DE102014102456B4 - Ein verstärker, ein restverstärker und ein a/d-umsetzer, der einen restverstärker beinhaltet - Google Patents

Abstract

Verstärker (10), der Folgendes aufweist:einen Eingangsknoten (12), der mit einem ersten Signaleingangsknoten (36) und einem zweiten Signaleingangsknoten (38) verbunden werden kann;einen Ausgangsknoten (14);eine Verstärkungsstufe (16), die einen invertierenden Verstärkungsstufeneingang (18), einen nicht-invertierenden Verstärkungsstufeneingang (20) und einen Verstärkungsstufenausgang (22) aufweist;einen Rückkopplungskondensator (50), der in einem Signalpfad zwischen dem Verstärkungsstufenausgang und dem invertierenden Verstärkungsstufeneingang (18) verbunden ist;einen Abtastungskondensator (30), der zwischen dem Eingangsknoten (12) und dem invertierenden Verstärkungsstufeneingang (18) verbunden ist; undeine steuerbare ohmsche Impedanz (60), die mit dem Rückkopplungskondensator (50) parallelgeschaltet ist, wobei die steuerbare ohmsche Impedanz (60) zwischen einem ersten Impedanzzustand, in dem sie den Stromfluss durch den Rückkopplungskondensator nicht beeinflusst, und einem zweiten Impedanzzustand, in dem sie mit dem Rückkopplungskondensator zusammenarbeitet, um eine Bandbreitenbegrenzungsschaltung zu bilden, hin und her geschaltet werden kann.

Description

• GEBIET DER ERFINDUNG
• Die vorliegende Erfindung betrifft einen Verstärker, einen Restverstärker und einen A/D-Umsetzer, der einen Restverstärker beinhaltet.
• ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
• Es ist bekannt, dass Verstärkerschaltungen in Verbindung mit Abtastungsschaltungen verwendet werden können, um ein Signal zu erfassen und zu halten und es zu verstärken. Derartige Schaltungen unterliegen Rauschen und es ist wünschenswert, die Rauschleistung, die abgetastet wird, zu verringern. Derartige Kombinationen aus Verstärker und Abtastungsschaltung können außerdem verwendet werden, um eine Differenz zwischen zwei Signalen zu bilden. Derartige Verstärker können in Analog-Digital-Umsetzern (A/D-Umsetzern) verwendet werden, um einen Rest zu verstärken, der von einer Stufe eines Pipeline-A/D-Umsetzers an eine nachfolgende Stufe weitergeleitet wird.
• US 4,894,620 A offenbart eine Schaltkondensatorschaltung mit einer sehr großen Zeitkonstanten. Die Schaltung besteht aus einem Abtastkondensator mit geschaltetem Eingang, einem Operationsverstärker und einem ersten Rückkopplungskondensator parallel zum Verstärker. Der geschaltete Abtastkondensator tastet das Eingangssignal während einer ersten Taktphase ab. Ein zweiter Rückkopplungskondensator wird während der ersten Phase hinzugeschaltet, um den Ausgang des Operationsverstärkers abzutasten. In einer zweiten Phase wird er parallel zu dem ersten Rückkoppelkondensator des Verstärkers geschaltet.
• US 5,689,206 A offenbart einen Integrierer mit einem Verstärker, der an ein Netzwerk mit einem integrierendem Kondensator und einem Speicherkondensator aufweist. Der Anschluss des Speicherkondensators erfolgt über einen Schalter auf den Ausgang des Verstärkers und über einen zweiten Schalter direkt an einer Seite eines Schaltkreiskondensators, der über einen dritten und einen vierten Schalter mit Erde und dem invertierenden Eingang des Verstärkers, jeweils entsprechend, verbunden ist. Die Andere Seite des Schaltkreiskondensators ist über einen fünften Schalter mit einer Eingangsspannung, über einen sechsten Schalter mit Erde und über einen siebten Schalter mit einer Referenzspannung verbunden.
• KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
• Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Verstärker bereitgestellt, der Folgendes umfasst:
• einen Eingangsknoten;
• einen Ausgangsknoten;
• eine Verstärkungsstufe, die einen die Verstärkungsstufe invertierenden Eingang, einen die Verstärkungsstufe nicht invertierenden Eingang und einen Verstärkungsstufenausgang aufweist;
• einen Rückkopplungskondensator, der in einem Signalpfad zwischen dem Verstärkungsstufenausgang und dem Verstärkungsstufeneingang verbunden ist;
• einen Abtastungskondensator, der zwischen dem Eingangsknoten und dem invertierenden Verstärkungsstufeneingang verbunden ist; und
• eine steuerbare Impedanz, die mit dem Rückkopplungskondensator parallelgeschaltet ist,
wobei die steuerbare Impedanz zwischen einem ersten Impedanzzustand, in dem sie den Stromfluss durch den Rückkopplungskondensator nicht beeinflusst, und einem zweiten Impedanzzustand, in dem sie mit dem Rückkopplungskondensator zusammenarbeitet, um eine Bandbreitenbegrenzungsschaltung zu bilden, hin und her geschaltet werden kann.
• Demnach ist es möglich, durch geeignetes Auswählen der Komponentenwerte die Rauschleistung im Verstärker und seinen verknüpften Abtastungsschaltungen, die in einem Restverstärker verwendet werden können, um eine Differenz zwischen zwei Eingangssignalen zu bilden, zu verringern.
• Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung ist ein Verfahren zum Reduzieren von Rauschen, das in eine Abtastungsschaltung abgetastet wird, bereitgestellt, wobei die Abtastungsschaltung einen Abtastungskondensator aufweist, der mit einem Abtastungsschalter verknüpft ist, wobei ein mit einer Bandbreitenbegrenzungsschaltung verknüpfter Verstärker mit einer Platte des Kondensators verbunden ist und während einer ersten Phase betrieben werden kann, um das in die Abtastungsschaltung abgetastete Rauschen zu begrenzen, und während einer zweiten Betriebsphase des Verstärkers als ein Ladungsübertragungsverstärker fungiert.
• Figurenliste
• Nachstehend sind mit Verweis auf die beigefügten Zeichnungen Ausführungsformen der Erfindung lediglich als nicht einschränkende Beispiele beschrieben. Es zeigen:
• 1 ein Schaltbild eines Verstärkers gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;
• 2 eine schematische Darstellung einer Stufe eines Pipeline-Analog-Digital-Wandlers, der einen Restverstärker gemäß einer Ausführungsform der Erfindung beinhaltet;
• 3 eine schematische Darstellung eines einstufigen Differentialverstärkers;
• 4 eine schematische Darstellung eines alternativen einstufigen Differentialverstärkers; und
• 5 ein Diagramm, das die Veränderung zu einer Verstärkungsblockfrequenzreaktion gemäß einer Ausführungsform der Erfindung darstellt.
• BESCHREIBUNG EINIGER AUSFÜHRUNGSFORMEN DER ERFINDUNG
• 1 ist ein Schaltbild eines Verstärkers, der eine Ausführungsform der Erfindung darstellt. Der allgemein als 10 gekennzeichnete Verstärker kann zum Beispiel als ein Restverstärker zwischen Stufen eines Pipeline-Analog-Digital-Wandlers verwendet werden. Er kann jedoch auch in anderen Schaltungen verwendet werden, in denen ein Signal auf einen Abtastungskondensator erfasst werden muss und eine verstärkte Version dieses Signals ausgegeben wird.
• Allgemein gesagt, weist der Verstärker 10 einen Eingangsknoten 12 und einen Ausgangsknoten 14 auf. Der Verstärker weistaußerdem einen Verstärkungsblock 16 auf, der einen invertierenden Verstärkungsblockeingang 18, einen nicht-invertierenden Verstärkungsblockeingang 20 und einen Verstärkungsblockausgang 22 aufweist. Der Verstärkungsblockausgang 22 kann direkt mit dem Ausgangsknoten 14 verbunden sein, wie dargestellt, oder kann selektiv über weitere Schaltungen, wie einen Schalter, mit dem Ausgangsknoten verbunden werden, wobei es wünschenswert ist, sicherzustellen, dass der Ausgangsknoten 14 eine hohe Impedanz aufweisen kann.
• Der invertierende Verstärkungsblockeingang 18 ist über einen Abtastungskondensator 30 mit dem Eingangsknoten 12 verbunden. Ein oder mehrere auf den Abtastungskondensator 30 abzutastende(s) Signal(e) kann/können über Schalter an den Eingangsknoten 12 bereitgestellt werden, zum Beispiel einen ersten Schalter 32 und einen zweiten Schalter 34, die Signale V1 und V2 an Signalknoten 36 bzw. 38 empfangen.
• Der Verstärker weist außerdem einen Rückkopplungskondensator 50 auf, der zwischen dem invertierenden Verstärkungsblockeingang 18 und dem Verstärkerblockausgang 22 verbunden ist. Eine steuerbare Impedanz 60 ist außerdem zwischen dem invertierenden Verstärkungsblockeingang 18 und dem Verstärkerblockausgang 22 verbunden.
• Die steuerbare Impedanz 60 weist einen Widerstand 62 auf, der mit einem Schalter 64 in Reihe geschaltet ist. Der Schalter 64, der durch einen Feldeffekttransistor gebildet sein kann, kann zwischen einem ersten Zustand, in dem er eine hohe Impedanz bereitstellt, und einem zweiten Zustand, in dem er eine niedrige Impedanz bereitstellt, hin und her geschaltet werden. Wenn sich der Schalter 64 in einem hochohmigen Zustand befindet, fließt im Wesentlichen kein Strom durch die steuerbare Impedanz 60 und demnach sieht der Verstärkungsblock 16 nur den Rückkopplungskondensator 50 in seiner Rückkopplungsschleife. Wenn sich der Schalter 64 in seinem niedrigohmigen Zustand befindet, verhält sich die steuerbare Impedanz 60 im Wesentlichen wie ein Widerstand, der mit dem Rückkopplungskondensator 50 parallelgeschaltet ist.
• Ähnliche Restverstärker sind im Stand der Technik bekannt, wobei die steuerbare Impedanz jedoch weggelassen ist und ein einfacher unterbrechender Schalter parallel mit dem Rückkopplungskondensator 50 bereitgestellt ist.
• Wie zuvor angemerkt, kann der Verstärker 10 als ein Restverstärker in einem Pipeline-A/D-Wandler verwendet werden. Der Vollständigkeit halber stellt 2 schematisch eine Stufe N des Pipeline-Wandlers dar. Die Stufe N ist als auf eine Stufe N-1 folgend und einer Stufe N+1 vorausgehend dargestellt. Für Fachleute ist ersichtlich, dass die Stufen N-1 und N+1 weggelassen werden können.
• Das Signal am Eingangsknoten 80 der Stufe N ist in zwei Signalpfade aufgespalten. Ein Pfad kann direkt als ein Signal V1 an den Signalknoten 36 bereitgestellt werden. Der andere Signalpfad verläuft zu einem A/D-Wandler 82, der eine digitale Annäherung des Eingangssignals bildet. Die Annäherung kann ein analoges Äquivalent des digitalen Wortes ergeben, die direkt vom A/D-Wandler 82 abgeleitet werden kann. Wenn der A/D-Wandler 82 jedoch keinen analogen Wert ausgibt, der dem digitalen Wort entspricht, wird die digitale Ausgabe des A/D-Wandlers 82 als eine Eingabe in einen Digital-Analog-Wandler 84 bereitgestellt, der eine analoge Ausgabe V_DAC als das Signal V2 an den Signalknoten 38 bereitstellt.
• Demnach ist ersichtlich, dass die Signale V1 und V2 sehr ähnlich sein sollten und die Differenz V1-V2 der „Rest“ zwischen der analogen Eingabe zu der Stufe N und ihrer digitalen Annäherung ist.
• Der Vollständigkeit halber ist anzumerken, dass die Stufe N des Pipeline-A/D-Wandlers ein oder mehrere Bit des Ausgangworts des Pipeline-Wandlers umwandeln kann und der Rest im Allgemeinen einer Verstärkung unterliegt, wenn er von einer Stufe zur nächsten weitergeleitet wird, da dies die Linearität und Rauschleistung des Pipeline-Wandlers verbessert.
• Der Restverstärker 10 ist eine Offset-Quelle. Die hierin bereitgestellte Struktur ermöglicht eine Offset-Unterdrückung. Der Verstärker und die Abtastungsschaltung um ihn herum sind ebenfalls Rauschquellen. Die vorliegende Erfindung ermöglicht eine Verbesserung der Rauschleistung des Restverstärkers gegenüber Schaltungen im Stand der Technik.
• Zunächst wird der Betrieb der Schaltung mit Verweis auf ihre Offset-Verringerungs-(Auto-Zero)-Fähigkeit erläutert.
• Die Schalter 32 und 34 werden durch die Zeitgeber Φ1 und Φ2 gesteuert und sind nie gleichzeitig „eingeschaltet“ (zum Beispiel oben oder „1“) oder gleichzeitig im Übergang begriffen, können jedoch beide gleichzeitig in einem ausgeschalteten (zum Beispiel unten oder 0) Zustand sein.
• Während einer ersten Hälfte eines Betriebszyklus ist Φ1 in einem aktiven Zustand, sodass der Schalter 32 geschlossen ist (geringe Impedanz) und Φ2 ist in einem inaktiven Zustand, sodass der Schalter 34 geöffnet ist (hohe Impedanz).
• Der Schalter 64 in der steuerbaren Impedanz kann außerdem von Φ1 gesteuert werden und ist demnach geschlossen. Die Verstärkung des Verstärkungsblocks 16 hält die Spannung an seinem invertierenden Eingang 18 so, dass sie der Spannung an seinem nicht-invertierenden Eingang 20 entspricht. Der nicht-invertierende Eingang 20 kann mit der Referenzspannung V_Ref verbunden sein, wie ein Mittelpunkt zwischen den Versorgungsschienen V_dd und V_ss (nicht dargestellt) zum Verstärkungsblock, zu einer Referenzspannung oder zu einer Kleinsignalerdung.
• Demnach wird der Abtastungskondensator in der ersten Phase auf folgende Spannung geladen: $${\text{V}}_{\text{Abtastung 1}}=\text{V1}-{\text{V}}_{\text{Ref}}$$

  
• In der Praxis weist der Verstärkungsblock aufgrund von Unvollkommenheiten in der Eingangsstufe jedoch eine Eingangs-Offset-Spannung auf, die als eine Spannung V_{Ein_Off} angesehen werden kann, die zu dem Signal an dem nicht-invertierenden Eingang addiert wird.
• Das Schließen des Schalters 64 platziert diese eingangsbezogene Offset-Spannung in den Verstärkungsende-Rückkopplungspfad des Verstärkers, sodass der eingangsbezogene Offset V_{Ein_Off} um einen Faktor A verringert wird, wenn der Verstärkungsblock eine Verstärkung von A aufweist (wenn die Rückkopplungsschlaufe unterbrochen ist).
• Das Schließen des Schalters 64 ermöglicht es dem Kondensator 50, sich so zu entladen, dass über ihn keine Spannungsdifferenz besteht.
• In einer zweiten Phase des Betriebs und sobald der A/D-Wandler 82 und der D/A-Wandler 84 Zeit hatten, zu arbeiten, wird Φ2 in einen aktiven Zustand versetzt und Φ1 in einen inaktiven Zustand versetzt.
• Diese Handlung führt dazu, dass der Abtastungskondensator auf folgenden Wert lädt: $${\text{V}}_{\text{Abtastung 2}}=\text{V2}-{\text{V}}_{\text{Ref}}$$

  
• Die Differenz $${\text{V}}_{\text{Abtastung 2}}-{\text{V}}_{\text{Abtastung 1}}=\text{V2}-\text{V1}$$

  
• Jegliche Differenz in der Spannung führt zu einem Ladungsfluss zum oder vom Abtastungskondensator 30 und derselbe Ladungsfluss tritt außerdem im Rückkopplungskondensator 50 auf.
• Die Handlung der Schaltung ist demnach:
1. 1) den Verstärker während der ersten Phase automatisch auf Null zu bringen; und
2. 2) während Phase 2 $\text{V2}-\text{V1}\times \frac{{\text{C}}_{\text{Abtastung}}}{{\text{C}}_{\text{Rückkopplung}}}$
   
   zu bilden;
wobei C_Abtastung die Kapazität des Abtastungskondensators 30 ist und C_{Rückkopplung} die Kapazität des Rückkopplungskondensators 50 ist.
• Wenn der Abtastungskondensator eine Kapazität von 1 pF hat und der Rückkopplungskondensator 50 eine Kapazität von 0,1 pF hat, würde der Rest V2-V1 demnach einer Verstärkung von 10 unterliegen.
• Wenn wir die Rauschleistung der Schaltung betrachten, ist das Rauschen im System, oder die gesamte Rauschleistung N_pr, das Produkt der spektralen Rauschdichte und der Bandbreite.
• Für einen RC-Filter ist die spektrale Rauschleistungsdichte: $${\text{V}}^2\text{n}={\text{4k}}_{\text{B}}\text{TR}$$

  

  wobei k_B die Boltzmann-Konstante ist,
  T die Temperatur in Kelvin ist,
  R der Widerstand in Ohm ist.
• Die Bandbreite einer RC-Schaltung ist $$\text{BW}=\frac{1}{\text{RC}}\cdot \frac{\pi }{2}\cdot \frac{1}{2\pi }$$

  

  also ist die Rauschleistung vereinfacht $$\frac{4{\text{k}}_{\text{B}}\cdot \text{T}\cdot \text{R}}{\text{4R}\cdot \text{C}}=\frac{{\text{k}}_{\text{B}}\text{T}}{\text{C}}$$

  
• Der Widerstand kann jeder beliebige Widerstand in Kombination mit dem Kondensator sein, wie der Widerstand der Eingangsschalter. Die Tatsache, dass der Widerstand sowohl das thermische Rauschen als auch die Bandbreitenbegrenzung des RC-Filters verursacht, führt zu dem angeblich unvermeidbaren Ergebnis, dass die abgetastete Rauschleistung $\frac{{\text{k}}_{\text{B}}\text{T}}{\text{C}}$

  

  sein wird. Dies ist jedoch nicht immer der Fall und die Rauschleistung kann mit einer geeigneten Auswahl an Komponenten unter diesen Wert gesenkt werden.
• In der vorliegenden Erfindung variiert die Bandbreite abhängig davon, welcher von Φ1 und Φ2 in einen aktiven Zustand versetzt wird. Dies wird verwendet, um die Rauschleistung zu variieren.
• Bedenken Sie zunächst den Fall im Stand der Technik, in dem die variable Impedanz 60 nicht bereitgestellt und stattdessen ein einfacher Schalter bereitgestellt ist.
• Der invertierende Verstärkungsstufeneingang fungiert als eine virtuelle Erdung. Rauschen von der Impedanz der beispielhaften Schalter und vom Frontende des Verstärkers kann auf den Abtastungskondensator 30 abgetastet werden. Die Rauschbandbreite wird durch einen Filter eingeschränkt, der durch den Abtastungskondensator und den Serienwiderstand der Abtastungsschalter und des unterbrechenden Schalters gebildet wird. Diese sind im Allgemeinen klein.
• Wenn die Schalter einen An-Widerstand von 10 Ω hätten und der Abtastungskondensator 1 pF wäre, dann wäre die Rauschbandbreite demnach $$\frac{1}{4\times 10\times 1\times {10}^{-12}}=25\text{ GHz}$$

  
• Dies wird verringert, wenn der Strom durch den Verstärkungsblock 16 fließen muss.
• Nehmen wir zum Beispiel an, dass der Verstärkungsblock ein Operationsverstärker, wie in 3 dargestellt, ist. Hier weist jeder FET 100 und 102 der differentialen Eingangsstufe 104 eine hochohmige aktive Last auf, die durch die Transistoren 106 und 108 gebildet wird. Dadurch ist die Ausgangsimpedanz des Verstärkers eine Funktion der Transkonduktanz, g_m , der Transistoren als $${\text{g}}_{\text{m}}=\frac{{\text{dI}}_{\text{d}}}{{\text{dV}}_{\text{gs}}}$$

  

  wobei I_d = Drainstrom
  V_gs = Gate-Quelle-Spannung
  und die effektive Ausgabeimpedanz $$\frac{{\text{dV}}_{\text{gs}}}{{\text{dI}}_{\text{d}}}=\frac{1}{{\text{g}}_{\text{m}}}$$

  

  ist.
• Die Transkonduktanz g_m hängt vom Drainstrom ab. Ein typischer Wert von g_m kann ungefähr 330 betragen.
• Dies senkt die Rauschbandbreite auf ungefähr $$\frac{1}{4\times 3300\times {10}^{-12}}=75\text{ MHz}$$

  
• Demnach weist die Schaltung im Stand der Technik eine große Rauschakzeptanzbandbreite auf. In der vorliegenden Erfindung ist die Bandbreite jedoch hauptsächlich durch die Bandbreite des durch den Rückkopplungskondensator 50 und die Impedanz des Widerstands 62 gebildeten Filters festgelegt.
• Üblicherweise hat ein derartiger Filter eine Bandbreite von $$\text{Filterbandbreite}=\frac{1}{2\pi }\cdot \frac{\pi }{2}\cdot \frac{1}{{\text{R}}_{\text{L}}\cdot {\text{C}}_{\text{Rückkopplung}}}$$

  

  wobei R_L der Widerstand R_f des Widerstands 62 in Reihe mit dem Ausgangwiderstand R_Aus der Verstärkungsstufe ist und C_{Rückkopplung} die Kapazität des Kondensators 50 ist.
• Der Verstärker fungiert jedoch als ein invertierender Verstärker, für einen Verstärker mit einer Verstärkung A verursacht jeder +ΔV des nicht-invertierenden Eingangs -A·ΔV am Ausgang und demnach entspricht der Stromfluss durch den Rückkopplungskondensator einem Kondensator der Größe A·C_{Rückkopplung} (genaugenommen (A+1)·C_{Rückkopplung}), diese Zahlen konvergieren jedoch zu einem ähnlichen Wert, d. h. wenige zeigen eine Differenz für A>50, was für einen derartigen Verstärker eine sehr geringe Verstärkung ist.
• Während dieser Phase Φ1, wenn die Schalter 32 und 64 geschlossen sind, wird das abgetastete Rauschen stark verringert und kann repräsentiert werden durch: $$\begin{array}{c}\text{Rauschleistung}={\text{4k}}_{\text{b}}\text{TR}\cdot \frac{\pi }{2}\cdot \frac{1}{2\pi }\cdot \frac{1}{\text{R}\cdot {\text{C}}_{\text{Rückkopplung}}}\\ =\frac{{\text{k}}_{\text{B}}\text{T}}{\text{A}\cdot {\text{C}}_{\text{Rückkopplung}}}\end{array}$$

  
• Eine Art, dies zu berücksichtigen, besteht darin, das Eingangssignal als nur insofern erfasst anzusehen, dass die entsprechende Ladung auf der Kombination des Abtastungskondensators 30 und des Rückkopplungskondensators 50 erfasst (d. h. gespeichert) wird.
• Das Rauschen wird auf die Kombination des Abtastungskondensators 30 mit einer Kapazität Cs und dem Rückkopplungskondensator 50 mit einem Wert Cf, dessen Kapazität ferner durch den Miller-Effekt verstärkt wird, abgetastet. Ferner scheinen diese Kondensatoren aus der Perspektive von Rauschen, das am invertierenden Eingang 18 des Verstärkungsblocks auftritt, parallel zu sein, sodass die effektive Kapazität Ce: $$\text{Ce}=\text{Cs}+\text{ACf}$$

  

  beträgt, wobei Cs die Kapazität des Abtastungskondensators ist, Cf die Kapazität des Rückkopplungskondensators ist und A die Verstärkung des Verstärkungsblocks ist.
• Der Widerstand Re der Schaltung ist primär der in der Rückkopplungsschlaufe vorhandene, $$\text{Re}=\text{Rf/A}+{\text{R}}_{\text{Aus}}$$

  
• Während des ersten Zustands, wenn Φ1 in einem aktiven Zustand ist, ist die Rauschbandbreite also: $$\text{Rauschbandbreite}=\frac{1}{2\pi }\cdot \frac{\pi }{2}\cdot \frac{1}{{\text{R}}_{\text{e}}\cdot {\text{C}}_{\text{e}}}$$

  

  $$\text{Rauschbandbreite}=\frac{1}{2\pi }\cdot \frac{\pi }{2}\cdot \frac{1}{\left({\text{R}}_{\text{f}}\text{/A}+{\text{R}}_{\text{Aus}}\right)\cdot \left({\text{C}}_{\text{s}}+\text{ACf}\right)}$$

  

  $$\text{Rauschbandbreite}=\frac{1}{2\pi }\cdot \frac{\pi }{2}\cdot \frac{1}{\left({\text{C}}_{\text{s}}{\text{R}}_{\text{f}}\text{/A}\right)+{\text{C}}_{\text{s}}{\text{R}}_{\text{Aus}}+{\text{R}}_{\text{f}}{\text{C}}_{\text{f}}+{\text{AC}}_{\text{f}}{\text{R}}_{\text{Aus}}}$$

  
• Wir können in diesem Beispiel mit einer aktiven Last zwischen A und R_Aus und der Transkonduktanz g_m der Verstärkungsstufe einen Zusammenhang herstellen, da A=g_m und R_Aus =1/g_m $$\text{Rauschbandbreite}=\frac{1}{2\pi }\cdot \frac{\pi }{2}\cdot \frac{1}{\left({\text{C}}_{\text{s}}{\text{R}}_{\text{f}}{\text{/g}}_{\text{m}}\right)+{\text{C}}_{\text{s}}{\text{/g}}_{\text{m}}+{\text{R}}_{\text{f}}{\text{C}}_{\text{f}}+{\text{C}}_{\text{f}}}$$

  
• Jeder Term im Nenner wird zu den anderen Termen addiert, es ist jedoch ersichtlich, dass der Nenner kontrolliert werden kann, indem C_fR_f zum dominanten Term gemacht wird, d. h. $${\text{C}}_{\text{f}}{\text{R}}_{\text{f}}>\text{Cs}\left(1+{\text{R}}_{\text{f}}\right){\text{/g}}_{\text{m}}$$

  
• In der zweiten Phase, wenn Φ1 nicht aktiv ist und Φ2 aktiv ist, wird eine Ladung auf die Abtastungs- und Rückkopplungskondensatoren erfasst. Diese erfasste Ladung repräsentiert sowohl das Eingangssignal als auch das Rauschen von den verschiedenen thermischen Rauschquellen (Schalter und Verstärkungsstufe). Die durch den Rückkopplungskondensator 50 erfasste Ladung hängt von der durch C_f/g_m festgelegten Akzeptanzbandbreite ab. Während das Rauschen unterhalb der Akzeptanzbandbreite durch die Schaltung erfasst wird, wird die auf dem Abtastungskondensator erfasste Ladung über der Akzeptanzbandbreite mit einem ungefähr gleichen und entgegengesetzten Wert auch auf den Rückkopplungskondensator erfasst. Dies führt dazu, dass das eingangsbezogene Rauschen auf Frequenzen über der Akzeptanzbandbreite im Wesentlichen gelöscht wird, sodass es effektiv nicht abgetastet wird.
• Die Verstärkungsstufe aus 3 ist nicht auf aktive Lasten beschränkt und kann mit ohmschen Lasten implementiert sein, die mittels der Widerstände 120 und 121 angedeutet werden, die Widerstände R_Last haben, wie in 4 dargestellt. Hier kann die Verstärkung G näherungsweise beschrieben werden als $$\text{G}={\text{g}}_{\text{m}}\cdot {\text{R}}_{\text{Last}}$$

  
• Angesichts der Tatsache, dass ein Verstärker im Stand der Technik und in der vorliegenden Erfindung vorhanden war, bieten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung immer eine Verbesserung im Rauschen, vorausgesetzt Rf ist groß genug. Typischerweise wird dies erzielt, indem der 3 dB-Punkt des durch den Rückkopplungskondensator 50 und den Widerstand 62 gebildeten Filters weniger als die Hälfte und allgemein weniger als ein Drittel der Frequenz des 3 dB Punktes des Verstärkungsblocks ist, wie gemessen wenn der Ausgang 22 mit dem invertierenden Eingang 18 verbunden ist. Eine derartige Anordnung ist in 5 dargestellt, in der die Eigenschaft von Verstärkung im Verhältnis zur Frequenz schematisch dargestellt ist. Der Verstärker im Stand der Technik, in dem der Schalter verwendet wird, um den Ausgangsknoten 22 mit dem invertierenden Eingang 18 zu verbinden, bildet im Wesentlichen einen Einheitsverstärkungsspannungsfolger, wie durch die Reaktion 140 dargestellt und mit einem Unterbrechungspunkt 142 an Frequenz f₀ . In Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung arbeitet die steuerbare Impedanz 60 mit dem Rückkopplungskondensator 50 zusammen, um einen Unterbrechungspunkt in der Reaktionseigenschaft an einer Frequenz f₁ zu platzieren, der erheblich geringer ist als f₀ . Der Widerstand der steuerbaren Impedanz kann dazu führen, dass die Verstärkung des Verstärkers während dieser Betriebsphase die Einheit übersteigt.
• Es ist außerdem möglich, dass die Schaltung weitere Verbesserungen der Rauschleistung bereitstellt, insofern dass sie mehr Rauschleistung entfernt als die Eingangsstufe des Verstärkers einbringt. Wenngleich die Rauschleistung eines Verstärkers die Summe des in jeder seiner Stufe eingebrachten Rauschens ist, kann der Großteils des Rauschens als der Eingangsstufe zuzuordnend angesehen werden. Demnach weisen mehrstufige Verstärker im Vergleich zu einstufigen Verstärkern eine verbesserte Verstärkung auf, wobei der Großteil des Rauschens jedoch auf die Eingangsstufe zurückzuführen ist.
• In der Literatur ist angemerkt, dass die spektrale Rauschleistungsdichte eines einstufigen Verstärkers des in 3 dargestellten Typs angenähert werden kann als $$\text{Rauschleistung}=\left(2\cdot \frac{8k_{B}T}{3g_m}\right)$$

  

  $$\text{und die Rauschbandbreite}=\text{A/4}\cdot {\text{Z}}_{\text{f}}\cdot {\text{C}}_{\text{Abtastung}}$$

  
• Wobei Zf die Impedanz des Rückkopplungsnetzwerkes ist. Wenn A / (Zf.g_m) kleiner ist als 3/4 kann das in das System abgetastete Rauschen demnach auf unter k_BT/C_Abtastung verringert werden.
• Der Abtastungskondensator oder tatsächlich der Rückkopplungskondensator müssen in ihrer Größe nicht fest sein. Jeder dieser Kondensatoren kann ein variabler Kondensator sein, zum Beispiel ein kapazitiver Wandler. In einer derartigen Schaltung sind V1 und V2 feste Referenzspannungen und die Ausgabe des Verstärkers 10 hängt von den relativen Werten der Abtastungs- und Rückkopplungskondensatoren ab.
• Demzufolge muss der Rückkopplungskondensator, wenn er von einem Betriebszyklus zum nächsten übergeht, ausreichend Zeit haben, um die über ihn bestehende Spannung am Ende einer Abtastung auf die Spannung zu entladen, die über ihn bestehen sollte, um jeglichen Verstärker-Offset zu kompensieren, andernfalls jedoch im Wesentlichen 0 Volt. Dies kann erreicht werden, indem die Impedanz der steuerbaren Impedanz als ausreichend gering ausgewählt wird, um dies zu erzielen, oder alternativ indem ein unterbrechender Schalter bereitgestellt wird, der kurz betrieben werden kann, um den Kondensator zu Beginn jedes Betriebszyklus zu entladen. Die steuerbare Impedanz kann als ein Dünnschicht-FET implementiert sein, sodass der „an“ Kanalwiderstand vergleichsweise groß ist.

Claims (14)

1. Verstärker (10), der Folgendes aufweist: einen Eingangsknoten (12), der mit einem ersten Signaleingangsknoten (36) und einem zweiten Signaleingangsknoten (38) verbunden werden kann; einen Ausgangsknoten (14); eine Verstärkungsstufe (16), die einen invertierenden Verstärkungsstufeneingang (18), einen nicht-invertierenden Verstärkungsstufeneingang (20) und einen Verstärkungsstufenausgang (22) aufweist; einen Rückkopplungskondensator (50), der in einem Signalpfad zwischen dem Verstärkungsstufenausgang und dem invertierenden Verstärkungsstufeneingang (18) verbunden ist; einen Abtastungskondensator (30), der zwischen dem Eingangsknoten (12) und dem invertierenden Verstärkungsstufeneingang (18) verbunden ist; und eine steuerbare ohmsche Impedanz (60), die mit dem Rückkopplungskondensator (50) parallelgeschaltet ist, wobei die steuerbare ohmsche Impedanz (60) zwischen einem ersten Impedanzzustand, in dem sie den Stromfluss durch den Rückkopplungskondensator nicht beeinflusst, und einem zweiten Impedanzzustand, in dem sie mit dem Rückkopplungskondensator zusammenarbeitet, um eine Bandbreitenbegrenzungsschaltung zu bilden, hin und her geschaltet werden kann.
2. Verstärker nach Anspruch 1, wobei der Verstärkungsblock während des Betriebs, wenn er als Spannungsfolger fungiert, an einer Frequenz f₀ einen Unterbrechungspunkt in seiner Verstärkung-gegen-Frequenz-Eigenschaft aufweist und, wenn sich die Bandbreitenbegrenzungsschaltung im zweiten Impedanzzustand befindet, einen Tiefpassfilter bildet, der einen Unterbrechungspunkt an einer Frequenz f₁ aufweist, wobei f₁ weniger ist als die Hälfte von f₀.
3. Verstärker nach Anspruch 2, wobei f₁<f₀/3 ist.
4. Verstärker nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei das Produkt der Kapazität Cf des Rückkopplungskondensators und des Widerstands Rf der steuerbaren ohmschen Impedanz größer ist als die Kapazität Cs des Abtastungskondensators geteilt durch die Verstärkung des Verstärkungsblocks.
5. Verstärker nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der Eingangsknoten (12) über einen ersten Schalter (32) mit dem ersten Signaleingangsknoten (36) verbunden werden kann und sich der erste Schalter und die steuerbare ohmsche Impedanz gleichzeitig in einem niedrigohmigen Zustand befinden.
6. Verstärker nach Anspruch 5, wobei der Eingangsknoten (12) über einen zweiten Schalter (34) mit dem zweiten Eingangssignalknoten (38) verbunden werden kann und der zweite Schalter in einen niedrigohmigen Zustand versetzt wird, wenn sich der erste Schalter in einem hochohmigen Zustand befindet.
7. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei wenigstens einer vom Abtastungskondensator und dem Rückkopplungskondensator ein kapazitiver Sensor ist.
8. Restverstärker, der einen Verstärker nach einem der vorangehenden Ansprüche aufweist.
9. Analog-Digital-Wandler, der einen Restverstärker nach Anspruch 8 aufweist.
10. Verfahren zum Reduzieren von Rauschen, das in eine Abtastungsschaltung abgetastet wird, wobei die Abtastungsschaltung einen Abtastungskondensator (30) aufweist, der mit einem ersten Abtastungsschalter (32) und einem zweiten Abtastungsschalter (34) verknüpft ist, wobei ein mit einer Bandbreitenbegrenzungsschaltung (60) verknüpfter Verstärker (16) mit einer Platte des Kondensators (30) verbunden ist, das Verfahren mit den Schritten: Schließen des ersten Abtastschalters und eines Schalters, der zwischen einem invertierenden Eingang des Verstärkers und einem Ausgang des Verstärkers angeordnet ist, während einer ersten Phase, um das in die Abtastschaltung abgetastete Rauschen zu begrenzen; und Schließen des zweiten Abtastschalters während einer zweiten Phase, so dass der Verstärker als ein Ladungsübertragungsverstärker fungiert.
11. Verfahren nach Anspruch 10, wobei die Bandbreitenbegrenzungsschaltung einen Kondensator (50) beinhaltet, der zwischen einem Ausgang des Verstärkers und einem invertierenden Eingang verbunden ist, und ein eingangsbezogener Offset während der ersten Phase auf dem Kondensator gespeichert wird, um Offset-Fehler im Verstärker zu verringern.
12. Verfahren nach Anspruch 10 oder 11, wobei ein Eingangsknoten des Abtastungskondensators während der ersten Phase des Betriebs mit einem ersten Eingangsknoten verbunden ist und der Eingangsknoten des Abtastungskondensators während der zweiten Phase des Betriebs mit einem zweiten Eingangsknoten verbunden ist.
13. Verfahren nach Anspruch 10, 11 oder 12, wobei der Abtastungskondensator oder der Rückkopplungskondensator variabel ist und einen Teil eines Wandlers bildet.
14. Verfahren nach Anspruch 13, wobei erste und zweite an den ersten und zweiten Eingängen angelegte Spannungen feste Referenzspannungen sind.

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