CN104038228A - 放大器、残差放大器和包括残差放大器的模拟到数字转换器 - Google Patents

Abstract

一种放大器，其包括：输入节点；输出节点；增益级，其具有增益级反相输入、增益级非反相输入和增益级输出；反馈电容器，其连接于所述增益级输出与所述增益级反相输入之间的信号路径中；采样电容器，其连接于所述输入节点与所述增益级非反相输入之间；和与所述反馈电容器并联的可控制阻抗，其中所述可控制阻抗可操作来在第一阻抗状态（其中其不影响流动通过所述反馈电容器的电流）与第二阻抗状态（其中其与所述反馈电容器协作以形成带宽限制电路）之间切换。

Description

放大器、残差放大器和包括残差放大器的模拟到数字转换器

技术领域

本发明涉及放大器、残差放大器和包括残差放大器的ADC。

背景技术

已知放大器电路可与采样电路协同使用以获取并保持信号，并向其施加增益。这种电路易受到噪声影响，且期望减小被采样的噪声功率。这种放大器和采样电路组合还可以用于形成两个信号之间的差值。这种放大器可提供于模拟到数字转换器（ADC）中以放大从流水线ADC的一级传递到后续级的残差。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供一种放大器，其包括：

输入节点；

输出节点；

增益级，其具有增益级反相输入、增益级非反相输入和增益级输出；

反馈电容器，其连接于所述增益级输出与所述增益级反相输入之间的信号路径中；

采样电容器，其连接于所述输入节点与所述增益级非反相输入之间；和

与所述反馈电容器并联的可控制阻抗，

其中所述可控制阻抗可操作来在第一阻抗状态（其中其不影响流动通过所述反馈电容器的电流）与第二阻抗状态（其中其与所述反馈电容器协作以形成带宽限制电路）之间切换。

因此可通过适当选择组件值来减小所述放大器和其关联的采样电路内的噪声功率，所述采样电路可使用于残差放大器中以形成两个输入信号之间的差值。

根据本发明的第二方面，提供一种减小采样到采样电路中的噪声的方法，所述采样电路包括与采样开关关联的采样电容器，其中与带宽限制电路关联的放大器连接到所述电容器的板，且可在第一阶段期间操作以限制采样到所述采样电路的噪声，且在操作的第二阶段期间所述放大器用作电荷转移放大器。

附图说明

本发明的实施方案现在将仅借助于非限制性实例、参考附图而描述，其中：

图1是根据本发明的实施方案的放大器的电路图；

图2是根据本发明的实施方案的包括残差放大器的流水线模拟到数字转换器的级的示意图；

图3是单级差分放大器的示意图；

图4是替代单级差分放大器的示意图；和

图5是示出根据本发明的实施方案的对增益块频率响应的变化的图。

具体实施方式

图1是组成本发明的实施方案的放大器的电路图。放大器（一般地指定为10）可例如用作流水线模拟到数字转换器的级之间的残差放大器。然而，其也可以用于需要将信号获取到采样电容器上的其它电路中，且所述信号的增益加强形式是输出。

一般而言，放大器10包括输入节点12和输出节点14。放大器还包括增益块16，其具有增益块反相输入18、增益块非反相输入20和增益块输出22。所述增益块输出22可直接连接到输出节点14，如所示，或可经由进一步的电路（如开关）选择性地连接到输出节点，其中期望确保输出节点14可呈现高阻抗。

增益块反相输入18通过采样电容器30连接到输出节点12。将被采样到采样电容器30上的一个或多个信号可借助于开关而提供到输入节点12，其中分别在信号节点36和38接收信号V1和V2的第一开关32和第二开关34是开关的实例。

放大器还包括连接于增益块反相输入18与增益块输出22之间的反馈电容器50。可控制阻抗60也连接于增益块反相输入18与增益块输出22之间。

可控制阻抗60包括与开关64串联的电阻器62。可由场效应晶体管形成的开关64可在其呈现高阻抗的第一状态与其呈现低阻抗的第二状态之间切换。当开关64处于高阻抗状态时，大体上没有电流流动通过可控制阻抗60，且因此增益块16仅看到在其反馈回路中的反馈电容器50。当开关64处于其低阻抗状态时，可控制阻抗60则大体上表现为与反馈电容器50并联的电阻器。

已知具有类似的现有技术残差放大器，但是可控制阻抗被省略，且提供与反馈电容器50并联的简单短路开关。

如前文所提，放大器10可用作流水线ADC内的残差放大器。出于完整性的考虑，图2示意展示流水线转换器的第N级。第N级被示出为在第N-1级之后，且在第N+1级之前。将对本领域技术人员显然的是可省略第N-1级和第N+1级中的一个。

第N级的输入节点80处的信号被分成两个信号路径。一个路径可直接作为信号V1提供到信号节点36。另一信号路径进入ADC82，其形成输入信号的数字近似。所述近似可导致直接从ADC82导出的数字式字的模拟等效物。然而，如果ADC82不输出等效于其数字式字的模拟值，那么ADC82的数字输出被提供为到数字到模拟转换器84的输入，所述数字到模拟转换器84将模拟输出V_DAC作为信号V2提供到信号节点38。

因此，可看到信号V1和V2应非常类似，且差值V1-V2是到第N级的模拟输入与其数字近似之间的“残差”。

出于完整性的考虑，应注意，流水线ADC的第N级可转换流水线转换器的输出字的一位或多位，且当所述残差从一级传递到下一级时其一般受到增益，因为这改进了流水线转换器的线性和噪声性能。

残差放大器10是偏移量的来源。本文中提供的结构能使偏移量抵消发生。放大器和其周围的采样电路也是噪声来源。本发明能使残差放大器的噪声性能对比于现有技术的电路得以改进。

首先，电路的操作将关于其偏移量减小（自动调零）的能力来解释。

开关32和34由时钟Φ1和Φ2驱动，且永不同时“接通”（例如，高位或“1”）或同时处于转变，但是两者可同时处于断开（例如，低位或0）状态。

在操作周期的上半期间，Φ1被断言，所以开关32闭合（低阻抗）且Φ2未被断言，所以开关34断开（高阻抗）。

可控制阻抗中的开关64也可以从Φ1驱动，且因此闭合。增益块16的放大行为是为了将其反相输入18处的电压保持与其非反相输入20处的电压相同。非反相输入20可连接到参考电压V_ref，如供给线V_dd和V_ss（未示出）到增益块、到参考电压或到小信号接地之间的中点。

因此在第一阶段中，采样电容器被充电到某一电压

V_sample1=V1-V_ref 等式1

然而，在实践中，增益块由于输入级中的缺陷而具有输入偏移电压，其可被视作添加到非反相输入的信号的电压V_{in_off}。

闭合开关64将这个输入参考偏移电压置于放大器的增益端反馈路径中，使得如果增益块具有A倍增益（当反馈回路被破坏时），那么输入参考偏移V_{in_off}以A倍减小。

闭合开关64还允许电容器50放电，使得其两端没有电压差。

在操作的第二阶段中，且一旦ADC82和DAC84已有时间来操作，那么Φ2被断言且Φ1未被断言。

这个行为导致采样电容器充电到某一值

V_sample2=V2-V_ref 等式2

差值

V_sample2-V_sample1=V2-V1 等式3

电压上的任何差异导致电荷流动到采样电容器30或电荷从采样电容器30流动，且反馈电容器50中也发生相同电荷流动。

因此，电路的行为是为了

1）在第一阶段期间将放大器自动调零；和

2）在阶段2期间形成

其中C_sample是采样电容器30的电容，且C_feedback是反馈电容器50的电容。

因此如果采样电容器具有1pF的电容，且反馈电容器50具有0.1pF的电容，那么残差V2-V1将受到10倍增益。

现在，如果我们考虑电路的噪声性能，那么系统中的噪声或总噪声功率N_pr是噪声频谱密度和带宽的乘积。

对于RC滤波器，噪声功率频谱密度是

V²n=4k_BTR 等式4

其中k_B是玻尔兹曼常数

T是开尔文温度

R是以欧姆为单位的电阻

RC电路的带宽是

$\mathrm{BW}=\frac{1}{\mathrm{RC}}\·\frac{\mathrm{\π}}{2}\·\frac{1}{2\mathrm{\π}}$ 等式5

因此噪声功率简化为

$\frac{{4k}_B\·T\·R}{4R\·C}=\frac{k_{B}T}{C}$ 等式6

电阻可以是与电容器组合的任何电阻，如输入开关的电阻。事实上电阻都引起热噪声，且带宽限制RC滤波器引起了采样的噪声功率将为的可能无法避免的结果。然而并非总是这种情况，且噪声功率可随着适当选择组件而被减小到低于这个值。

在本发明中，带宽取决于Φ1和Φ2的哪个被断言而变化。这用于改变噪声性能。

首先，考虑不提供可变阻抗60且取而代之提供简单开关的现有技术的情况。

增益级反相输入用作虚接地。来自简单开关的阻抗和来自放大器前端的噪声可被采样到采样电容器30上。噪声带宽受到由采样电容器和采样开关与短路开关的串联电阻形成的滤波器的约束。一般而言这些值较小。

因此，如果开关具有10Ω的导通电阻，且采样电容器是1_pF，那么噪声带宽将是

$\frac{1}{4\×10\×1\×{10}^{-12}}=25\mathrm{GHz}$ 等式7

这已经被减小，其中电流需流动通过增益块16。

例如，假设增益块是如图3中所示的运算放大器。在此，差分输入级104的每个FET100和102具有由晶体管106和108形成的高阻抗有源负载。结果，放大器的输出阻抗是晶体管的跨导g_m的函数

$g_m=\frac{{\mathrm{dI}}_d}{{\mathrm{dV}}_{g}s}$ 等式8

其中I_d=漏极电流

V_gs=栅极-源极电压

且有效输出阻抗是

$\frac{{\mathrm{dV}}_{g}s}{{\mathrm{dI}}_d}=\frac{1}{g_m}$ 等式9

跨导g_m取决于漏极电流。g_m的典型值可为约330左右。

这将噪声带宽下降到约

$\frac{1}{4\×3300\×{10}^{-12}}=75\mathrm{MHz}$ 等式10

因此现有技术电路具有大噪声接受带宽。然而，在本发明中，带宽主要是由反馈电容器50和电阻器62的阻抗形成的滤波器的带宽所设定。

通常这种滤波器将具有带宽

等式11

其中R_L是与增益级的输出电阻R_out串联的电阻器62的电阻R_f，且C_feedback是电容器50的电容。

然而，放大器用作反相放大器，所以对于具有A倍增益的放大器，非反相输入的每+ΔV倍在输出处引起-A·ΔV倍，且因此流动通过反馈电容器的电流等效于具有大小A·C_feedback（严格地为(A+1)·C_feedback）的电容器，但是这些数字收敛到类似值，即，对于A>50小于一些当前差值，其为这种放大器的非常适中的增益。

因此在阶段Φ1期间，当开关32和64闭合时，采样的噪声变得减小很多，且可表示为

等式12

考虑此的一种方式是将输入信号视作仅以在采样电容器30和反馈电容器50的组合上获取（即，存储）对应电荷的程度被获取。

噪声被采样到具有电容Cs的采样电容器30和具有值Cf的反馈电容器50的组合上，其电容通过米勒效应进一步增强。此外，从发生在增益块的反相输入18处的噪声的角度来看，这些电容器并联出现，所以有效电容Ce为

Ce=Cs+ACf 等式13

其中Cs是采样电容器的电容，Cf是反馈电容器的电容，且A是增益块的增益。

电路的电阻Re主要是反馈回路中的电阻，

Re=Rf/A+R_out 等式14

所以在第一状态期间，当Φ1被断言时，噪声带宽是

等式15

等式16

等式17

因为A=g_m，故我们可以使本实例中对于增益级跨导g_m的A和R_out与有源负载相关，且

R_out=1/g_m

等式18

分母中的每项与其它项相加，但是可看到通过使C_fR_f作为主项而可控制分母，即，

C_fR_f>Cs(1+R_f)/g_m 等式19

在第二阶段中，当Φ1未被断言且Φ2被断言时，电荷被获取到采样电容器和反馈电容器上。这种获取的电荷表示输入信号和来自各种热噪声源（开关和增益级）的噪声两者。由反馈电容器50获取的电荷取决于由C_f/g_m设定的可接受带宽。在低于可接受带宽的噪声由电路获取时，采样电容器上获取的高于可接受带宽的电荷也以近似相等且相反的值被获取到反馈电容器上。这具有大体上抵消在高于可接受带宽的频率下的输入参考噪声，使得其有效地不被采样的效应。

图3的增益级对于具有有源负载不受约束，且可由具有如图4中所示的电阻R_load的电阻器120和121所指示的电阻负载来实施。在此，增益G可近似为

G=g_m.R_load 等式20

鉴于放大器在现有技术和本发明中已存在，那么本发明的实施方案总是在假设Rf足够大的情况下给出噪声上的改进。这通常通过使由反馈电容器50和电阻器62形成的滤波器的3dB点小于一半，且一般小于当输出22连接到反相输入18时测量的增益块3dB点的频率的三分之一而实现。这种配置在示意地图示增益对频率的特性的图5中示出。使用开关将输出节点22连接到反相输入18的现有技术的放大器形成大体上单位增益电压随耦器，如由响应140所指示，且具有发生在频率f₀下的转折点142。在本发明的实施方案中，可控制阻抗60与反馈电容器50协作以将转折点置于在显著小于f₀的频率f₁下的响应特性中。可控制阻抗的电阻可导致在此操作阶段期间放大器的增益超过单位。

电路还可以在其比放大器的输入级所引入的噪声功率移除更大噪声功率的程度上提供噪声功率上的进一步改进。虽然放大器的噪声功率是在其每一级处引入的噪声的积累，但是大部分噪声可被视作归因于输入级。因此，多级放大器比单级放大器具有改进的增益，但大部分噪音归因于输入级。

文献指示图3中所示的类型的单级放大器的噪声功率频谱密度可近似为

等式21

且噪声带宽=A/4.Z_f.C_sample 等式22

其中Zf是反馈网络的阻抗。因此假设A/(Zf.g_m)小于3/4，那么采样到系统的噪声可减小到低于k_BT/C_sample。

采样电容器，或甚至反馈电容器不需要大小固定。这些电容器的任一个可以是可变电容器，例如电容性传感器。在这种电路中，V1和V2是固定参考电压，且接着放大器10的输出取决于采样电容器和反馈电容器的相对值。

由此得出当从操作的一个周期移到下一周期时，反馈电容器需要有足够时间来在一次采样的结束时从其两端的电压放电到其两端应有的电压，以补偿任何放大器偏移量，但是除此之外大体上为0伏特。这可通过选择可控制阻抗的阻抗为足够低来实现，或替代地通过提供可简单地操作以在每个操作周期开始时使电容器放电的短路开关而实现。可控制阻抗可实施为薄型FET使得“导通”通道电阻相对较大。

本文中呈现的权利要求已经以单独的从属格式书写，以使用于美国专利局。然而除了技术上显然不可行之处以外，假定每条权利要求可从属于相同类型的任何前述权利要求。

Claims (12)

1.一种放大器，其包括：

输入节点；

输出节点；

增益级，其具有增益级反相输入、增益级非反相输入和增益级输出；

反馈电容器，其连接于所述增益级输出与所述增益级反相输入之间的信号路径中；

采样电容器，其连接于所述输入节点与所述增益级非反相输入之间；和

与所述反馈电容器并联的可控制阻抗，

其中所述可控制阻抗可操作来在第一阻抗状态（其中其不影响流动通过所述反馈电容器的电流）与第二阻抗状态（其中其与所述反馈电容器协作以形成带宽限制电路）之间切换。

2.根据权利要求2所述的放大器，其中在使用中，所述增益块当用作电压随耦器时在频率f₀下在其增益对频率特性中具有转折点，且当所述带宽限制电路处于所述第二阻抗状态时其形成f₁下具有转折点的低通滤波器，其中f₁小于f₀的一半。

3.根据权利要求2所述的放大器，其中f₁<f₀/3。

4.根据权利要求1所述的放大器，其中所述反馈电容器的所述电容Cf和所述可控制阻抗的所述电阻Rf的乘积大于所述采样电容器的电容Cs除以所述增益块的增益。

5.根据权利要求1所述的放大器，其中输入节点可经由第一开关连接到第一信号输入节点，且所述第一开关和所述可控制阻抗同时处于低阻抗状态。

6.根据权利要求5所述的放大器，其中所述输入节点可经由第二开关连接到第二输入信号节点，且当所述第一开关处于高阻抗状态时所述第二开关置于低阻抗状态中。

7.一种残差放大器，其包括根据权利要求1所述的放大器。

8.一种残差放大器，其包括根据权利要求5所述的放大器。

9.一种模拟到数字转换器，其包括根据权利要求7所述的残差放大器。

10.根据权利要求1所述的放大器，其中所述采样电容器和所述反馈电容器中的至少一个是电容性传感器。

11.一种减小采样到采样电路的噪声的方法，所述采样电路包括与采样开关关联的采样电容器，其中与带宽限制电路关联的放大器连接到所述电容器的板，且在第一阶段期间可操作来限制采样到所述采样电路的噪声，且在操作的第二阶段期间所述放大器用作电荷转移放大器。

12.根据权利要求11所述的方法，其中所述带宽限制电路包括连接在所述放大器的输出与反相输入之间的电容器，且输入参考偏移量在所述第一阶段期间存储在所述电容器上，以便减小所述放大器中的偏移量错误。