CN1662080A - 一种补偿基站发信机非理想特性的系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种补偿基站发信机非理想特性的系统及方法，其关键是：在现有的基于AQM技术的基站系统中，增加一信号反馈通道和DSP模块，由DSP模块从基带采集IQ信号，和反馈IQ信号，并应用所采集到的信号计算整个基站发信机的非理想特性参数后，将该整个基站发信机的非理想特性参数送入QMC网络模块，由QMC网络模块从当前的参数中减去计算出的非理想特性参数后，应用得到的更新参数补偿来自基带的IQ信号，然后将该经过补偿的IQ信号送入发射通道。如此反复迭代，应用QMC网络模块对来自基带的IQ信号进行预校正，从而保证在基站低成本的前提下，实现了对整个基站发信机非理想特性的补偿，保证了基站发射信号的性能。

Description

一种补偿基站发信机非理想特性的系统及方法

技术领域

本发明涉及第三代移动通信系统中的基站系统结构技术领域，特别是指一种补偿基站发信机非理想特性的系统及方法。

背景技术

在第三代移动通信系统中，基站的成本主要集中在中频和射频的收发信机。降低收发信机成本已经成为各设备制造商必须关注的问题。传统的基于软件无线电系统结构的发信机采用二次变频方案。即，首先在数字域将由I(In-phase)信号和Q(Quadrature)信号构成的IQ信号调制到数字中频；然后采用高速的数模转换(DAC)器件将信号进行数模转换，得到模拟中频信号；最后采用变频器将信号上变频到需要的射频频点，这种方法也称为数字正交调制(DQM)。

采用DQM技术的基站，必须采用相对高速的高精度DAC器件进行数模转换，而这类DAC器件价格昂贵；同时，在射频通道上，为了抑制上变频过程中产生信号的镜像问题，需采用带通滤波器来抑制由变频器产生的两个镜像信号中的一个，而由于DAC器件性能的限制，中频信号频点不能太高，这使得对带通滤波器的要求非常苛刻，同样地，该滤波器的价格也是昂贵的；同时，由于中频信号的存在，在收发信机中存在中频、上变频等本振频率，这将使系统的杂散信号难以处理，增加了系统设计的复杂性。

为解决DQM技术带来的上述问题，目前基站可以采用模拟正交调制(AQM)技术。所谓AQM技术是指直接将模拟IQ信号通过AQM器件，调制到射频的方法，其中，AQM器件也称为IQ调制器。

图1所示为现有技术的采用AQM技术的基站发信机结构图。数字正交补偿(QMC)网络模块120接收到来自基带调制解调器(Modem)模块110的I信号和Q信号后，应用QMC网络模块内自身当前的参数对整个基站发信机IQ信号的非理想特性进行补偿处理后，将补偿后的IQ信号送入发射通道130，由发射通道130内两个相对低速的DAC模块131a和DAC模块131b，分别将数字I信号和数字Q信号转换成模拟I信号和模拟Q信号，该模拟IQ信号分别通过低通滤波器模块132a和低通滤波器模块132b后，进入AQM器件133，射频本振模块134为AQM器件133提供本振信号，本振信号的频率即所期望的射频频率，调制到射频的模拟信号通过功放模块140以及天线即可发送出去。

由于IQ信号中的I信号和Q信号每一路的带宽都是调制信号带宽的一半，根据奈奎斯特采样定理，直接将IQ信号分别变换为模拟信号也只需要调制信号一半的带宽。由于数模变化速率较低，可以采用相对便宜的DAC器件，虽然使用了两个DAC，但总成本还是降低了。另外，射频部分无需滤波，杂散信号容易处理，系统设计简单。因此，AQM方案是一个成本低、设计实现简单的方案。

但是，上述方案还存在以下缺陷：由于AQM器件是一个模拟器件，在进行模拟调制的过程中，AQM器件的特性会造成调制信号质量的降低。从整体上看，表现为基站发送的IQ信号失真，从而使得基站发信机表现出以下三方面的非理想特性：

1)增益不平衡。所谓增益不平衡是指对I和Q两路信号的增益不同。

2)相位不平衡，又称正交误差。所谓相位不平衡是指与IQ两路信号调制中的正交载波其相位不是严格相差90°，存在一定的误差。

3)直流偏置。所谓直流偏置是指有直流信号叠加到原始的IQ信号上。

增益不平衡和相位不平衡将引起射频信号频谱相对本振信号产生镜像，而直流偏置将引起射频信号本振的泄漏，它们都会恶化信号质量，增加接收端的误码率。如果增益不平衡、相位不平衡以及直流偏置误差是静态的，那么经过简单的校正就可以了。但是，整个基站发信机的非理想特性是随着温度、信号功率等外部条件的变化而发生变化的。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种补偿基站发信机非理想特性的系统及方法，在保证基站低成本的前提下，实现对基站发信机非理想特性的补偿。

为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：

一种补偿基站发信机非理想特性的系统，至少包括基带modem模块210、QMC网络模块220和包含模拟正交调制(AQM)器发射通道230，该系统进一步包括：信号反馈通道240和数字信号处理器DSP模块250，其中，

所述QMC网络模块220，接收来自基带modem模块210的I信号和Q信号，以及来自数字信号处理器DSP模块250的计算结果信号，对接收到的信号进行实时校正处理后，将处理后的IQ信号送给发射通道230；

所述信号反馈通道240，采集出自发射通道230的射频信号，并将采集到的射频信号变换为中频信号后，将该中频信号进行模数转换，然后将该反馈IQ信号传送给DSP模块250；

所述数字信号处理器DSP模块250，采集来自基带modem模块210的I信号和Q信号，以及来自反馈通道240的反馈采样数字信号，并应用所采集到的信号计算整个基站发信机的非理想特性参数，并将计算结果传送给QMC网络模块220。

较佳地，所述信号反馈通道240内至少包括耦合器241、下变频模块242和模数转换模块243，其中，耦合器241采集出自发射通道230的射频信号，并将采集到的射频信号传送给下变频模块242，由下变频模块242将该信号转换为中频后，传送给模数转换模块243，经模数转换处理后，该数字信号进入DSP模块250。

较佳地，所述下变频模块242为混频器或模拟正交解调器。

较佳地，所述QMC网络模块220为现场可编程门阵列FPGA，或专用集成芯片ASIC。

一种应用如上所述系统的方法，该方法包括以下步骤：

a、初始化系统；

b、DSP采集基带IQ信号和反馈IQ信号，并对所采集的信号进行时间对齐运算，然后应用所述时间对齐的信号计算整个基站发信机的非理想特性参数；

c、根据步骤b所述非理想特性参数是否在预先设定的范围内，判断该非理想特性参数是否合理，如果是，则更新QMC网络模块当前的参数，应用该更新的参数对IQ信号进行补偿处理，并将该经补偿处理后的IQ信号发送出去后，再重复执行步骤b，否则直接重复执行步骤b。

较佳地，步骤b所述对所采集的信号进行时间对齐运算的方法是：首先，DSP获取一组以上不同延时的反馈信号，并分别计算每一组反馈延时信号和基带信号之间的均方误差，将计算出的均方误差最小值所对应的一组反馈延时信号的延时值作为基带和反馈信号之间的延时值D，然后再通过DSP内的时延滤波器获取计算所需的IQ信号和反馈IQ信号。

较佳地，所述DSP内的时延滤波器为sinc滤波器，或FIR滤波器，或IIR滤波器，或传输函数为H(z)＝(1-α)+αz^-1形式的滤波器。

较佳地，步骤b所述整个基站发信机的非理想特性参数的方法是：DSP应用采集到的IQ信号和反馈IQ信号，利用QMC网络和AQM器件系统整体的传输特性，应用正交三角分解的方法计算整个基站发信机的非理想特性参数。

较佳地，步骤c所述预先设定的范围是根据系统配置设置的。

较佳地，步骤c所述所述更新QMC网络模块当前参数的方法为：QMC网络模块应用当前自身的参数减去步骤b所述的整个基站发信机的非理想特性参数。

较佳地，当初始阶段出现直流偏置、增益不平衡和相位不平衡时，该方法进一步包括：首先更新直流偏置的值，在直流偏置的值基本收敛后，再更新增益不平衡和相位不平衡的值。

较佳地，该方法进一步包括：采用训练信号对整个基站发信机的非理想特性进行探测，并获得初始值，当系统初始化时，直接由DSP向QMC网络中加载已获得的初始值，然后再执行后续步骤。

较佳地，所述训练信号为伪随机信号。

本发明在现有的基于AQM技术的基站系统中，增加一信号反馈通道和DSP模块，由DSP模块从基带采集IQ信号，从反馈通道中采集经过转换的射频信号，即反馈IQ信号，并应用所采集到的信号计算整个基站发信机的非理想特性参数后，将该整个基站发信机的非理想特性参数送入QMC网络模块，由QMC网络模块从当前的参数中减去计算出的非理想特性参数后，应用得到的更新参数补偿来自基带的IQ信号，然后将该经过补偿的IQ信号送入发射通道。如此反复迭代，即可得到足够接近于实际的QMC参数。本发明在基带IQ信号进行数模转换前，应用QMC网络模块对来自基带的IQ信号进行预校正，从而保证在基站低成本的前提下，实现了对整个基站发信机的非理想特性的补偿。

应用本发明，具有以下优点：

1)采用本发明的技术，QMC网络模块能够自适应地跟踪、校正基站系统的非理想特性的变化，并且不随时间、温度、载波频点、器件老化等外部条件的变化而变化；

2)在完全满足WCDMA、cdma2000和IS95协议要求的情况下，采用本发明的技术可以在基带数字信号功率变化至少30dBc的动态范围下正常工作；

3)本发明对信号进行校正的同时，对信号的功率没有影响；

4)本发明的算法对量化噪声的影响不敏感，对反馈信号ADC的量化精度要求不高；

5)应用本发明，生产过程中无需专业人员手工调节，能够实现生产自动化；由于本发明的技术能够自动跟踪器件特性变化，因而有效地降低了基站的运营维护成本，同时延长了基站寿命；

6)如果在生产制造阶段首先获取QMC网络参数系数，在现场应用时直接由DSP向QMC网络中加载数据，以获得较好的初始值，然后再逐步自适应获得最优结果，这样能够使校正效果快速达到指标要求。

附图说明

图1所示为现有技术的采用AQM技术的基站发信机系统结构图；

图2所示为应用本发明的采用AQM技术的基站发信机系统结构图；

图3所示为应用本发明的补偿整个基站发信机非理想特性的流程图；

图4所示为现有技术的AQM器件和QMC网络的数学模型。

具体实施方式

为使本发明的技术方案更加清楚，下面结合附图对本发明再做进一步地详细说明。

本发明的思路是：在现有的基于AQM技术的基站系统中，增加一信号反馈通道和DSP模块，由DSP模块从基带采集IQ信号，从反馈通道中采集经过转换的射频信号，即反馈IQ信号，并应用所采集到的信号计算整个基站发信机的非理想特性参数后，将该整个基站发信机的非理想特性参数送入QMC网络模块，由QMC网络模块从当前的参数中减去计算出的非理想特性参数后，应用得到的更新参数补偿来自基带的IQ信号，然后将该经过补偿的IQ信号送入发射通道。如此反复迭代，即可得到足够接近于实际的QMC参数。本发明在基带IQ信号进行数模转换前，应用QMC网络模块对来自基带的IQ信号进行预校正，从而保证在基站低成本的前提下，实现了对整个基站发信机的非理想特性的补偿。

图2所示为应用本发明的采用AQM技术的基站发信机系统结构图。QMC网络模块220，接收来自基带modem模块210的I信号和Q信号，来自数字信号处理器(DSP)模块250的计算结果信号，对接收到的信号进行实时校正处理后，将处理后的信号送给发射通道230，由发射通道230内两个相对低速的DAC模块231a和DAC模块231b，分别将数字I信号和数字Q信号转换成模拟I信号和模拟Q信号，该模拟IQ信号分别通过低通滤波器模块232a和低通滤波器模块232b后，进入AQM器件233，在射频本振模块234的控制下，AQM器件233输出信号的本振频率即所期望的射频频率，该射频信号通过功放模块260以及天线即可发送出去。上述实时校正处理的过程为：由QMC网络模块从当前的参数中减去计算出的非理想特性参数后，应用得到的更新参数补偿来自基带的IQ信号。

同时，射频信号中一小部分信号进入信号反馈通道240，即一小部分射频信号通过耦合器241进入下变频模块242中，由下变频模块242将该信号转换为中频后，传送给模数转换模块243，经模数转换处理后，该数字信号进入DSP模块250。而DSP模块250则采集来自基带modem模块210的I信号和Q信号，以及来自反馈通道240的反馈采样数字信号，并应用所采集到的信号对AQM器进行非理想特性参数计算，并将计算结果传送给QMC网络模块220，由QMC网络模块220完成参数更新，使得QMC网络参数能够跟踪AQM器件特性的变化而变化。为了使得DSP得到的采样数字信号尽可能接近发射通信射频端的信号，要求反馈通道具有良好的线性和尽可能低的噪声特性，为达到此目的，最好采用屏蔽罩将发射通道和反馈通道隔开。

上述QMC网络模块220为现场可编程门阵列(FPGA)，或专用集成芯片(ASIC)，上述下变频模块242为混频器或模拟正交解调器。

图3所示为应用本发明的补偿整个基站发信机非理想特性的流程图。

步骤301，系统上电后，DSP模块和QMC网络模块进行初始化；

步骤302，DSP模块采集基带的IQ信号和发射通道内的射频信号，将所采集的射频信号经变频以及模数转换处理后，作为反馈IQ信号，通过自身的滤波器使所采集的IQ信号和反馈IQ信号在时间上对齐；该滤波器为sinc滤波器，或FIR滤波器，或IIR滤波器，或传输函数为H(z)＝(1-α)+αz^-1形式的滤波器；

步骤303，DSP应用所采集的信号计算整个基站发信机的非理想特性参数；

步骤304，判断计算出的非理想特性参数是否位于预先设定的参数范围内，如果是，则该计算出的非理想特性参数合理，并将该计算出的非理想特性参数送入QMC网络模块后，执行步骤305，否则，该计算出的非理想特性参数不合理，重新执行步骤302，直到计算出的参数合理为止；预先设定的参数范围是根据基站系统的配置来决定的；

步骤305，QMC网络模块从自身当前的参数中减去来自DSP的非理想特性参数后，应用得到的更新参数补偿来自基带的IQ信号，将经过补偿处理的IQ信号发送出去后，再重复执行步骤302。

在自适应初始阶段，由于本振泄漏信号的存在，会影响增益不平衡和相位不平衡的计算结果。为了获得较大动态范围，在最初的自适应过程中，首先更新直流偏置的值，在直流偏置的值基本收敛后，再开始继续进行增益不平衡和相位不平衡的自适应更新。

另外，为了提高算法收敛速度，可以采用特殊的训练信号，如伪随机信号，先对整个基站发信机的非理想特性进行探测，以获得良好的初始值，在现场应用时直接由DSP向QMC网络中加载以获得的初始值，然后再逐步自适应获得最优结果。这样能够使校正效果快速达到指标要求。

在本实施例中，假设DSP内的滤波器为sinc滤波器，下面具体说明DSP采用时域搜索的方法计算基带信号和反馈信号之间的时延，从而保证所采集的IQ信号和反馈数字信号在时间上对齐的实现方法：

由于某个信号s(k)延时D之后的信号s(k-D)可以采用下式来表示：

$s(k-D)=\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\sin c(n-D)s(k-n)---\left(1\right)$

$\sin c\left(x\right)=\frac{\sin \left(\mathrm{\πx}\right)}{\mathrm{\πx}}---\left(2\right)$

上式中，k表示信号采样点的标号，n则是卷积滤波的中间变量，式(2)表明式(1)中sinc函数的具体表达式。

延时值的计算方法是：在系统设计的可能延时值范围内，对反馈信号进行延时滤波操作，以获取一组以上不同延时的反馈信号，然后分别计算每一组反馈延时信号和基带信号之间的均方误差，并从中取出最小的均方误差值，该最小值对应的一组反馈延时信号的延时值就是基带和反馈信号之间的延时值D，最后再通过DSP内的时延滤波器，获取计算所需的IQ信号和反馈IQ信号，即通过式(1)即可实现基带信号和反馈信号的时间对齐，得到计算所需的基带和反馈IQ信号。

下面具体说明DSP根据采集的信号，计算整个基站发信机的非理想特性参数的方法。

参见图4，图4所示为现有技术的AQM器件和QMC网络模块的数学模型。为了补偿整个基站发信机的非理想特性，QMC网络的数学模型与AQM器件的数学模型结构相似顺序相反。图中的下标c表示QMC网络模型内的信号，下标p表示AQM器件模型内的信号。α_c1、α_c2、φ_c、b_c1、b_c2分别表示QMC网络中I路和Q路信号的增益、相位不平衡值、I路和Q路的直流偏置的值。I_d、Q_d表示基带Modem的输出IQ复信号，I_c、Q_c表示QMC网络输出到DAC的复数IQ信号。

由于真实的AQM器件和理想器件之间的误差是微小的，因此可以采用一阶近似的方法来获得QMC网络和AQM器件系统整体的传输特性，具体如下：

$\left(\begin{array}{c}{I}_q\\ Q_q\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}1+\frac{{\mathrm{\ϵ}}_c+{\mathrm{\ϵ}}_p}{2}& \frac{\mathrm{\φ}}{2}\\ \frac{\mathrm{\φ}}{2}& 1-\frac{{\mathrm{\ϵ}}_c+{\mathrm{\ϵ}}_p}{2}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{I}_d\\ Q_d\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}{b}_{c1}\\ b_{c2}\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}{b}_{p1}\\ b_{p2}\end{array}\right)---\left(3\right)$

其中I_d、Q_d表示基带Modem的输出IQ复信号。上式中的ε_c、ε_p替代α_c1、α_c2、α_p1、α_p2表示QMC网络和AQM器件的增益不平衡，二者之间的关系是：

${\mathrm{\α}}_{p1}=1+\frac{{\mathrm{\ϵ}}_p}{2}$ ${\mathrm{\α}}_{c1}=1+\frac{{\mathrm{\ϵ}}_c}{2}$

${\mathrm{\α}}_{p2}=1-\frac{{\mathrm{\ϵ}}_p}{2},$ ${\mathrm{\α}}_{c2}=1-\frac{{\mathrm{\ϵ}}_c}{2}$

将AQM器件的非理想特性表示为q_p＝(ε_pφ_pb_p1b_p2)^T，将QMC网络的非理想特性参数表示为qc＝(ε_cφ_cb_c1b_c2)^T，则由(3)式可以很容易得到，整个系统的非理想特性q_total＝(εφb₁b₂)为：

q_total ^≈q_c+q_p。                     (4)

可见，整个基站发信机的非理想特性可以表示为QMC网络模块和AQM器件两部分非理想特性的累加。如果QMC网络模块和AQM器件的非理想特性参数互为相反数，则整个基站系统系统将表现为理想系统。

在本实施例中，利用上述原理，采用直接求解基带信号和反馈IQ信号方程的方法来计算整个基站系统系统的非理想特性的值。具体步骤如下：

首先，DSP模块获取IQ信号和反馈IQ信号。由于反馈通道信号和发射射频信号特性相同，因此，通过求解由基带IQ信号和反馈IQ信号构成的方程，获得整个基站系统系统的非理想特性，具体的过程如下所示：

根据式(3)，将其中的矢量形式展开，可以得到归一化后基带和反馈信号I、Q之间的关系如下：

I(1+ε/2)+Q(φ/2)+b₁＝i

I(φ/2)+Q(1-ε/2)+b₂＝q                        (5)

其中I、Q分别表示基带信号的I信号和Q信号，i、q则分别表示反馈I信号和Q信号，ε、φ、b₁、b₂分别是式(3)中q_total的四个分量。

其次，将式(5)转换为如下的四元一次冗余方程组，该方程组用矩阵表示如下：

$\left(\begin{array}{cccc}\·\·\·& \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·\\ I_k/2& Q_k/2& 1& 0\\ {-Q}_k/2& I_k/2& 0& 1\\ \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{\ϵ}\\ \mathrm{\φ}\\ b_1\\ b_2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}\·\·\·\\ i_k-I_k\\ q_k-Q_k\\ \·\·\·\end{array}\right)$

式中k表示采集到的第k个样点，这样的样点共有N个，I_k、Q_k、i_k、q_k分别表示第k个样点对应的基带和反馈信号的I和Q分量。所以，方程中系数矩阵的维数为2N×4，在此，将该矩阵记为A，方程右边的向量记为B。将上述矩阵A进行正交三角分解(QR分解)，得到

A＝QR

其中，R表示一个上三角矩阵，Q矩阵是一个(2N)×(2N)维正交矩阵，满足Q^TQ＝I，T表示矩阵转置，I表示单位矩阵；这样，可以得到q_total最小二乘解的计算公式是

q_total＝Q^TR^-1B                   (6)

应用式(6)即可求出整个基站发信机的非理想特性参数的值。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (13)

1、一种补偿基站发信机非理想特性的系统，至少包括基带modem模块210、QMC网络模块220和包含模拟正交调制(AQM)器的发射通道230，其特征在于，该系统进一步包括：信号反馈通道240和数字信号处理器DSP模块250，其中，

所述QMC网络模块220，接收来自基带modem模块210的I信号和Q信号，以及来自数字信号处理器DSP模块250的计算结果信号，对接收到的信号进行实时校正处理后，将处理后的IQ信号送给发射通道230；

所述信号反馈通道240，采集出自发射通道230的射频信号，并将采集到的射频信号变换为中频信号后，将该中频信号进行模数转换，然后将该反馈IQ信号传送给DSP模块250；

所述数字信号处理器DSP模块250，采集来自基带modem模块210的I信号和Q信号，以及来自反馈通道240的反馈采样数字信号，并应用所采集到的信号计算整个基站发信机的非理想特性参数，并将计算结果传送给QMC网络模块220。

2、根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述信号反馈通道240内至少包括耦合器241、下变频模块242和模数转换模块243，其中，耦合器241采集出自发射通道230的射频信号，并将采集到的射频信号传送给下变频模块242，由下变频模块242将该信号转换为中频后，传送给模数转换模块243，经模数转换处理后，该数字信号进入DSP模块250。

3、根据权利要求2所述的系统，其特征在于，所述下变频模块242为混频器或模拟正交解调器。

4、根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述QMC网络模块220为现场可编程门阵列FPGA，或专用集成芯片ASIC。

5、一种应用如权利要求1所述系统的方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

a、初始化系统；

b、DSP采集基带IQ信号和反馈IQ信号，并对所采集的信号进行时间对齐运算，然后应用所述时间对齐的信号计算整个基站发信机的非理想特性参数；

c、根据步骤b所述非理想特性参数是否在预先设定的范围内，判断该非理想特性参数是否合理，如果是，则更新QMC网络模块当前的参数，应用该更新的参数对IQ信号进行补偿处理，并将该经补偿处理后的IQ信号发送出去后，再重复执行步骤b，否则直接重复执行步骤b。

6、根据权利要求5所述的方法，其特征在于，步骤b所述对所采集的信号进行时间对齐运算的方法是：首先，DSP获取一组以上不同延时的反馈信号，并分别计算每一组反馈延时信号和基带信号之间的均方误差，将计算出的均方误差最小值所对应的一组反馈延时信号的延时值作为基带和反馈信号之间的延时值D，然后再通过DSP内的时延滤波器获取计算所需的IQ信号和反馈IQ信号。

7、根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述DSP内的时延滤波器为sinc滤波器，或FIR滤波器，或IIR滤波器，或传输函数为H(z)＝(1-α)+αz^-1形式的滤波器。

8、根据权利要求5所述的方法，其特征在于，步骤b所述整个基站发信机的非理想特性参数的方法是：DSP应用采集到的IQ信号和反馈IQ信号，利用QMC网络和AQM器件系统整体的传输特性，应用正交三角分解的方法计算整个基站发信机的非理想特性参数。

9、根据权利要求5所述的方法，其特征在于，步骤c所述预先设定的范围是根据系统配置设置的。

10、根据权利要求5所述的方法，其特征在于，步骤c所述所述更新QMC网络模块当前参数的方法为：QMC网络模块应用当前自身的参数减去步骤b所述的整个基站发信机的非理想特性参数。

11、根据权利要求5所述的方法，其特征在于，当初始阶段出现直流偏置、增益不平衡和相位不平衡时，该方法进一步包括：首先更新直流偏置的值，在直流偏置的值基本收敛后，再更新增益不平衡和相位不平衡的值。

12、根据权利要求5所述的方法，其特征在于，该方法进一步包括：采用训练信号对整个基站发信机的非理想特性进行探测，并获得初始值，当系统初始化时，直接由DSP向QMC网络中加载已获得的初始值，然后再执行后续步骤。

13、根据权利要求12所述的方法，其特征在于，所述训练信号为伪随机信号。

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