweiten Schaltphase PH2 wird der invertierende Verstärkerausgang 123 über einen 13. Signalpfad 343 über einen 14. Signalpfad 344 direkt mit dem zweiten nicht-invertierenden Eingang 143 der Summationsschaltung 140 gekoppelt. Ferner wird in der zweiten Schaltphase PH2 der invertierende Verstärkerausgang 123 über einen 15. Signalpfad 345 (über Kapazität 351) und über einen 16. Signalpfad 346 (über Kapazität 353) kapazitiv mit dem ersten nicht-invertierenden Eingang 141 der Summationsschaltung 140 gekoppelt. Der Differenzausgang des Verstärkers 120 wird also in der zweiten Schaltphase PH2 direkt beziehungsweise unmittelbar mit dem zweiten Differenzeingang 143, 144 der Summationsschaltung 140 gekoppelt und kapazitiv mit dem ersten Differenzeingang 141, 142 der Summationsschaltung 140 gekoppelt. Dabei findet die Signalführung von jedem Verstärkerausgang zu jedem Summationsschaltungseingang jedoch stets über zwei unterschiedliche Signalpfade statt.
Während der ersten Schaltphase PH1 wird der differenzielle Verstärkerausgang 123, 124 also direkt mit dem ersten differenziellen Eingang 141, 142 der Summationsschaltung 140 und kapazitiv mit dem zweiten differenziellen Eingang 143, 144 der Summationsschaltung 140 gekoppelt. Dabei führt jeder Verstärkerausgang 123, 124 im Vergleich zur 1 aber jeweils über zwei unterschiedliche Signalpfade zu einem Eingang der Summationsschaltung 140. Während der zweiten Schaltphase PH2 wird der differenzielle Verstärkerausgang 123, 124 direkt mit dem zweiten differenziellen Eingang 143, 144 der Summationsschaltung 140 und kapazitiv mit dem ersten differenziellen Eingang 141, 142 der Summationsschaltung 140 gekoppelt. Dabei führt jeder Verstärkerausgang 123, 124 im Vergleich zur 1 aber jeweils über zwei unterschiedliche Signalpfade zu einem Eingang der Summationsschaltung 140.
Die Demodulator-Schaltung 330 ist also ausgebildet, während der ersten Schaltphase PH1 nicht-invertierenden Verstärkerausgang 124 über die Signalpfade 331 und 332 direkt mit dem ersten nicht-invertierenden Eingang 141 der Summationsschaltung 140 zu koppeln. Die Demodulator-Schaltung 330 ist ausgebildet, um während der ersten Schaltphase PH1 den invertierenden Verstärkerausgang 123 über die Signalpfade 335 und 336 direkt mit dem ersten invertierenden Eingang 142 der Summationsschaltung 140 zu koppeln. Die Demodulator-Schaltung 330 ist ausgebildet, um während der zweiten Schaltphase PH2 den nicht-invertierenden Verstärkerausgang 124 über die Signalpfade 337 und 338 direkt mit dem zweiten invertierenden Eingang 144 der Summationsschaltung 140 zu koppeln. Die Demodulator-Schaltung 330 ist ferner ausgebildet, um während der zweiten Schaltphase PH2 den invertierenden Verstärkerausgang 123 über die Signalpfade 343 und 344 direkt mit dem zweiten nicht-invertierenden Eingang 143 der Summationsschaltung zu koppeln. Dabei sind der Signalpfad 331 und der Signalpfad 343 über eine Koppelkapazität 351 miteinander gekoppelt. Der Signalpfad 343 ist über eine Ausgangskapazität 352 mit Masse gekoppelt. Der Signalpfad 332 und der Signalpfad 344 sind über eine Koppelkapazität 353 miteinander gekoppelt. Der Signalpfad eine 32 ist über eine Ausgangskapazität 354 mit Masse gekoppelt. Die Signalpfade 335 und 337 sind über eine Koppelkapazität 355 miteinander gekoppelt. Der Signalpfad 337 ist über eine Ausgangskapazität 356 mit Masse gekoppelt. Die Signalpfade 338 und 336 sind über eine Koppelkapazität 357 miteinander gekoppelt. Der Signalpfad 336 ist über eine Ausgangskapazität 358 mit Masse gekoppelt.
Auch hier können die Koppelkapazitäten jeweils gleich dimensioniert ein. Ebenso können die Ausgangskapazitäten jeweils gleich dimensioniert sein. Die Koppelkapazitäten können 10-bis 20-mal größer sein als die Ausgangskapazitäten.
Bei dem Ausführungsbeispiel der 3 wird in jeder Schaltphase PH1, PH2 ein gleiches kapazitives Spannungsteilerverhältnis erzeugt, weil es in jeder Phase eine direkte Verbindung sowohl zu einer oberen Platte (Anschluss) von mehreren Koppelkapazitäten C_st gibt als auch zu einer oberen Platte von Ausgangskapazitäten C_gnd und damit zur unteren Platte von Koppelkapazitäten Cst.
In jeder Schaltphase PH1, PH2 wird die gleiche Anzahl von Ausgangskondensatoren an den differenziellen Verstärkerausgang 123, 124 und die gleiche Anzahl von Koppelkondensatoren an die folgende Summationsschaltung 140 (z.B. Komparator, ADC oder Ausgangsverstärker) angeschlossen. Die oberen Platten der geerdeten Ausgangskondensatoren richten sich nach dem Differenzsignal und dem negativen Offset des Verstärkers 120 (und der sich drehenden Hallplatte) aus. Die oberen Platten der (floatenden) Koppelkondensatoren richten sich ebenfalls nach dem Differenzsignal aus. Aber diese Knoten enthalten den positiven Offset. In der (differenziellen) Summationsschaltung 140 wird das Signal gemittelt und der Offset aufgehoben. Die Summationsschaltung 140 kann ein Komparator mit doppeltem Differenzeingang oder ein Verstärker oder ein ADC-Eingang sein. Die verdoppelte Offset-Spannung pendelt sich nach mehreren Chopper-Zyklen auf eine Gleichspannung ein, die sich in der Summationsschaltung 140 aufhebt und somit die Chopper-Offset-Welligkeit nach mehreren Chopper-Zyklen abklingt. Trotzdem bleibt das Signal schnell am Eingang der Summationsschaltung 140, da in der einen Schaltphase der obere Knotenpunkt des Koppelkondensators direkt mit dem Ausgang des Verstärkers 120 und gleichzeitig mit dem Eingang der Summationsschaltung 140 verbunden ist, und in der anderen Schaltphase der Verstärker 120 kapazitiv und schnell vom unteren Knotenpunkt des Koppelkondensators zum oberen Knotenpunkt und schließlich zur Summationsschaltung 140 koppelt. Die Einschwingzeit der abklingenden Chopper-Offset-Welligkeit wird durch das Verhältnis der geerdeten Ausgangskondensatoren zu den Koppelkondensatoren definiert.
Im Falle eines Verhältnis der Koppelkondensatoren (C_st) zu den geerdeten Ausgangskondensatoren (C_gnd) von 1pF/0,25pF ist die Einschwingzeit der Offsetwelligkeit durch den Spannungsteilereffekt der geschalteten Kondensatoren gegeben: C_st/(C_gnd+C_st) für jeden halben Chopperzyklus, bei symmetrischer Anordnung der Koppelkondensatoren: 1pF/1,25pF = 0,8 des ursprünglichen Offset-Schrittes nach dem ersten halben Chopper-Zyklus, 0,8^2=0,64 nach 2 halben Chopper-Zyklen und so weiter. Dieser Zusammenhang ist in 4A, B dargestellt.
Nach 20 halben Chopper-Zyklen (= 10 volle Chopper-Zyklen) sinkt die Offset-Welligkeit nach einer theoretischen Offset-Sprungantwort auf etwa 1% ab. In der Realität ändert sich der Offset im Vergleich zur Chopper-Frequenz sehr langsam und die Welligkeitsunterdrückung ist im Normalbetrieb nahezu perfekt.
Die 5 zeigt einen Performancevergleich von Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung zu konventionellen Chopper-Verstärker Implementierungen. Die Kurve 510 zeigt eine vergleichsweise ausgeprägte Chopper-Offset-Welligkeit, wenn ein herkömmlicher Track&Hold Demodulator eingesetzt wird. Die Kurve 520 zeigt eine Chopper-Offset-Welligkeit, die mit einem Ausführungsbeispiel gemäß 1 erreicht werden kann. Dabei ist die Chopper-Offset-Welligkeit indirekt proportional zum Verhältnis der Koppelkondensatoren zu den geerdeten Ausgangskondensatoren. Die Kurve 530 zeigt eine Chopper-Offset-Welligkeit, die mit einem Ausführungsbeispiel gemäß 3 erreicht werden kann. Man kann erkennen, dass durch das symmetrische Konzept nahezu keine Chopper-Offset-Welligkeit mehr vorhanden ist.
Unter Verwendung eines Eingangsmodulators 110, eines Verstärkers 120, (geerdeter) Ausgangskondensatoren, die direkt mit dem Ausgang des Verstärkers 120 zur Gleichstromunterdrückung verbunden sind und von Koppelkondensatoren (Stapelkondensatoren), die mit den Ausgangskondensatoren verbunden sind, kann durch einen Switched-Capacitor-Leakage-Effekt der Koppelkondensatoren (kapazitiver Teiler) eine Chopper-Welligkeitsunterdrückung erreicht werden. Somit kann ein offset-kompensierter Chopper-Verstärker mit niedrigem Chopper-Welligkeitsrauschen, niedrigem Jitter-Effekt, geringer Signalverzögerung (Latenz) und geringer Chipfläche bereitgestellt werden.
Die 6 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Chopper-Verstärkerschaltung 600 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung.
Die Chopper-Verstärkerschaltung 600 umfasst wiederum eine mit einer Chopper-Frequenz getaktete Modulator-Schaltung 110, die ausgebildet ist, gemäß der Chopper-Frequenz eine DC-Eingangsspannung von einer Signalquelle 150 in eine AC-Eingangsspannung zu wandeln. Die Chopper-Verstärkerschaltung umfasst ferner einen ausgangseitig zu der Modulator-Schaltung angeordneten Verstärker 120. Der Verstärker 120 weist einen invertierenden Eingang 121 und einen nicht-invertierenden Eingang 122 für die von dem Modulator 110 erhaltene AC-Eingangsspannung auf. Der invertierende Eingang und der nicht-invertierender Eingang 122 bilden einen Differenzeingang.
Ausgänge der Modulator-Schaltung 110 sind direkt bzw. unmittelbar (z.B. ohne eine Zwischenschaltung von Kapazitäten) mit den Eingängen 121, 122 des Verstärkers 120 verbunden. Eingänge der Modulator-Schaltung 100 sind direkt mit Ausgängen der Signalquelle 150 verbunden.
Der Verstärker 120 weist einen invertierenden Ausgang 123 sowie einen nicht-invertierenden Ausgang 124 auf. Der invertierende Ausgang 123 und der nicht-invertierende Ausgang 124 bilden zusammen einen Differenzausgang des Verstärkers 120 für eine verstärkte AC-Spannung. An dem differenziellen Verstärkerausgang 123, 124 ist eine mit der Chopper-Frequenz getaktete Demodulator-Schaltung 630 vorgesehen, die ausgebildet ist, um die verstärkte AC-Spannung in eine verstärkte DC-Ausgangsspannung zu wandeln. Der invertierende Verstärkerausgang 123 ist über eine erste Kapazität 641 in einem ersten Signalpfad 642 mit einem ersten Eingang 631 der Demodulator-Schaltung 630 gekoppelt. Der nicht invertierende Verstärkerausgang 124 ist über eine zweite Kapazität 643 in einem zweiten Signalpfad 644 mit einem zweiten Eingang 632 der Demodulator-Schaltung gekoppelt. Ausgangsseitig der beiden Kapazitäten 641, 643 befindet sich eine zwischen den ersten Signalpfad 642 und den zweiten Signalpfad 644 gekoppelte Entladewiderstandsschaltung 650.
Die Entladewiderstandsschaltung 650 in dem in 6 gezeigten Ausführungsbeispiel umfasst einen zwischen einen Ausgangsanschluss der ersten Kapazität 641 und ein Bezugspotenzial 651 gekoppelten ersten Entladewiderstand 652. Die Entladewiderstandsschaltung 650 umfasst ferner einen zwischen einen Ausgangsanschluss der zweiten Kapazität 643 und das Bezugspotenzial 651 gekoppelten zweiten Entladewiderstand 653. Der Eingangsanschluss der ersten Kapazität 641 ist mit dem invertierenden Verstärkerausgang 123 gekoppelt. Der Eingangsanschluss der zweiten Kapazität 643 ist mit dem nicht-invertierenden Verstärkerausgang 124 gekoppelt. Die Entladewiderstandsschaltung 650 umfasst ferner eine Schalteranordnung 654, die ausgebildet ist, während wenigstens einem Entladezeitraum den ersten Entladewiderstand 652 zwischen die erste Kapazität 641 und das Bezugspotenzial 651 zu schalten und den zweiten entlang der Stand zwischen die zweite Kapazität 643 und das Bezugspotenzial 651 zu schalten.
Bei dem Bezugspotenzial 651 kann es sich beispielsweise im ein Common-Mode-Potenzial (Gleichtaktspannung) oder auch um Masse handeln.
Der Entladezeitraum entspricht vorzugsweise einem Zeitraum zwischen der ersten Schaltphase (Chopper-Phase) PH1 und der zweiten Schaltphase PH2 der Modulator-Schaltung 110. Die beiden Schaltphasen PH1 und PH2 sind nicht-überlappend. Das ist in 7 schematisch gezeigt. Die beiden Entladewiderstände 652, 653 werden also nach der Beendigung der Schaltphase PH1 und vor dem Beginn der Schaltphase PH2 mittels der Schalteranordnung 654 mit dem Bezugspotenzial 651 verbunden. Während der Schaltphasen PH1 und PH2 sind die Entladewiderstände 652, 653 leerlaufend, d. h. nicht mit dem Bezugspotenzial 651 verbunden. Gemäß manchen Ausführungsbeispielen kann ein Tastgrad (engl. duty cycle) der Schalteranordnung 654 in einem Bereich von 0,1 % bis 5 % liegen. Gemäß Ausführungsbeispielen sind die Schalter der Schalteranordnung 654 außerhalb der Schaltphasen PH1 und PH2 in einem Zeitraum zwischen den beiden Schaltphasen PH1 und PH2 geschlossen. Während der Schaltphasen PH1 und PH2 sind die Schalter der Schalteranordnung 654 geöffnet. Die Schaltzeitpunkte der Schalteranordnung 654 können beispielsweise ebenfalls mit der Chopper-Frequenz auftreten. In manchen Ausführungsbeispielen kann die Taktrate der Schalteranordnung 650 aber auch pseudozufällig gewählt sein. Die Schaltzeitpunkte der Schalteranordnung 650 sind also jedenfalls in Zwischenzeiträumen zwischen zwei aufeinanderfolgenden Schaltphasen PH1 und PH2 angeordnet aber nicht notwendigerweise in jedem dieser Zwischenzeiträume.
Durch die kapazitive Kopplung der Verstärkerausgänge 123, 124 mit den Eingängen der Demodulator-Schaltung 630 und die Entladewiderstandsschaltung 650 kann eine Differenzspannung zwischen den nicht-invertierenden und invertierenden Signalpfaden 644, 642 DC-mäßig reduziert werden und damit auch die Chopper-Welligkeit. Somit reicht eine ausgangseitig mit der Demodulator-Schaltung 630 gekoppelte Tiefpassfilterschaltung 660 mit einer geringen Ordnung kleiner als oder gleich drei (hier: 1. Ordnung).
Es hat sich als vorteilhaft erwiesen, die Entladewiderstände 652, 653 vergleichsweise hochohmig auszubilden (zum Beispiel im Bereich von 1 MΩ), sodass es zu langen Entladezeiten kommt. Der durch die Schaltungsanordnung 654 bewirkte getaktete Betrieb der Entladewiderstände 652, 653 bewirkt, dass die Widerstände effektiv noch größer bzw. hochohmiger werden.
Insbesondere bei einer Implementierung der Entladewiderstände 652, 653 in integrierten Schaltungen kann es problematisch sein, sehr hochohmige Widerstände zu realisieren. Die 8 zeigt daher ein Ausführungsbeispiel einer Chopper-Verstärkerschaltung 800, in welcher die Entladewiderstände 652,653 durch geschaltete Kapazitäten (engl. switched capacitors) 852, 853 realisiert werden. Switched-Capacitor-Filter, oder häufig auch nur kurz SC-Filter, bezeichnet elektronische Filter, in denen ohmsche Widerstände durch geschaltete Kondensatoren ersetzt werden. Es handelt sich um zeitdiskrete Filter. Durch Variation der Schaltfrequenz ƒ_s, mit denen die Kapazitäten 852, 853 umgeschaltet werden, lassen sich die Filterparameter der SC-Filter sehr leicht verändern. Der Ersatz der ohmschen Widerstände R in einer gegebenen Schaltung wie einem Tiefpass durch Kapazitäten Cs, die mit der Umschaltfrequenz ƒ_s betrieben werden, lässt sich gemäß R = 1/ƒ_sC_S berechnen. Dem Fachmann wird einleuchten, dass die Schaltfrequenz ƒ_s der Kapazitäten 852, 853 nicht der Chopper-Frequenz f_chop entsprechen muss.
Während der Nichtüberlappung der Chopper-Demodulations-Phasen kann ein kurzzeitiger begrenzter Ladungsausgleich erfolgen, der den zeitlichen Mittelwert erst nach mehreren (vielen) Chopper-Phasen zu differentiell 0V ausgleicht. Die auch hier stattfindende Continuous-Time-Signalverarbeitung (Signale können sich auch während der Chopper-Phasen ändern und werden kapazitiv an den Ausgangsverstärker durchgereicht) unterscheidet sich beispielsweise von sampelnden Switched-Capacitor-Schaltungen, weil in einer Chopper-Phase eben kein vollständiger schneller Ladungsausgleich erfolgt. Im Gegenteil, erst über viele Chopper-Phasen kann ein Ladungsausgleich erfolgen, wodurch das eigentliche Nutzsignal in der Amplitude im Wesentlichen erhalten bleibt (vernachlässigbare Entladung für das Nutzsignal innerhalb einer Chopper-Phase. Die kleine Teilentladung zu Differentiell-Mittelwert=0V kann über eine kleine Switched-Capacitor-Schaltung gemacht werden, die als hochohmiger Entladewiderstand interpretiert werden kann oder so wirkt. Sie kann auch über einen duty-cycled Widerstand während der kurzen Nichtüberlapppung gemacht werden.
Eine weitere Möglichkeit die Entladewiderstände 652, 653 zur realisieren ist in der 9 gezeigt. Dort werden die Entladewiderstände durch sogenannte Pseudo-Widerstände 952, 953 realisiert.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen kann die Entladewiderstandsschaltung 950 eine oder mehrere spannungsgesteuerte Pseudo-Widerstände 952, 953 umfassend in Reihe geschaltete MOS-Transistoren aufweisen. Pseudowiderstände können diodenverbundene MOS-Bauelemente verwenden, die im Unterschwellenbereich arbeiten und im Vergleich zum diskreten Gegenstück weniger Fläche verbrauchen. Wie in 9 (unten) dargestellt, können ein oder mehrere im Unterschwellenbereich vorgespannte MOSFETs 955 als linearer Widerstand in einer Schaltung fungieren, deren Widerstand durch die Gate-Spannung gesteuert wird. Eine Spannung zwischen den Anschlüssen A und B von MOS-Pseudowiderständen wird z.B. von -1V bis +1V bewegt, und für verschiedene Typen von spannungsgesteuerten Pseudowiderständen wurden entsprechende Widerstandsänderungen für verschiedene Gatespannungen gezeigt. Eine mögliche Struktur von spannungsgesteuerten PMOS-Pseudowiderständen ist 9 (unten) dargestellt. Neben PMOS oder NMOS sind auch komplementäre MOS-Pseudowiderstände denkbar.
Die 10 zeigt eine simulierte Wellenform der demodulierten Ausgabe unterschiedlicher Chopper-Verstärker-Topologien. Es ist zu erkennen, dass die Ausführungsbeispiele der 1 und 3 (Bezugszeichen 1010) und die Ausführungsbeispiele der 6, 8 und 9 (Bezugszeichen 1020) eine geringere Verzögerung und eine zeitkontinuierlichere Ausgangswellenform als herkömmliche Chopper-Verstärker-Topologien (Bezugszeichen 1030) aufweisen.
Aus 11 ist ersichtlich, dass größere geschaltete Entladewiderwiderstände eine längere Offset-Welligkeitseinstellzeit, aber eine geringere Chopper-Restwelligkeit zur Folge haben.
In Kombination mit dem Spinning-Hall-Konzept kann also unter Verwendung eines Eingangsmodulators 110, eines Verstärkers 120, von direkt zwischen Verstärkerausgang und Demodulator geschalteten Ausgangskondensatoren (AC-gekoppelt) 641, 643 und eines duty-cycled Widerstandes oder Switched-Cap-Widerstandes oder Pseudowiderstandes mit in Sperrichtung geschalteten MOS-Transistoren zur Spannungsvorspannung eine Chopper-Welligkeitsunterdrückung erreicht werden. Somit kann ein offset-kompensierter Chopper-Verstärker mit niedrigem Chopper-Welligkeitsrauschen, niedrigem Jitter-Effekt, geringer Signalverzögerung (Latenz) und geringer Chipfläche bereitgestellt werden.
Die Aspekte und Merkmale, die im Zusammenhang mit einem bestimmten der vorherigen Beispiele beschrieben sind, können auch mit einem oder mehreren der weiteren Beispiele kombiniert werden, um ein identisches oder ähnliches Merkmal dieses weiteren Beispiels zu ersetzen oder um das Merkmal in das weitere Beispiel zusätzlich einzuführen.
Es versteht sich ferner, dass die Offenbarung mehrerer, in der Beschreibung oder den Ansprüchen offenbarter Schritte, Prozesse, Operationen oder Funktionen nicht als zwingend in der beschriebenen Reihenfolge befindlich ausgelegt werden soll, sofern dies nicht im Einzelfall explizit angegeben oder aus technischen Gründen zwingend erforderlich ist. Daher wird durch die vorhergehende Beschreibung die Durchführung von mehreren Schritten oder Funktionen nicht auf eine bestimmte Reihenfolge begrenzt. Ferner kann bei weiteren Beispielen ein einzelner Schritt, eine einzelne Funktion, ein einzelner Prozess oder eine einzelne Operation mehrere Teilschritte, -funktionen, -prozesse oder -operationen einschließen und/oder in dieselben aufgebrochen werden.
Wenn einige Aspekte in den vorhergehenden Abschnitten im Zusammenhang mit einer Vorrichtung oder einem System beschrieben wurden, sind diese Aspekte auch als eine Beschreibung des entsprechenden Verfahrens zu verstehen. Dabei kann beispielsweise ein Block, eine Vorrichtung oder ein funktionaler Aspekt der Vorrichtung oder des Systems einem Merkmal, etwa einem Verfahrensschritt, des entsprechenden Verfahrens entsprechen. Entsprechend dazu sind Aspekte, die im Zusammenhang mit einem Verfahren beschrieben werden, auch als eine Beschreibung eines entsprechenden Blocks, eines entsprechenden Elements, einer Eigenschaft oder eines funktionalen Merkmals einer entsprechenden Vorrichtung oder eines entsprechenden Systems zu verstehen.
Die folgenden Ansprüche werden hiermit in die detaillierte Beschreibung aufgenommen, wobei jeder Anspruch als getrenntes Beispiel für sich stehen kann. Ferner ist zu beachten, dass - obwohl ein abhängiger Anspruch sich in den Ansprüchen auf eine bestimmte Kombination mit einem oder mehreren anderen Ansprüchen bezieht - andere Beispiele auch eine Kombination des abhängigen Anspruchs mit dem Gegenstand jedes anderen abhängigen oder unabhängigen Anspruchs umfassen können. Solche Kombinationen werden hiermit explizit vorgeschlagen, sofern nicht im Einzelfall angegeben ist, dass eine bestimmte Kombination nicht beabsichtigt ist. Ferner sollen auch Merkmale eines Anspruchs für jeden anderen unabhängigen Anspruch eingeschlossen sein, selbst wenn dieser Anspruch nicht direkt als abhängig von diesem anderen unabhängigen Anspruch definiert ist.

Claims

Chopper-Verstärkerschaltung (600; 800; 900), umfassend eine mit einer Chopper-Frequenz getaktete Modulator-Schaltung (110), die ausgebildet ist, gemäß der Chopper-Frequenz eine Spannung in eine AC-Spannung zu wandeln; eine Verstärkerschaltung (120) mit einem invertierenden Eingang (121) und einem nicht-invertierenden Eingang (122) für die AC-Spannung und mit einem invertierenden Ausgang (123) und einem nicht-invertierenden Ausgang (124) für eine verstärkte AC-Spannung; eine mit der Chopper-Frequenz getaktete Demodulator-Schaltung (630), die ausgebildet ist, die verstärkte AC-Spannung in eine verstärkte DC-Spannung zu wandeln, wobei der invertierende Ausgang (123) der Verstärkerschaltung (120) über eine erste Kapazität (641) in einem ersten Signalpfad (642) mit einem ersten Eingang der Demodulator-Schaltung (630) gekoppelt ist, wobei der nicht-invertierende Ausgang (124) der Verstärkerschaltung (120) über eine zweite Kapazität (643) in einem zweiten Signalpad (644) mit einem zweiten Eingang der Demodulator-Schaltung (630) gekoppelt ist; und eine ausgangsseitig der beiden Kapazitäten (641;643) zwischen den ersten und den zweiten Signalpfad (642; 644) gekoppelte Entladewiderstandsschaltung (650; 850; 950).
Chopper-Verstärkerschaltung (600; 800; 900) gemäß Anspruch 1, wobei ein Widerstandswert der Entladewiderstandsschaltung (650; 850; 950) in einem Bereich liegt, so dass eine Zeitkonstante der ersten oder zweiten Kapazität (641;643) zusammen mit der Entladewiderstandsschaltung (650) in einem Bereich von 10/f_chop bis 200/f_chop liegt, wobei f_chop die Chopper-Frequenz bezeichnet.
Chopper-Verstärkerschaltung (600; 800; 900) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, die Entladewiderstandsschaltung (650; 850; 950) umfassend eine zwischen einen Ausgangsanschluss der ersten Kapazität (641) und ein Bezugspotenzial (651) gekoppelte erste Entladewiderstandsanordnung (652; 852; 952); und eine zwischen einen Ausgangsanschluss der zweiten Kapazität (643) und das Bezugspotenzial (651) gekoppelte zweite Entladewiderstandsanordnung (653; 853; 953).
Chopper-Verstärkerschaltung gemäß Anspruch 3, die Entladewiderstandsschaltung (650; 850; 950) ferner umfassend eine Schalteranordnung (654), die ausgebildet ist, während eines Entladezeitraums die erste Entladewiderstandsanordnung (652; 852; 952) zwischen die erste Kapazität und das Bezugspotenzial zu schalten und die zweite Entladewiderstandsanordnung (653; 853; 953) zwischen die zweite Kapazität und das Bezugspotenzial zu schalten.
Chopper-Verstärkerschaltung (600; 800; 900) gemäß Anspruch 4, wobei der Entladezeitraum einem Zeitraum zwischen einer ersten und einer zweiten Schaltphase der Modulator-Schaltung entspricht.
Chopper-Verstärkerschaltung (600; 800; 900) gemäß Anspruch 4 oder 5, wobei die Schalteranordnung ausgebildet ist, um die Schalteranordnung pseudozufällig zu takten.
Chopper-Verstärkerschaltung (600; 800; 900) gemäß einem der Ansprüche 4 oder 5, wobei ein Tastgrad der Schalteranordnung in einem Bereich von 0,1% - 5% liegt.
Chopper-Verstärkerschaltung (600; 800; 900) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Entladewiderstandsschaltung (650; 850; 950) eine oder mehrere geschaltete Kapazitäten aufweist.
Chopper-Verstärkerschaltung (600; 800; 900) gemäß Anspruch 8, wobei eine Taktrate der ein oder mehrerer geschalteten Kapazitäten synchron zur Chopper-Frequenz oder pseudozufällig ist.
Chopper-Verstärkerschaltung (600; 800; 900) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Entladewiderstandsschaltung (650; 850; 950) eine oder mehrere spannungsgesteuerte Pseudo-Widerstände umfassend in Reihe geschalteten MOS-Transistoren aufweist.
Chopper-Verstärkerschaltung (600; 800; 900) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei ein erster Ausgang der Modulator-Schaltung (110) unmittelbar mit dem invertierenden Eingang der Verstärkerschaltung (120) und ein zweiter Ausgang der Modulator-Schaltung (110) unmittelbar mit dem nicht-invertierenden Eingang der Verstärkerschaltung (120) verbunden ist.
Chopper-Verstärkerschaltung (600; 800; 900) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei ein nicht-invertierender Eingang der Modulator-Schaltung (110) direkt mit einer Signalquelle (150) und ein invertierender Eingang der Modulator-Schaltung (150) direkt mit der Signalquelle (150) verbunden ist.
Chopper-Verstärkerschaltung (600; 800; 900) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend eine ausgangseitig mit der Demodulator-Schaltung (630) gekoppelten Tiefpassfilterschaltung (660) mit einer Ordnung kleiner als oder gleich drei.
Chopper-Verstärkerschaltung (600; 800; 900) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend einen für einen Spinning-Current Betrieb ausgebildeten Hall-Sensor zur Bereitstellung der Messspannung.
Verfahren zum Betreiben einer Chopper-Verstärkerschaltung (600; 800; 900), umfassend Koppeln eines invertierenden Ausgangs eines Verstärkers der Chopper-Verstärkerschaltung über eine erste Kapazität mit einem ersten Eingang einer Demodulator-Schaltung der Chopper-Verstärkerschaltung; Koppeln eines nicht-invertierenden Ausgangs des Verstärkers über eine zweite Kapazität mit einem zweiten Eingang der Demodulator-Schaltung; und Koppeln einer Entladewiderstandsschaltung an Ausgangsanschlüsse der ersten und zweiten Kapazität.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei ein Eingangsanschluss der ersten Kapazität mit dem invertierenden Ausgang des Verstärkers gekoppelt wird und ein Ausgangsanschluss der ersten Kapazität mit dem ersten Eingang der Demodulator-Schaltung gekoppelt wird, und ein Eingangsanschluss der zweiten Kapazität mit dem nicht-invertierenden Ausgang des Verstärkers gekoppelt wird und ein Ausgangsanschluss der zweiten Kapazität mit dem zweiten Eingang der Demodulator-Schaltung gekoppelt wird.
Verfahren nach Anspruch 15 oder 16, wobei ein Ausgangsanschluss der ersten Kapazität mit einem ersten Anschluss einer ersten Entladewiderstandsanordnung gekoppelt wird, ein zweiter Anschluss der ersten Entladewiderstandsanordnung mit einem vordefinierten Bezugspotenzial gekoppelt wird, ein Ausgangsanschluss der zweiten Kapazität mit einem ersten Anschluss einer zweiten Entladewiderstandsanordnung gekoppelt wird, und ein zweiter Anschluss der zweiten Entladewiderstandsanordnung mit dem vordefinierten Bezugspotenzial gekoppelt wird.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei die erste und die zweite Entladewiderstandsanordnung jeweils mittels eines getakteten Schalters für einen Entladezeitraum mit dem vordefinierten Bezugspotenzial gekoppelt werden.
Verfahren nach Anspruch 18, wobei der Entladezeitraum einem Zeitraum zwischen einer ersten und einer zweiten Schaltphase der Demodulator-Schaltung entspricht.