JPH07115329A - 乗算回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ダブルバランス形の乗算回路において生じる
キャリアリーク成分を大幅に低減する。 【構成】 ダブルバランス形の乗算回路１３において、
下側のトランジスタＱ2のコレクタと、上側のトランジ
スタＱ4、Ｑ5のエミッタとの間に、トランジスタＱ23の
エミッタ・コレクタ間を直列接続する。下側のトランジ
スタＱ3のコレクタと、上側のトランジスタＱ6、Ｑ7の
エミッタとの間に、トランジスタＱ33のエミッタ・コレ
クタ間を直列接続する。トランジスタＱ23、Ｑ33のベー
スに、所定のベースバイアス電圧を供給してこれらトラ
ンジスタＱ23、Ｑ33をベース接地とする。トランジスタ
Ｑ23、Ｑ33のうち、第１の入力信号Ｓ12の供給されるト
ランジスタＱ2ないしＱ3に接続されたトランジスタＱ23
ないしＱ33のベースに、第１の入力信号Ｓ12を、トラン
ジスタＱ2ないしＱ3のベースに供給された第１の入力信
号Ｓ12と同相で供給する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、例えばスーパーヘテ
ロダイン方式の受信機においてミキサ回路として使用さ
れる乗算回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】スーパーヘテロダイン方式の受信機とし
て、例えば図３に示すように、ダブルスーパーヘテロダ
イン方式で、ダイレクトコンバージョンタイプの受信機
が知られている。この受信機は、第１周波数変換及び第
２周波数変換を、直交変換により行うことにより、イメ
ージ特性を改善しているものであるが、その動作は以下
のとおりである。

【０００３】図３の受信機は、コードレス電話の受信部
を構成している場合であり、その受信信号はＦＭ信号で
ある。そして、その受信したＦＭ信号Ｓrが、端子１か
ら高周波アンプ２を通じて直交変換のＩ軸用及びＱ軸用
の第１ミキサ回路１１、２１に供給される。

【０００４】また、第１局部発振回路１４から受信信号
Ｓrのキャリア周波数に等しい周波数の第１局部発振信
号Ｓ14が取り出され、この信号Ｓ14がミキサ回路１１に
供給されるとともに、移相回路２４に供給されてπ／２
だけ移相され、その移相信号Ｓ24がミキサ回路２１に第
１局部発振信号として供給される。

【０００５】したがって、簡単のため、図４Ａに示すよ
うに、受信信号Ｓrが、その下側帯波の帯域内に信号成
分Ｓaを有し、上側帯波の帯域内に信号成分Ｓbを有する
とともに、 ωo：受信信号Ｓrのキャリア周波数（角周波数） ωa：信号成分Ｓaの角周波数。ωa＜ωo Ｅa：信号成分Ｓaの振幅 ωb：信号成分Ｓbの角周波数。ωb＞ωo Ｅb：信号成分Ｓbの振幅 Δωa＝ωo−ωa Δωb＝ωb−ωo とすれば、 Ｓr＝Ｓa＋Ｓb Ｓa＝Ｅa・sinωaｔ Ｓb＝Ｅb・sinωbｔ となる。

【０００６】また、 Ｅ1：第１局部発振信号Ｓ14、Ｓ24の振幅 とすれば、 Ｓ14＝Ｅ1・sinωoｔ Ｓ24＝Ｅ1・cosωoｔ である。

【０００７】したがって、 Ｓ11、Ｓ12：ミキサ回路１１、２１の出力信号 とすれば、 Ｓ11＝Ｓr・Ｓ14 ＝（Ｅa・sinωaｔ＋Ｅb・sinωbｔ）×Ｅ1・sinωoｔ ＝αa｛−cos（ωa＋ωo）ｔ＋cos（ωo−ωa）ｔ｝ ＋αb｛−cos（ωb＋ωo）ｔ＋cos（ωb−ωo）ｔ｝ ＝αa｛−cos（ωa＋ωo）ｔ＋cosΔωaｔ｝ ＋αb｛−cos（ωb＋ωo）ｔ＋cosΔωbｔ｝ Ｓ21＝Ｓr・Ｓ24 ＝（Ｅa・sinωaｔ＋Ｅb・sinωbｔ）×Ｅ1・cosωoｔ ＝αa｛sin（ωa＋ωo）ｔ−sin（ωo−ωa）ｔ｝ ＋αb｛sin（ωb＋ωo）ｔ＋sin（ωb−ωo）ｔ｝ ＝αa｛sin（ωa＋ωo）ｔ−sinΔωaｔ｝ ＋αb｛sin（ωb＋ωo）ｔ＋sinΔωbｔ｝ αa＝Ｅa・Ｅ1／２ αb＝Ｅb・Ｅ1／２ となる。

【０００８】そして、上式のうち、角周波数Δωa、Δ
ωbの信号成分が必要な中間周波信号なので、これら信
号Ｓ11、Ｓ21がローパスフィルタ１２、２２に供給さ
れ、角周波数Δωa、Δωbの信号成分が、第１中間周波
信号Ｓ12、Ｓ22として取り出され、 Ｓ12＝αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ Ｓ22＝−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ とされる。なお、この場合、図４Ａからも明らかなよう
に、信号Ｓ12、Ｓ22は、ベースバンドの信号である。

【０００９】さらに、これら信号Ｓ12、Ｓ22が、直交変
換のＩ軸用及びＱ軸用の第２ミキサ回路１３、２３に供
給される。また、第２局部発振回路１５から比較的低い
周波数の第２局部発振信号Ｓ15が取り出され、この信号
Ｓ15がミキサ回路１３に供給されるとともに、移相回路
２５に供給されてπ／２だけ移相され、その移相信号Ｓ
25がミキサ回路２３に第２局部発振信号として供給され
る。

【００１０】したがって、 Ｓ15＝Ｅ2・sinωsｔ Ｓ25＝Ｅ2・cosωsｔ Ｅ2：第２局部発振信号Ｓ15、Ｓ25の振幅 ωs＝２πｆs ｆsは、例えば55ｋHz とするとともに、 Ｓ13、Ｓ14：ミキサ回路１３、２３の出力信号 とすれば、 Ｓ13＝Ｓ12・Ｓ15 ＝（αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ）×Ｅ2・sinω
sｔ ＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（Δωa−ωs）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（Δωb−ωs）ｔ｝ Ｓ23＝Ｓ22・Ｓ25 ＝（−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ）×Ｅ2・cos
ωsｔ ＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（Δωa−ωs）
ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（Δωb−ωs）ｔ｝ βa＝αa・Ｅ2／２ βb＝αb・Ｅ2／２ となる。

【００１１】そして、これらの信号Ｓ13、Ｓ23におい
て、周波数差が負の値にならないように、信号Ｓ13、Ｓ
23を変形すると、 Ｓ13＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωa）
ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωb）ｔ｝ ＝βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）
ｔ ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ＋βb・sin（ωs−Δωb）
ｔ Ｓ23＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δω
a）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωb）ｔ｝ ＝−βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δω
a）ｔ ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ−βb・sin（ωs−Δωb）
ｔ となる。

【００１２】そして、これら信号Ｓ13、Ｓ23が加算回路
３に供給されて加算され、加算回路３からは、 Ｓ3＝Ｓ13＋Ｓ23 ＝２βa・sin（ωs−Δωa）ｔ＋２βb・sin（ωs＋Δ
ωb）ｔ で示される加算信号Ｓ3が取り出される。

【００１３】そして、この加算信号Ｓ3を図示すると、
図４Ｂに示すようになり、この信号Ｓ3は、もとの受信
信号Ｓrを、キャリア周波数（角周波数）ωsの信号に周
波数変換したときの信号にほかならない。したがって、
信号Ｓ3は、中間周波数ｆsの第２中間周波信号である。

【００１４】そこで、この第２中間周波信号Ｓ3が、中
間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ４及びリミッタ
アンプ５を通じてＦＭ復調回路６に供給されてもとのオ
ーディオ信号が復調され、このオーディオ信号が端子７
に取り出される。

【００１５】なお、加算回路３において、信号Ｓ13と信
号Ｓ23との加算を行わずに、減算を行うと、 Ｓimg＝Ｓ13−Ｓ23 ＝２βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋２βb・sin（ωs−Δ
ωb）ｔ となる。そして、この信号Ｓimgは、上記した本来の第
２中間周波信号Ｓ3の占有周波数帯域において、その信
号Ｓ3の周波数スペクトラムを反転した状態で分布する
妨害信号、すなわち、イメージ妨害信号である。

【００１６】そして、一般に、ＦＭ受信機であれば、そ
の中間周波数は10.7ＭHzとされているので、その中間周
波フィルタはセラミックフィルタにより構成することに
なり、ＩＣ化することができない。しかし、上述の受信
機においては、第１中間周波信号Ｓ12、Ｓ22はベースバ
ンドであり、第２中間周波数ｆsは例えば55ｋHzと低く
することができるので、フィルタ１２、２２、４を、抵
抗器、コンデンサ及びアンプを有するアクティブフィル
タにより構成することができ、したがって、端子１から
端子７までをフィルタ１２、２２、４を含んでモノリシ
ックＩＣに１チップＩＣ化することができる。

【００１７】文献：IEEE Journal of Solid State Circ
uit, 1987 No.6 (Dec.)など

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、第２ミキサ
回路１３（及び２３）は、一般に、図５に示すように、
トランジスタＱ1〜Ｑ7によりダブルバランス形の乗算回
路（平衡変調回路）に構成される。

【００１９】すなわち、トランジスタＱ1を定電流源と
してトランジスタＱ2、Ｑ3が差動接続され、トランジス
タＱ2のコレクタに、そのコレクタ電流を分岐する１対
のトランジスタＱ4、Ｑ5のエミッタが接続されるととも
に、トランジスタＱ3のコレクタに、そのコレクタ電流
を分岐する１対のトランジスタＱ6、Ｑ7のエミッタが接
続される。そして、トランジスタＱ4、Ｑ7のベースが互
いに接続され、トランジスタＱ5、Ｑ6のベースが互いに
接続されるとともに、トランジスタＱ4、Ｑ6のコレクタ
が互いに接続され、トランジスタＱ5、Ｑ7のコレクタが
互いに接続される。

【００２０】さらに、トランジスタＱ2のベースに、前
段のローパスフィルタ１２（あるいは２２）が接続さ
れ、トランジスタＱ4、Ｑ7のベースと、トランジスタＱ
5、Ｑ6のベースとの間に、矩形状の第２局部発振信号Ｓ
15（あるいはＳ25）が供給される。また、トランジスタ
Ｑ2、Ｑ3のベースには、抵抗器Ｒ2、Ｒ3を通じてバイア
ス電圧源ＶBからベースバイアス電圧が供給される。

【００２１】したがって、ローパスフィルタ１２からの
第１中間周波信号Ｓ12が、トランジスタＱ2、Ｑ3により
差動増幅されてトランジスタＱ2、Ｑ3のコレクタから出
力されるとともに、このとき、トランジスタＱ4〜Ｑ7が
信号Ｓ15により交互にオン・オフされるので、トランジ
スタＱ2、Ｑ3のコレクタに出力された信号Ｓ12が、信号
Ｓ15によりスイッチングされ、トランジスタＱ4〜Ｑ7の
コレクタから第２中間周波信号Ｓ13が取り出される。

【００２２】ところが、このようなミキサ回路１３（及
び２３）において、 ＩC2、ＩC3 ：トランジスタＱ2、Ｑ3のコレクタ電流 ｈFE2、ｈFE3 ：トランジスタＱ2、Ｑ3の電流増幅率 ΔＶR2、ΔＶR3：抵抗器Ｒ2、Ｒ3における降下電圧 とすれば、 ΔＶR2＝Ｒ2・ＩC2／ｈFE2 ΔＶR3＝Ｒ3・ＩC3／ｈFE3 となる。

【００２３】したがって、例えばトランジスタＱ2、Ｑ3
の電流増幅率ｈFE2、ｈFE3がばらつきのために異なる
と、降下電圧ΔＶR2、ΔＶR3に差を生じてしまい、直流
バランスが乱れ、出力信号である第２中間周波信号Ｓ13
に、第２局部発振信号Ｓ15が含まれてしまう。つまり、
キャリアリークを生じてしまう。そして、抵抗器Ｒ2、
Ｒ3の値が大きくなるほど、電圧ΔＶR2、ΔＶR3の差は
大きくなるので、抵抗器Ｒ2、Ｒ3の値が大きくなるほ
ど、キャリアリーク3が大きくなってしまう。このた
め、これまでは抵抗器Ｒ2、Ｒ3の値を大きくすることが
できず、数十〜数百Ωに制限されていた。

【００２４】ところが、抵抗器Ｒ2、Ｒ3の値が小さい
と、ミキサ回路１３の入力インピーダンスが低くなり、
ローパスフィルタ１２にとって負荷が重くなるので、ロ
ーパスフィルタ１２のドライブ能力を大きくする必要が
あり、この結果、消費電流が大きくなってしまい、電池
を電源とする場合、不利であった。

【００２５】このような問題点を解決するため、トラン
ジスタＱ2、Ｑ3として、電流増幅率の極めて大きいスー
パーベータートランジスタを使用することが考えられ
る。すなわち、スーパーベータートランジスタを使用す
れば、トランジスタＱ2、Ｑ3のベース電流を極めて小さ
くできるので、抵抗器Ｒ2、Ｒ3を大きくすることがで
き、したがって、ミキサ回路１３の入力インピーダンス
を高くすることができるので、ローパスフィルタ１２の
負荷が軽くなる。

【００２６】しかし、一般に、電流増幅率の大きいトラ
ンジスタは、アーリー効果が大きく、アーリー電圧が小
さい。つまり、コレクタ・エミッタ間電圧が変化しても
コレクタ電流は変化しないことが理想であるが、スーパ
ーベータートランジスタは、コレクタ・エミッタ間電圧
が変化すると、コレクタ電流が極めて大きく変化し、例
えばコレクタ・エミッタ間電圧が大きくなると、コレク
タ電流が極めて大きくなってしまう。

【００２７】そして、トランジスタＱ2に例えば図６Ａ
に示すように第１中間周波信号（信号電圧）Ｓ12が供給
された場合、トランジスタＱ2にアーリー効果がなけれ
ば、そのコレクタ電流ＩC2は、図６Ｃに破線で示すよう
に、信号Ｓ12に対応して変化する。

【００２８】しかし、トランジスタＱ2のアーリー効果
が大きい場合には、信号Ｓ12の頂点で、コレクタ電流Ｉ
C2も頂点となるが、このとき、図６Ｂに示すように、ト
ランジスタＱ2のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCE2が低下
するので、図６Ｃに実線で示すように、アーリー効果に
よりコレクタ電流ＩC2が減少し、本来の電流値（破線図
示）よりも小さくなってしまう。また、信号Ｓ12の谷点
では、コレクタ電流ＩC2も谷点となるが、このとき、ト
ランジスタＱ2のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCE2が上昇
するので、アーリー効果によりコレクタ電流ＩC2が増加
し、本来の電流値（破線図示）よりも大きくなってしま
う。

【００２９】そして、トランジスタＱ3のコレクタ電流
ＩC3においても、同様のことが生じる。したがって、ミ
キサ回路１３から出力される第２中間周波信号Ｓ13の電
流波形は、図６Ｄに示すように、信号Ｓ12の半サイクル
ごとに振幅の変化する歪んだ波形となり、信号Ｓ13には
キャリアリーク成分（第２局部発振信号Ｓ15）が含まれ
てしまう。

【００３０】また、もう一方の第２中間周波信号Ｓ23に
おいても、同様に歪みが発生するとともに、キャリアリ
ーク成分が含まれてしまう。したがって、信号Ｓ13、Ｓ
23を演算して得る第２中間周波信号Ｓ3も歪みを生じて
いるとともに、キャリアリーク成分が含まれてしまう。

【００３１】そして、このキャリアリーク成分は、第２
中間周波数ｆsと等しい周波数なので、バンドパスフィ
ルタ４により除去することはできず、第２中間周波信号
Ｓ3を使用して、ＡＧＣ、受信電界レベルの表示、同調
指示などを行う場合、それらが誤動作してしまう。

【００３２】さらに、ミキサ回路１３（及び２３）にお
いて、第２局部発振信号Ｓ15により例えばトランジスタ
Ｑ4、Ｑ5がオン・オフされる場合、信号Ｓ15の立ち上が
り時間及び立ち下がり時間は、完全に０ではないので、
トランジスタＱ4、Ｑ5がオンからオフになるとき、及び
オフからオンになるとき、ごくわずかの期間ではある
が、能動領域で動作してしまう。

【００３３】このため、信号Ｓ15の立ち上がり時及び立
ち下がり時、瞬間的ではあるが、両方のトランジスタＱ
4、Ｑ5にコレクタ電流が流れ、この結果、図７Ａ、Ｂに
示すように、信号Ｓ15の立ち上がり時及び立ち下がり時
ごとに、トランジスタＱ2のコレクタ電圧が瞬間的に低
下することになる。すなわち、トランジスタＱ2のコレ
クタには、信号Ｓ15の２倍の周波数のパルスＰCを生じ
てしまう。

【００３４】そして、このパルスＰCが、トランジスタ
Ｑ2のコレクタ・ベース間の浮遊容量ＣCBにより図７Ｃ
に示すように、信号Ｓ15の２倍の周波数のパルスＰBに
微分され、この微分パルスＰBがトランジスタＱ2のベー
スに供給されてしまう。また、同様の理由により、トラ
ンジスタＱ3のベースにも微分パルスＰBが供給されてし
まう。

【００３５】そして、このような微分パルスＰBが、ト
ランジスタＱ2、Ｑ3のベースに供給されると、このパル
スＰBは、トランジスタＱ2により増幅されてそのコレク
タに現れ、このコレクタに現れたパルスＰBと、第２局
部発振信号Ｓ15との間で、ビート成分を生じてしまう。
そして、この場合、微分パルスＰBの周波数は２ｆsであ
り、信号Ｓ15の周波数はｆsであるから、そのビート成
分の周波数は、 ２ｆs±ｆs＝ｆs及び３ｆs となる。

【００３６】そして、このビート成分のうち、周波数３
ｆsの成分は、後段のバンドパスフィルタ４により除去
することができるが、周波数ｆsのビート成分ＳBTは、
第２中間周波数ｆsと等しい周波数なので、バンドパス
フィルタ４により除去することはできず、やはり、ＡＧ
Ｃ、受信電界レベルの表示、同調指示などを行う場合、
それらが誤動作してしまう。

【００３７】特に、ミキサ回路１３をＩＣ化する場合に
は、そのバランスが崩れて第２局部発振信号Ｓ15が、第
２中間周波信号Ｓ13にリークすることを防ぐため、トラ
ンジスタＱ1〜Ｑ7の形状を、他の回路のトランジスタよ
りも大きくしているので、浮遊容量ＣCBも0.5〜１ｐＦ
程度と大きくなる傾向にあり、結果として、ビート成分
ＳBTも大きくなり、なおさら誤動作を起こしやすくなっ
ている。

【００３８】なお、このビート成分ＳBTは、第２中間周
波信号Ｓ3から見れば、第２ミキサ回路１３において、
第２局部発振信号Ｓ15がリークしてきたのと等価であ
り、このビート成分ＳBTは、キャリアリーク成分と言う
こともできる。

【００３９】このビート成分ＳBTは、上述のように、微
分パルスＰBが、トランジスタＱ2、Ｑ3のベースに供給
されることにより生じるのであるから、微分パルスＰB
がトランジスタＱ2、Ｑ3のベースに供給されなければよ
い。そして、抵抗器Ｒ2、Ｒ3の値を、トランジスタＱ
2、Ｑ3の入力インピーダンスに比べて十分に小さく、例
えば50Ωとすれば、微分パルスＰBは、抵抗器Ｒ2、Ｒ3
を通じて接地にバイパスされ、トランジスタＱ2、Ｑ3の
ベースに供給されなくなる。

【００４０】しかし、抵抗器Ｒ2、Ｒ3の値を小さくする
と、上述のようにローパスフィルタ１２から見た負荷が
重くなり、消費電流の増加を招いてしまう。

【００４１】ところで、上述は、コードレス電話機の受
信部において、第２ミキサ回路１３、２３からのキャリ
アリークを考察した場合であるが、コードレス電話機に
おいては、盗聴防止（秘話機能）のため、送受信される
音声信号の周波数スペクトルを反転している。

【００４２】すなわち、図８はその周波数スペクトルを
反転する回路の一例を示し、音声信号Ｓ71が、端子７１
からバンドパスフィルタ７２に供給されて例えば300Hz
〜３ｋHzの周波数成分の信号Ｓ72が取り出され、この信
号Ｓ72が、平衡変調回路７３に変調入力として供給され
るとともに、キャリア信号形成回路７４から、周波数が
例えば3.5ｋHzのキャリア信号Ｓ74が取り出されて変調
回路７３に供給される。こうして、変調回路７３から
は、信号Ｓ72により平衡変調されたＤＳＢ信号Ｓ73が取
り出される。

【００４３】そして、この信号Ｓ73が、ローパスフィル
タ７５に供給されて信号Ｓ73のうちの下側帯波信号、す
なわち、信号Ｓ72の周波数スペクトルの反転された信号
Ｓ75が、端子７６に取り出される。

【００４４】そして、この場合、反転信号Ｓ75にキャリ
アリーク成分が含まれていると、そのキャリアリーク成
分のため通話品質を損なってしまう。

【００４５】そこで、この平衡変調回路７３からのキャ
リアリーク成分を除去するため、ローパスフィルタ７５
は、カットオフ特性が急峻でなければならないが、この
結果、ローパスフィルタ７５として非常に次数の高いフ
ィルタが必要とされてしまい、大きくなってしまうとと
もに、コストアップとなってしまう。

【００４６】この発明は、以上のような問題点を一掃し
ようとするものである。

【００４７】

【課題を解決するための手段】このため、この発明にお
いては、各部の参照符号を後述の実施例に対応させる
と、第２及び第３のトランジスタＱ2、Ｑ3のベースの少
なくとも一方に、第１の入力信号Ｓ12が供給され、第４
及び第７のトランジスタＱ4、Ｑ7のベースと、第５及び
第６のトランジスタＱ5、Ｑ6のベースとの間に第２の入
力信号Ｓ15が供給され、第４及び第６のトランジスタＱ
4、Ｑ6のコレクタあるいは第５及び第７のトランジスタ
Ｑ5、Ｑ7のコレクタの少なくとも一方から、第１の入力
信号Ｓ12と第２の入力信号Ｓ15との乗算結果の信号Ｓ13
が出力されるようにしたダブルバランス形の乗算回路１
３において、第２のトランジスタＱ2のコレクタと、第
４及び第５のトランジスタＱ4、Ｑ5のエミッタとの間
に、第８のトランジスタＱ23のエミッタ・コレクタ間を
直列接続し、第３のトランジスタＱ3のコレクタと、第
６及び第７のトランジスタＱ6、Ｑ7のエミッタとの間
に、第９のトランジスタＱ33のエミッタ・コレクタ間を
直列接続し、第８及び第９のトランジスタＱ23、Ｑ33の
ベースに、所定のベースバイアス電圧を供給してこれら
第８及び第９のトランジスタＱ23、Ｑ33をベース接地と
するとともに、第８及び第９のトランジスタＱ23、Ｑ33
のうち、第１の入力信号Ｓ12の供給される第２ないし第
３のトランジスタＱ2、Ｑ3に接続されたトランジスタＱ
23ないしＱ33のベースに、第１の入力信号Ｓ12を、第２
ないし第３のトランジスタＱ2、Ｑ3のベースに供給され
た第１の入力信号Ｓ12と同相で供給するようにしたもの
である。

【００４８】

【作用】トランジスタＱ2、Ｑ23によりカスコードアン
プが構成され、トランジスタＱ3、Ｑ33によりカスコー
ドアンプが構成され、トランジスタＱ2、Ｑ3のコレクタ
・エミッタ間電圧が、トランジスタＱ23、Ｑ33により、
入力信号Ｓ12にかかわらずほぼ一定に保持される。

【００４９】

【実施例】図１において、第２ミキサ回路１３（及び２
３）は、トランジスタＱ1〜Ｑ7によりダブルバランス形
の乗算回路（平衡変調回路）に構成されるとともに、ア
ーリー効果の影響を生じないようにするため、トランジ
スタＱ21〜Ｑ23、Ｑ31〜Ｑ33が設けられる。

【００５０】すなわち、トランジスタＱ1を定電流源と
してトランジスタＱ2、Ｑ3が差動接続され、トランジス
タＱ2のコレクタがトランジスタＱ23のエミッタに接続
され、このトランジスタＱ23のコレクタがトランジスタ
Ｑ4、Ｑ5のエミッタに接続される。また、トランジスタ
Ｑ3のコレクタがトランジスタＱ33のエミッタに接続さ
れ、このトランジスタＱ33のコレクタがトランジスタＱ
6、Ｑ7のエミッタに接続される。なお、トランジスタＱ
2、Ｑ3は、スーパーベータートランジスタとされる。

【００５１】そして、トランジスタＱ4、Ｑ7のベースが
互いに接続され、トランジスタＱ5、Ｑ6のベースが互い
に接続されるとともに、トランジスタＱ4、Ｑ7のベース
と、トランジスタＱ5、Ｑ6のベースとの間に、第２局部
発振信号Ｓ15が供給される。さらに、トランジスタＱ
4、Ｑ6のコレクタが互いに接続され、トランジスタＱ
5、Ｑ7のコレクタが互いに接続される。

【００５２】また、この例においては、ローパスフィル
タ１２（あるいは２２）から、第１中間周波信号（信号
電圧）Ｓ12が出力されるとともに、トランジスタＱ2、
Ｑ3のベースバイアス電圧ＶBが出力される場合であり、
ローパスフィルタ１２が、抵抗器Ｒ2を通じてトランジ
スタＱ2のベースに接続されるとともに、抵抗器Ｒ3を通
じてトランジスタＱ3のベースに接続され、このベース
と接地との間に、コンデンサＣ3が接続される。

【００５３】さらに、トランジスタＱ21、Ｑ31が設けら
れ、トランジスタＱ21のベースがローパスフィルタ１２
に接続されて信号Ｓ12及びバイアス電圧ＶBが供給され
るとともに、トランジスタＱ31のベースがフィルタ１２
に接続されてバイアス電圧ＶBが供給される。

【００５４】また、トランジスタＱ21、Ｑ31のエミッタ
と、電源ラインとの間に、トランジスタＱ22、Ｑ32のコ
レクタ・エミッタ間が接続され、これらトランジスタＱ
22、Ｑ32のベースに所定のバイアス電圧が供給されると
ともに、トランジスタＱ21、Ｑ31のエミッタがトランジ
スタＱ23、Ｑ33のベースに接続される。

【００５５】このような構成によれば、トランジスタＱ
2、Ｑ3は、抵抗器Ｒ2、Ｒ3を通じてローパスフィルタ１
２からのバイアス電圧ＶBによりバイアスされる。ま
た、フィルタ１２からの信号Ｓ12が、抵抗器Ｒ2を通じ
てトランジスタＱ2のベースに供給される。

【００５６】したがって、ローパスフィルタ１２からの
第１中間周波信号Ｓ12が、トランジスタＱ2、Ｑ3により
差動増幅されてそのコレクタから出力される。

【００５７】そして、この場合、トランジスタＱ22、Ｑ
32は、吐き出し形の定電流源として動作するので、トラ
ンジスタＱ21、Ｑ31は、エミッタフォロワとして動作す
ることになる。したがって、トランジスタＱ23、Ｑ33の
ベースは、トランジスタＱ21、Ｑ31のエミッタの出力イ
ンピーダンスを通じて接地されるので、トランジスタＱ
23、Ｑ33は、トランジスタＱ2、Ｑ3のコレクタ出力に対
して、ベース接地で動作することになり、トランジスタ
Ｑ23、Ｑ33のコレクタからは、トランジスタＱ2、Ｑ3の
コレクタ出力が取り出される。

【００５８】すなわち、トランジスタＱ2とＱ23とはカ
スコード接続されていることになるとともに、トランジ
スタＱ3とＱ3とはカスコード接続されていることにな
り、トランジスタＱ23、Ｑ33のコレクタからは、差動増
幅された信号Ｓ12が出力されることになる。

【００５９】そして、このコレクタ出力が、トランジス
タＱ4〜Ｑ7において、第２局部発振信号Ｓ15によりスイ
ッチングされるので、トランジスタＱ4〜Ｑ7のコレクタ
から第２中間周波信号Ｓ13が取り出される。

【００６０】そして、この場合、図６Ａ、Ｂに示すよう
に、トランジスタＱ2のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCE2
は、ローパスフィルタ１２からの第１中間周波信号Ｓ12
に対応して変化するはずである。

【００６１】しかし、このとき、トランジスタＱ21はエ
ミッタフォロワとして動作しているので、フィルタ１２
からの信号Ｓ12は、トランジスタＱ21のエミッタに同相
で現れてトランジスタＱ23のベースに供給される。そし
て、トランジスタＱ23も、トランジスタＱ2をエミッタ
負荷とし、トランジスタＱ21から供給された信号Ｓ12に
対して、エミッタフォロワとして動作するので、トラン
ジスタＱ21から供給された信号Ｓ12は、さらに、トラン
ジスタＱ23のエミッタに同相で現れる。すなわち、トラ
ンジスタＱ23のエミッタには、ローパスフィルタ１２か
らの信号Ｓ12が、トランジスタＱ21、Ｑ23を通じて同相
で現れる。

【００６２】したがって、信号Ｓ12がトランジスタＱ2
のベースに供給されることにより、そのコレクタ・エミ
ッタ間電圧ＶCE2が、図６Ｂに示すように、変化しよう
とするとき、その変化が、トランジスタＱ21、Ｑ23を通
じて現れる信号Ｓ12によりキャンセルされ、コレクタ・
エミッタ間電圧ＶCE2はほぼ一定の値に保持される。

【００６３】そして、コレクタ・エミッタ間電圧ＶCE2
が一定であれば、アーリー効果の影響はなくなり、コレ
クタ電流ＩC2は、図６Ｃに破線で示すように、ローパス
フィルタ１２からトランジスタＱ2に供給された信号Ｓ1
2に正しく対応して変化する。同様に、トランジスタＱ3
のコレクタ電流ＩC3も、ローパスフィルタ１２からトラ
ンジスタＱ3に供給された信号Ｓ12に正しく対応して変
化する。

【００６４】したがって、ミキサ回路１３から出力され
る第２中間周波信号Ｓ13の電流波形が、信号Ｓ12の半サ
イクルごとに振幅の変化する歪んだ波形となることがな
いので、信号Ｓ13のキャリアリーク成分は大幅に低減さ
れる。また、もう一方の第２中間周波信号Ｓ23において
も、同様にである。

【００６５】したがって、信号Ｓ13、Ｓ23を演算して得
ている第２中間周波信号Ｓ3の歪み及びキャリアリーク
成分も、大幅に低減される。したがって、第２中間周波
信号Ｓ3を使用してＡＧＣ、受信電界レベルの表示、同
調指示などを行う場合、それらを正しく動作させること
ができる。

【００６６】また、トランジスタＱ2、Ｑ3のアーリー効
果が問題にならないので、トランジスタＱ2、Ｑ3として
電流増幅率の大きいスーパーベータートランジスタを使
用してそれらのベース電流を小さくすることができ、し
たがって、抵抗器Ｒ2、Ｒ3の値を大きくすることができ
るので、ローパスフィルタ１２から見た負荷が軽くな
り、消費電流を小さくすることができる。

【００６７】さらに、トランジスタＱ2、Ｑ3に、トラン
ジスタＱ23、Ｑ33がカスコード接続されているので、第
２局部発振信号Ｓ15の立ち上がり時及び立ち下がり時、
トランジスタＱ4、Ｑ5あるいはＱ6、Ｑ7に同時に電流が
流れることがあっても、トランジスタＱ2、Ｑ3のコレク
タ電圧は低下しにくくなってパルスＰC、ＰCを生じにく
くなる。したがって、トランジスタＱトランジスタＱ
2、Ｑ3のコレクタ・ベース間に多少の浮遊容量ＣCB、Ｃ
CBがあっても、微分パルスＰB、ＰBを生じにくくなるの
で、第２中間周波信号Ｓ13には、微分パルスＰBと、第
２局部発振信号Ｓ15とによるビート成分ＳBTは、ほとん
ど含まれるなくなる。

【００６８】したがって、ビート成分ＳBTに起因するＡ
ＧＣ、受信電界レベルの表示、同調指示などの誤動作も
低減させることができる。

【００６９】また、この点からも、抵抗器Ｒ2、Ｒ3の値
を大きくすることができるので、消費電流を小さくする
ことができる。

【００７０】図２に示す例においては、第１中間周波信
号Ｓ12に対しても、バランス入力とした場合である。こ
のため、トランジスタＱ3のベースが、抵抗器Ｒ3を通じ
てトランジスタＱ31のベースに接続されるとともに、ト
ランジスタＱ21、Ｑ31のベース間に、バランス形の第１
中間周波信号Ｓ12がベースバイアス電圧ＶBとともに、
供給される。

【００７１】したがって、図１の例と同様の動作が行わ
れ、トランジスタＱ2、Ｑ3として電流増幅率ｈFE2、ｈF
E3の大きいものを使用しても、歪みやキャリアリークを
大幅に低減することができる。また、前段のローパスフ
ィルタ１２の消費電流を減らすことができる。

【００７２】さらに、図８の平衡変調回路７３を例えば
図１のミキサ回路１３と同様に構成すれば、キャリアリ
ーク成分を大幅に低減することができるので、ローパス
フィルタ７５のカットオフ特性はそれほど急峻である必
要はなくなる。したがって、ローパスフィルタ７５は、
次数の低いものでよく、電話機を小型化できるととも
に、コストダウンができる。

【００７３】なお、上述においては、エミッタフォロワ
のトランジスタＱ21、Ｑ31を通じてトランジスタＱ23、
Ｑ33に信号Ｓ12を供給したが、他の信号ラインにより供
給することもできる。

【００７４】

【発明の効果】この発明によれば、信号Ｓ12がトランジ
スタＱ2、Ｑ3のベースに供給されることにより、そのコ
レクタ・エミッタ間電圧が変化しようとするとき、その
変化が、トランジスタＱ23及びトランジスタＱ33を通じ
て現れる信号Ｓ12によりキャンセルされ、トランジスタ
Ｑ2、Ｑ3のコレクタ・エミッタ間電圧はほぼ一定の値に
保持される。したがって、トランジスタＱ2、Ｑ3として
電流増幅率の極めて大きいトランジスタを使用しても、
出力信号Ｓ13の歪みやキャリアリーク成分を大幅に低減
することができる。

【００７５】さらに、トランジスタＱ2、Ｑ3に、トラン
ジスタＱ23、Ｑ33がカスコード接続されているので、ト
ランジスタＱトランジスタＱ2、Ｑ3のコレクタ・ベース
間に多少の浮遊容量ＣCB、ＣCBがあっても、出力信号Ｓ
13には、ビート成分ＳBTは、ほとんど含まれるなくな
る。

【００７６】したがって、キャリアリーク成分やビート
成分ＳBTに起因するＡＧＣ、受信電界レベルの表示、同
調指示などの誤動作も低減させることができる。

【００７７】また、抵抗器Ｒ2、Ｒ3の値を大きくするこ
とができるので、前段から見た負荷が軽くなり、したが
って、前段における消費電流を小さくすることができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一例を示す接続図である。

【図２】この発明の他の例を示す接続図である。

【図３】この発明を説明するための系統図である。

【図４】図３の回路の動作を説明するための周波数スペ
クトル図である。

【図５】図３の回路の一部の一例を示す接続図である。

【図６】図５の回路の動作を説明するための波形図であ
る。

【図７】図５の回路の動作を説明するための波形図であ
る。

【図８】この発明を説明するための系統図である。

【符号の説明】

４ バンドパスフィルタ ５ リミッタ ６ ＦＭ復調回路 １１、２１ 第１ミキサ回路 １２、２２ ローパスフィルタ １３、２３ 第２ミキサ回路 １４ 第１局部発振回路 １５ 第２局部発振回路 ２４、２５ 移相回路 Ｑ1〜Ｑ33 トランジスタ Ｓ12、Ｓ15 入力信号 Ｓ13 出力信号

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１のトランジスタを定電流源として第
   ２及び第３のトランジスタが差動接続され、 上記第２のトランジスタのコレクタに、そのコレクタ電
   流を分岐する１対の第４及び第５のトランジスタのエミ
   ッタが接続され、 上記第３のトランジスタのコレクタに、そのコレクタ電
   流を分岐する１対の第６及び第７のトランジスタのエミ
   ッタが接続され、 上記第４及び第７のトランジスタのベースが互いに接続
   され、 上記第５及び第６のトランジスタのベースが互いに接続
   され、 上記第４及び第６のトランジスタのコレクタが互いに接
   続され、 上記第５及び第７のトランジスタのコレクタが互いに接
   続され、 上記第２及び第３のトランジスタのベースに第１及び第
   ２の抵抗器を通じてベースバイアス電圧が供給され、 上記第２及び第３のトランジスタのベースの少なくとも
   一方に、第１の入力信号が供給され、 上記第４及び第７のトランジスタのベースと、上記第５
   及び第６のトランジスタのベースとの間に第２の入力信
   号が供給され、 上記第４及び第６のトランジスタのコレクタと、上記第
   ５及び第７のトランジスタのコレクタとの少なくとも一
   方から、上記第１の入力信号と上記第２の入力信号との
   乗算結果の信号が出力されるようにしたダブルバランス
   形の乗算回路において、 上記第２のトランジスタのコレクタと、上記第４及び第
   ５のトランジスタのエミッタとの間に、第８のトランジ
   スタのエミッタ・コレクタ間を直列接続し、 上記第３のトランジスタのコレクタと、上記第６及び第
   ７のトランジスタのエミッタとの間に、第９のトランジ
   スタのエミッタ・コレクタ間を直列接続し、 上記第８及び第９のトランジスタのベースに、所定のベ
   ースバイアス電圧を供給してこれら第８及び第９のトラ
   ンジスタをベース接地とするとともに、 上記第８及び第９のトランジスタのうち、上記第１の入
   力信号の供給される上記第２ないし第３のトランジスタ
   に接続されたトランジスタのベースに、上記第１の入力
   信号を、上記第２ないし第３のトランジスタのベースに
   供給された上記第１の入力信号と同相で供給するように
   した乗算回路。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の乗算回路において、 第１及び第２のエミッタフォロワのトランジスタを設
   け、 この第１及び第２のエミッタフォロワのトランジスタの
   エミッタを、上記第８及び第９のトランジスタのベース
   に接続してこれら第８及び第９のトランジスタに、上記
   所定のベースバイアス電圧を供給するとともに、 上記第１の入力信号を、上記第１ないし第２のエミッタ
   フォロワのトランジスタのベースに供給して上記第８な
   いし第９のトランジスタのベースに、上記第１の入力信
   号を供給するようにした乗算回路。
3. 【請求項３】 請求項１あるいは請求項２に記載の乗算
   回路において、 上記第２の入力信号を矩形波信号とするようにした乗算
   回路。
4. 【請求項４】 請求項１、請求項２あるいは請求項３に
   記載の乗算回路において、 上記第１の入力信号がベースバンドの第１中間周波信号
   とされ、 上記第２の入力信号が第２局部発振信号とされ、 上記乗算結果の信号が第２中間周波信号とされるように
   した乗算回路。