KR20020018101A - 필터 장치 - Google Patents

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KR20020018101A
KR20020018101A KR1020010052437A KR20010052437A KR20020018101A KR 20020018101 A KR20020018101 A KR 20020018101A KR 1020010052437 A KR1020010052437 A KR 1020010052437A KR 20010052437 A KR20010052437 A KR 20010052437A KR 20020018101 A KR20020018101 A KR 20020018101A
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쯔다신이찌로
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이데이 노부유끼
소니 가부시끼 가이샤
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
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    • H03H11/04—Frequency selective two-port networks
    • H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
    • H03H11/1291—Current or voltage controlled filters

Abstract

주 저역 통과 필터(11)와 유사한 특성의 종속 저역 통과 필터(21)가 제공된다. 신호 발생 회로(22)에서 종속 저역 통과 필터(21)로 차단 주파수에 상당하는 주파수의 신호가 제공된다. 위상차 검출 회로(23)는 차단 주파수의 신호가 종속 저역 통과 필터(21)에 제공되었을 때에 생기는 위상 시프트량을 검출한다. 오차 검출 회로(24)는 차단 주파수의 신호가 공급되었을 때에 종속 저역 통과 필터(21)에 생기는 위상 시프트량에 상당하는 값과, 위상 특성 상, 차단 주파수일 때에 종속 저역 통과 필터(21)에 발생되는 위상 시프트량에 상당하는 기준값을 비교한다. 이 비교 출력은 제어 신호로서 사용되고, 종속 저역 통과 필터(21) 및 주 저역 통과 필터(11)를 원하는 차단 주파수가 되도록 제어한다. 위상차 검출 회로(23) 및 기준값 발생 회로(25)로서 유사한 구성의 승산기를 이용함으로써, 온도 특성의 영향이나 프로세스 상의 변동을 삭제할 수 있다.

Description

필터 장치{FILTER APPARATUS}
본 발명은, 예를 들면, 다이렉트 변환 시스템의 수신 장치의 저역 통과 필터로서 이용하기에 적합한 필터 장치에 관한 것이다.
지금까지, 휴대 전화와 같은 무선 통신 장치의 수신 회로는 수신된 무선 주파수(RF) 신호를 중간 주파수(IF) 신호로 다운컨버트하고, 그 후에 기저 대역 신호를 복조하는 수퍼 헤테로다인 시스템의 구성을 갖는 것이 일반적이다. 도 1은 이러한 슈퍼 헤테로다인 시스템의 수신 회로의 일례를 도시한다.
도 1에 있어서, 안테나(101)로 수신한 RF 신호는 LNA(Low Noise Amplifier; 102)에 의해 증폭되고, 그 후에 승산기(104)에 공급된다. 승산기(104)에는, PLL(Phase Locked Loop) 신시사이저(1O3)로부터 국부 발진 신호가 공급된다. RF 신호와 PLL 신시사이저(103)로부터의 국부 발진 신호가 승산기(104)에 의해 승산되고, 수신 RF 신호가 IF 신호로 다운컨버트된다.
승산기(104)의 출력이 대역 통과 필터(BPF; 105)에 공급된다. 대역 통과 필터(105)로는, 예를 들면, SAW(Surface Acoustic Wave) 필터가 이용된다. 대역 통과 필터(105)의 출력이 승산기(107A, 107B)에 공급된다.
승산기(107A)에는, 국부 발진기(108)의 출력이 공급된다. 승산기(107B)에는, 국부 발진기(108)의 출력이 위상 시프터(109)를 통해 90°위상 시프트되어 공급된다.
IF 신호와 국부 발진기(108)의 출력이 승산기(107A)에 의해 승산된다. IF 신호와, 시프터(109)에 의해 90°시프트된 발진기(108)의 출력은 승산기(107B)에 의해 승산된다. I 신호는 승산기(107A)에 의해 복조된다. Q 신호는 승산기(107B)에 의해 복조된다. 승산기(107A, 107B)의 출력은 직교 복조 회로에 공급된다.
상술한 바와 같이, 지금까지, 무선 통신 장치의 수신 회로는 수신된 RF 신호를 IF 신호로 다운컨버트한 후에, 기저 대역 신호를 복조하는 수퍼 헤테로다인 시스템이 이용되고 있다.
그런데, 수퍼 헤테로다인 시스템에 따르면, RF 신호를 IF 신호로 다운컨버트할 때, 이미지 주파수가 발생하기 때문에, IF 회로에 대역 통과 필터를 설치할 필요가 있다. 이러한 대역 통과 필터로서는, SAW 필터가 이용된다. 이 때문에, 집적 회로를 형성하는 것이 어렵고, 소형화에 장해가 된다.
따라서, 이러한 휴대 무선 장치의 수신 회로로서, 다이렉트 변환 시스템을 사용함으로써 회로 스케일을 감소시키는 방법이 생각 되고 있다. 다이렉트 변환 시스템에 따르면, 이미지 주파수가 발생되지 않기 때문에, 이미지 주파수 제거용 대역 통과 필터를 생략하는 것이 가능하다.
다이렉트 변환 시스템을 사용하는 경우에는, 승산기에 의해 I 신호 및 Q 신호를 직교 복조한 후에, 저역 통과 필터가 삽입된다. 이 저역 통과 필터에서는 기저 대역 신호가 직접 복조되기 때문에 취급되는 주파수가 낮고, SAW 필터를 사용하기 어렵다.
따라서, 이러한 저역 통과 필터로서는, 반도체 소자, 저항기, 및 캐패시터로 구성되는 액티브 필터를 이용하는 것이 일반적이다.
그러나, 액티브 필터는 전원 전압의 변동이나, 트랜지스터, 저항기, 캐패시터의 프로세스 및 온도 특성 상의 변동에 의해, 특성이 변한다는 문제가 있다. 특히, 안정된 감쇠 특성을 실현하기 위해서는 차단 특성을 일정하게 하는 것이 요구된다.
따라서, 본 발명의 목적은, 전원 전압의 변동이나, 프로세스 및 온도 특성 상의 변동에 관계 없이, 그 특성을 일정게 할 수 있는 필터 장치 및 필터 제어 방법과, 이러한 필터 장치를 이용한 수신 장치를 제공하는 것에 있다.
본 발명의 바람직한 양태에 따르면, 입력 단자와 출력 단자를 구비하며 그 특성이 외부 제어 신호에 의해 설정될 수 있는 주 필터; 주 필터와 대체로 동일한 구조를 갖는 종속 필터; 주 필터 및 종속 필터의 차단 주파수에 상당하는 주파수의 신호를 발생하여, 그것을 종속 필터에 제공하는 신호 발생기; 신호 발생기로부터 발생되는 신호와 종속 필터의 출력 신호 간의 위상차를 검출하여 위상차 신호를 출력하는 위상차 검출기; 위상차 검출기에 의해 검출된 위상차의 이상치(idealvalue)에 상당하는 기준 신호를 발생하는 기준 신호 발생기; 및 위상차 신호와 기준 신호 간의 오차를 검출하여, 외부 제어 신호로서 오차 신호를 주 필터 및 종속 필터에 제공하는 오차 검출기를 포함하는 필터 장치가 제공된다.
차단 주파수일 때 종속 저역 통과 필터에서 생기는 위상 시프트량이 검출된다. 차단 주파수일 때 종속 저역 통과 필터에서 생기는 위상 시프트량의 검출치는 위상 특성으로부터 도출되는 차단 주파수일 때의 기준치와 비교된다. 상기 비교의 출력에 기초하여, 종속 저역 통과 필터의 차단 주파수를 제어함으로써, 종속 저역 통과 필터의 차단 주파수는 원하는 주파수로 제어되고, 주(main) 저역 통과 필터의 차단 주파수는 원하는 주파수로 제어될 수 있다.
차단 주파수일 때에 종속 저역 통과 필터로 생기는 위상 시프트량의 검출값과, 위상 특성으로부터 얻어지는 차단 주파수일 때의 기준값 간의 비교 출력이 승산기에 의해 얻어진다. 이러한 승산기와 유사한 특성을 갖는 승산기에 의해 기준값이 발생된다. 따라서, 회로 상이나 온도 특성 등의 오차나 변동이 삭제될 수 있다.
본 발명의 상기 및 다른 목적은 첨부된 도면을 참고하여, 후술하는 상세한 설명과 첨부된 청구항으로부터 명백해 질 것이다.
도 1은 종래 무선 통신 장치의 수신 회로의 일례에 대한 블록도.
도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 장치의 수신 회로의 일례에 대한 블록도.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 대한 블록도.
도 4는 액티브 필터의 일례에 대한 접속 도면.
도 5a 및 도 5b는 액티브 필터의 특성 설명을 위한 그래프.
도 6은 차단 주파수의 제어를 행하지 않은 경우의 필터 특성을 나타내는 그래프.
도 7은 기준 전압을 사용하여 차단 주파수의 제어를 행한 경우의 필터 특성을 나타내는 그래프.
도 8은 본 발명의 다른 실시예의 블록도.
도 9는 승산기의 구성을 나타내는 접속 도면.
도 10은 온도 보상을 행하여 차단 주파수의 제어를 행한 경우의 필터 특성을 나타내는 그래프.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
11 : 주 저역 통과 필터
21 : 종속 저역 통과 필터
22 : 신호 발생 회로
23 : 위상차 검출 회로
24 : 오차 검출 회로
25 : 기준값 발생 회로
이하, 본 발명의 실시예에 대하여 도면을 참조하여 설명한다. 도 2는, 본 발명이 적용될 수 있는 싱글 변환 시스템의 휴대 무선 장치의 수신 회로의 일례를 나타내는 것이다.
도 2에 있어서, 안테나(1)로부터의 RF 신호는 LNA(2)에 의해 증폭된 후, 승산기(3A,3B)에 공급된다. 승산기(3A)에는, PLL 합성기(synthesizer; 4)로부터의 국부 발진 신호가 공급된다. 승산기(3B)에는, PLL 합성기(4)로부터의 국부 발진 신호가 위상 시프터(5)를 통해 90°위상 시프트되어 공급된다. PLL 합성기(4)는 수신 RF 신호의 주파수와 같은 국부 발진 신호를 출력한다.
RF 신호와, RF 신호와 주파수는 동일하고 그 위상은 상호 90°다른 국부 발진 신호가 승산기(3A, 3B)에서 승산된다. 따라서, 승산기(3A, 3B)에서, I 신호와 Q 신호가 복조된다.
승산기(3A, 3B)의 출력은 저역 통과 필터(6A, 6B)를 각각 통해 직교 복조 회로(7)에 공급된다. 직교 복조 회로(7)에 의해, 승산기(3A, 3B)에서 출력되는 I 신호 및 Q 신호로부터, 기저 대역 신호가 복조된다.
상술한 바와 같은 다이렉트 변환 시스템의 수신 회로에 따르면, IF 회로가 불필요하기 때문에, 집적 회로화가 용이하고, 회로 규모가 감소될 수 있다. 본 발명은 이러한 다이렉트 변환 시스템의 수신 회로에서의 저역 통과 필터(6A, 6B)로서 사용하기에 적합하다.
도 3은, 본 발명이 적용된 필터 회로의 구성을 나타내는 것이다. 이 필터 회로에 따르면, 주 저역 통과 필터(주 LPF; 11)와, 주 저역 통과 필터(11)와 동일한 구조를 갖는 종속 저역 통과 필터(21)가 준비된다.
예를 들면, 종속 LPF(21)로서 2차 액티브 필터가 이용된다. 주 저역 통과 필터(11) 및 종속 저역 통과 필터(21)의 차단 주파수는 외부로부터의 제어 신호에의해 설정될 수 있다.
주 저역 통과 필터(11)는 실제로 신호 처리를 행하는 필터이다. 주 저역 통과 필터(11)에는, 입력 단자(12)로부터 입력 신호가 주어진다. 예를 들면, 도 2에 도시된 바와 같은 다이렉트 변환 시스템의 수신 회로의 저역 통과 필터(6A, 6B)로서 주 저역 통과 필터가 사용된 경우에는, 입력 단자(12)에 승산기(3A, 3B)의 출력이 공급된다. 입력 단자(12)로부터의 신호에서 고 주파수 성분은 주 저역 통과 필터(11)에 의해 컷(cut)된다. 주 저역 통과 필터(11)의 출력은 출력 단자(13)로부터 출력된다.
종속 저역 통과 필터(21)는 주 저역 통과 필터(11)와 동일한 방식으로 구성된다. 종속 저역 통과 필터(21)에는, 차단 주파수에 상당하는 주파수의 신호가 신호 발생 회로(22)로부터 공급된다.
종속 저역 통과 필터(21)의 출력이 위상차 검출 회로(23)에 공급된다. 또한, 위상차 검출 회로(23)에는 신호 발생 회로(22)의 출력이 공급된다. 위상차 검출 회로(23)는 신호 발생 회로(22)의 출력과 종속 저역 통과 필터(21)를 통해 얻어진 신호 발생 회로(22)의 출력 간의 위상차를 검출한다.
위상차 검출 회로(23)의 출력이 오차 검출 회로(24)에 공급된다. 오차 검출 회로(24)에는 기준값 발생 회로(25)로부터 기준값이 공급된다. 이 기준값은 위상 특성 상, 종속 저역 통과 필터(21)에 차단 주파수의 신호가 공급되었을 때 발생하는 위상 시프트량에 기초한 값으로 설정된다. 기준값에 대한, 신호 발생 회로(22)의 출력과 종속 저역 통과 필터(21)를 통해 얻어진 신호 발생 회로(22)의 출력 간의 위상차의 오차값이 오차 검출 회로(24)에 의해 얻어진다.
오차 검출 회로(24)의 네거티브 피드백 출력이 제어 신호로서, 종속 저역 통과 필터(21) 및 주 저역 통과 필터(11)에 공급된다. 종속 저역 통과 필터(21)의 차단 주파수는 오차 검출 회로(24)로부터의 제어 신호에 기초하여 제어된다. 또한, 주 저역 통과 필터(11)의 차단 주파수 역시, 오차 검출 회로(24)로부터의 제어 신호에 기초하여 제어된다.
상술한 바와 같이, 본 발명이 적용된 필터 회로에서는, 신호 발생 회로(22)로부터 종속 저역 통과 필터(21)에 차단 주파수에 상당하는 주파수의 신호가 공급된다. 차단 주파수의 신호가 종속 저역 통과 필터(21)에 공급되었을 때 발생하는 위상 시프트량이 위상차 검출 회로(23)에 의해 검출된다. 오차 검출 회로(24)에 있어서, 차단 주파수의 신호가 공급되었을 때 종속 저역 통과 필터(21)에서 발생하는 위상 시프트량에 상당하는 값과, 위상 특성 상, 차단 주파수일 때에 종속 저역 통과 필터(21)에서 발생되어야 하는 위상 시프트량에 상당하는 기준값이 비교된다. 이러한 비교 출력의 네거티브 피드백 요소가 제어 신호로서 종속 저역 통과 필터(21)에 공급되어, 종속 저역 통과 필터(21)의 차단 주파수가 제어된다.
이러한 루프에 의해, 종속 저역 통과 필터(21)의 위상 시프트량은, 차단 주파수일 때 필터의 위상 특성에 의해 결정되는 원하는 위상 시프트량이 되도록 제어된다. 따라서, 종속 저역 통과 필터(21)의 차단 주파수는 원하는 주파수가 되도록 제어된다. 주 저역 통과 필터(11)와 종속 저역 통과 필터(21)는 동일하게 구성되고, 주 저역 통과 필터(11)에 동일한 제어 신호가 주어지기 때문에, 주 저역 통과필터(11)의 차단 주파수 역시 원하는 차단 주파수가 되도록 제어된다.
즉, 신호 발생 회로(22)로부터 원하는 차단 주파수에 상당하는 주파수의 신호가 발생되고, 신호 발생 회로(22)의 출력이 종속 저역 통과 필터(21)에 공급된다.
종속 저역 통과 필터(21)는 위상 특성을 갖기 때문에, 신호가 종속 저역 통과 필터(21)를 통해 통과하면, 입력 신호와 출력 신호 사이에 위상 특성에 따른 위상차가 생긴다. 위상차 검출 회로(23)에는, 신호 발생 회로(22)로부터의 신호와, 종속 저역 통과 필터(21)를 통과함으로써 위상이 시프트된 신호 발생 회로(11)로부터 신호가 공급된다. 따라서, 차단 주파수에 상당하는 주파수의 신호가 종속 저역 통과 필터(21)에 공급될 때의 위상 시프트량에 상당하는 검출값이 위상차 검출 회로(23)에 의해 검출된다.
이 차단 주파수에 상당하는 주파수의 신호가 종속 저역 통과 필터(21)에 공급될 때의 위상 시프트량에 상당하는 검출값과, 필터의 위상 특성 상, 차단 주파수에 상당하는 주파수의 신호가 종속 저역 통과 필터(21)에 공급될 때의 위상 시프트량에 상당하는 값이 비교된다. 이 비교 출력에 기초하여, 종속 저역 통과 필터(21)의 차단 주파수가 제어된다. 따라서, 차단 주파수에 상당하는 신호가 종속 저역 통과 필터(21)에 공급되었을 때의 위상 시프트량이, 필터의 위상 특성에 의해 결정되는 차단 주파수에 상당하는 주파수의 신호가 공급되었을 때의 위상 시프트량이 되도록 제어된다. 종속 저역 통과 필터(21)의 차단 주파수는 원하는 주파수가 되도록 제어된다. 주 저역 통과 필터(11)의 차단 주파수는 원하는 주파수가 되도록 제어된다.
예를 들면, 주 저역 통과 필터(11) 및 종속 저역 통과 필터(21)로서, 도 4에 도시한 바와 같은 액티브 필터를 사용하였다고 가정한다.
도 4에 있어서, 저항(R1)은 입력 단자(IN1)와 연산 증폭기(OP1)의 반전 입력단 사이에서 사용된다. 연산 증폭기(OP1)의 비반전 입력단이 접지된다. 연산 증폭기(OP1)의 반전 입력단과 그 출력단 사이에, 저항(R2) 및 캐패시터(C1)가 접속된다. 연산 증폭기(OP1)의 출력단과 연산 증폭기(OP2)의 반전 입력단 사이에, 저항(R3)이 접속된다. 연산 증폭기(OP2)의 반전 입력단과 그 출력단 사이에, 저항(R4) 및 캐패시터(C2)가 접속된다. 연산 증폭기(OP2)의 출력단은 출력 단자(OUT1)에 접속되고, 인버터(IV1) 및 저항(R5)을 통해 연산 증폭기(OP1)의 반전 입력단에 접속된다.
도 4에 나타내는 구성에 의해, 2차의 액티브 저역 통과 필터가 실현될 수 있다. 이 액티브 저역 통과 필터의 차단 주파수는 저항(R1∼R5)의 값에 의해 결정된다. 저항(R1∼R5)의 값은 외부로부터의 제어 전압에 의해 가변된다.
도 5a 및 도 5b는 이러한 2차의 액티브 저역 통과 필터의 특성을 나타낸다. 도 5a는 그 진폭 특성을 나타내고, 도 5b는 위상 특성을 나타낸다. 도 5a에 도시한 바와 같이, 2차의 액티브 저역 통과 필터에서는, 주파수 ωc가 차단 주파수가 되고, 주파수ωc보다 낮은 주파수가 통과 대역이 되며, 주파수ωc보다 높은 주파수가 차단 대역이 된다. 도 5b에 도시한 바와 같이, 2차의 액티브 저역 통과 필터의 경우에, 차단 주파수ωc보다 낮은 주파수에서는 위상이 0°가 되고, 차단 주파수ωc에서 90°의 위상 지연이 발생하고, 차단 주파수ωc보다 높은 주파수에서는 180°의 위상 지연이 발생한다.
도 4에 도시된 바와 같은 2차의 액티브 저역 통과 필터가 도 3에 도시된 주 저역 통과 필터(11) 및 종속 저역 통과 필터(21)로서 이용되는 경우에는, 도 5b에 도시한 바와 같이, 차단 주파수에서 위상이 -90°가 된다. 상술한 바와 같이, 위상차가 90° 또는 -90°일 때, 위상차 검출 회로(23)로서, 승산기가 이용될 수 있다.
즉, 도 3에 있어서, 신호 발생 회로(22)로부터의 신호를 Acos(θ)로 설정하고, 종속 저역 통과 필터(21)를 통과하는 것으로 인해 90°의 위상 지연이 발생하였다고 가정하면, 종속 저역 통과 필터(21)를 통해 얻은 신호 발생 회로(22)의 출력은 -Bsin(θ)가 된다. 따라서, 위상차 검출 회로(23)로서 승산기를 이용한 경우, 종속 저역 통과 필터(21)에 의한 90도의 위상 지연이 발생하면, 승산기의 구성을 갖는 위상차 검출 회로(23)의 출력은 다음 수학식에 의해 표현된다.
종속 저역 통과 필터(21)의 차단 주파수가 원하는 차단 주파수보다 높은 주파수에서 벗어나 있다면, 종속 저역 통과 필터(21)의 입력 신호와 출력 신호 간의 위상차는 (90°-φ)이다. 종속 저역 통과 필터(21)의 차단 주파수가 원하는 차단주파수보다 낮은 주파수에서 벗어나 있다면, 종속 저역 통과 필터(21)의 입력 신호와 출력 신호간의 위상차는 (90°+φ)이다. 따라서, 위상차 검출 회로(23)로서 승산기를 이용한 경우, 종속 저역 통과 필터(21)의 차단 주파수가 원하는 차단 주파수보다 높은 주파수 또는 낮은 주파수에서 벗어나 있으면, 승산기의 구성을 갖는 위상차 검출 회로(23)의 출력은 다음 수학식 2에 의해 얻어진다.
수학식 2로부터,와 같은 2배의 주파수 성분을 갖은 신호와,의 DC 성분의 신호가 출력된다. 따라서, 이 DC 성분이 "O"이 되도록, 종속 저역 통과 필터(21)를 제어함으로써, 종속 저역 통과 필터(21)의 위상 특성이 -90°가 되고, 종속 저역 통과 필터(21)의 차단 주파수를 원하는 주파수에 로크해 둘 수 있다.
따라서, 종속 저역 통과 필터(21)로서 2차의 액티브 필터를 이용하고, 위상차 검출 회로(23)로서 승산기를 사용한 경우에는, 기준값 발생 회로(25)로부터 발생되는 기준값은 "O"이다.
오차 검출 회로(24)는 위상차 검출 회로(23)의 출력과 기준값 발생 회로(25)의 출력을 비교하고, 이 비교 출력에 기초하여, 제어 신호를 발생한다. 이 오차 검출 회로(24)로서는, 차동 증폭기를 이용할 수 있다.
종속 저역 통과 필터(21)의 입력 신호와 출력 신호 간의 위상차를 -90°로 설정하기 위한 저항치의 제어 전압을 VCtr로 가정하고, 이 저항치의 제어 전압의 변화에 대한 입력 신호와 출력 신호 간의 위상차 -90°로부터의 차의 변화를 Δφ로 가정하고, 승산기에 입력되는 2 신호들 간의 위상차 -90°의 위상차로부터의 차의 변화량 Δφ에 대한 DC 성분의 변화량은 ΔVφ(Δφ-DC_ref)로 가정하고, 차동 증폭 회로의 이득을 G로 가정한다. 이러한 경우에, 종속 저역 통과 필터(21) 내의 저항치를 제어하는 전압의 수속 전압(convergent voltage)은 이하와 같이 제어된다.
여기서, n을 가능한한 크게 무한대로 설정함으로써, VCtr에을 수속하는 조건은 이하와 같다.
즉,
수학식 5를 만족하도록 하기 위해, 신호의 진폭, 이득을 설정함으로써, 원하는 제어 전압으로 제어하는 것이 가능해진다.
상술한 바와 같이, 위상차 검출 회로(23)에 의해, 차단 주파수일 때에 종속 저역 통과 필터(21)에서 생기는 위상 시프트량을 검출한다. 오차 검출 회로(24)에 의해, 차단 주파수일 때에 종속 저역 통과 필터(21)에서 생기는 위상 시프트량의 검출값과, 위상 특성으로부터 얻어지는 차단 주파수일 때의 기준값을 비교한다. 이 비교 출력에 의해, 종속 저역 통과 필터(21)의 차단 주파수를 제어함으로써, 종속 저역 통과 필터(21)의 차단 주파수가 원하는 주파수로 제어되고, 주 저역 통과 필터(11)의 차단 주파수가 원하는 주파수로 제어된다.
도 6은, 차단 주파수의 제어를 행하지 않는 경우에, 필터 특성의 시뮬레이션을 도시한다. 도 6에 있어서, 횡축이 주파수, 종축이 게인을 나타낸다. 여기서는, 필터로서 7차 액티브 저역 통과 필터가 이용되고 있다.
다음 조건들은 저역 통과 필터를 위해 요구되는 것이다: 즉, 통과 대역이 평탄하고, 안정된 감쇠 대역의 감쇠 특성을 실현하는 것이다. 온도의 변화에 대한 3 ㎒에서의 감쇠량을 확인해 보면, 도 6으로부터 알 수 있는 바와 같이, 이상 상태인 25°에서는 30dB의 감쇠 특성이 얻어진다. 그러나, -30°에서는 20dB의 감쇠 특성이 얻어진다. 약 10dB의 감쇠 특성의 변화가 있을 수 있다. 도 6에서, 온도는(temp=)으로서 도시된다. 상술한 바와 같이, 온도 환경의 변화 등에 의해, 감쇠 특성이 열화된다. 다이렉트 변환 시스템의 무선 장치에서, 온도 환경으로 인한 특성의 열화는 수신 감도의 저하, 선택도의 저하, 의사 특성의 변동을 야기한다.
도 7은 기준값 발생 회로(25)의 기준값을 일정하게 설정할 때, 도 3에 도시된 제어 루프에 의해, 차단 주파수가 일정하도록 제어되는 경우의 필터의 주파수 특성을 도시한다.
상술한 바와 같이, 차단 주파수의 제어 루프를 설치함으로써, 이상적으로, 온도 특성에 관계 없이, 원하는 주파수 특성이 되도록 제어할 수 있다. 그러나, 도 7에 도시한 바와 같이, 이상 상태인 25°일 때와 -30°일 때와의 변동은 작지만, 온도가 80°일 때에는 도 3에 나타낸 제어 루프에 의해 차단 주파수가 일정해 지도록 제어하면, 오히려 특성이 악화된다. 이것은, 온도 특성의 영향을 받아, 제어 루프의 조건에 만족되지 않기 때문에, 주파수 특성이 제어 불능이 된 것으로 생각된다. 특히, 온도 변화의 영향을 받고 있는 것은, 위상차 검출 회로(23)로서 이용되고 있는 승산기인 것으로 생각된다. 따라서, 상술한 바와 같은 이러한 온도 특성의 영향을 제거할 필요가 있다.
도 8은, 본 발명의 다른 실시예를 도시한다. 이 실시예에서, 위상차 검출 회로(23)로서 승산기(23A)가 이용된다.
도 3 및 도 8에 도시된 실시예 간의 차이점이 존재한다. 즉, 이 실시예에서는, 기준값을 발생하는 기준값 발생 회로(25)로서, 승산기(25A)가 이용된다. 다른 구성에 대해서는, 전술의 실시예와 동일하다.
즉, 위상차 검출 회로(23)로서 승산기(23A)가 이용되었다면, 승산기의 온도 특성의 영향을 받아, 위상차 검출 회로(23)의 출력이 변화한다. 따라서, 기준값 발생 회로(25)로서, 위상차 검출 회로(23)로 사용되는 승산기(23A)와 유사한 승산기(25A)가 준비된다.
예를 들면, 도 9에 도시한 바와 같은 이중 평형 회로가 승산기로서 이용된다. 도 9에 있어서, 트랜지스터(Q11, Q12)의 에미터가 공통 접속되고, 이 접속점이 전류원(I11)를 통해 접지된다. 트랜지스터(Q15, Q16)의 에미터가 공통 접속되고, 이 접속점이 트랜지스터(Ql1)의 콜렉터에 접속된다. 트랜지스터(Q17, Q18)의 에미터가 공통 접속되고, 이 접속점이 트랜지스터(Q12)의 콜렉터에 접속된다. 트랜지스터(Q15)의 콜렉터와 트랜지스터(Q17)의 콜렉터가 접속되고, 이 접속점이 저항(R11)을 통해 전원 단자에 접속된다. 트랜지스터(Q16)의 콜렉터와 트랜지스터 (Q18)의 콜렉터가 접속되고, 이 접속점이 저항(R12)를 통해 전원 단자에 접속된다.
트랜지스터(Q15)의 베이스와 트랜지스터(Q18)의 베이스가 공통 접속되고, 이 접속점이 입력 단자(IN11)에 접속된다. 트랜지스터(Q16)의 베이스와 트랜지스터 (Q17)의 베이스가 공통 접속되고, 이 접속점이 입력 단자(IN12)에 접속된다.
트랜지스터(Q11)의 베이스에 입력 단자(IN13)가 접속된다. 트랜지스터(Q12)의 베이스에 입력 단자(IN14)가 접속된다.
트랜지스터(Q15)와 트랜지스터(Q17)의 콜렉터의 접속점에, 출력 단자 (OUT11)가 접속된다. 트랜지스터(Q16)와 트랜지스터(Q18)의 콜렉터의 접속점에, 출력 단자(OUT12)가 접속된다.
이러한 구성에 따르면, 입력 단자(IN11, IN12)에 입력 신호가 차동으로 공급되고, 입력 단자(IN13, IN14)에 다른 쪽의 입력 신호가 차동으로 공급되면, 출력 단자(OUT1, OUT2)로부터 그 두 개의 신호의 승산 출력이 얻어진다.
기준값 발생 회로(25)로서 이용되는 승산기(25A)에서는, 도 9에 있어서의 출력 단자(OUT11, OUT12)로부터, 출력이 생기지 않도록 해 둔다. 예를 들면, 입력 단자(IN11, IN12) 및 입력 단자(IN13, IN14)에 어떠한 신호도 입력되지 않는다. 위상차 검출 회로(23)로서 이용되는 승산기(23A)와, 기준값 발생 회로(25)로서 이용되는 승산기(25A)를 레이아웃 상, 온도의 변화나 프로세스 상, 매칭되는 위치에 배치한다.
위상차 검출 회로(23)와, 기준값 발생 회로(25)를 유사한 승산기(23A) 및 승산기(25A)에 의해 구성함으로써, 프로세스 상의 변동이나, 온도 특성의 영향이 삭제되어, 정밀도를 향상시킬 수 있다.
도 10은, 도 8에 도시한 바와 같이, 기준값 발생 회로(25)로서 승산기를 이용하는 경우의 필터의 특성을 도시한다. 도 10에 도시된 특성으로부터 분명한 바와 같이, 기준값 발생 회로(25)로서 승산기(25A)를 이용하여 온도 특성에 의한 영향을 삭제함으로써, 주파수 특성을 항상 일정하게 설정할 수 있다.
이상 설명한 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따르면, 위상차 검출 회로(23)에 의해, 차단 주파수일 때에 종속 저역 통과 필터(21)에서 생기는 위상량을 검출한다. 오차 검출 회로(24)에 의해, 차단 주파수일 때에 종속 저역 통과 필터(21)에 생기는 위상량과, 위상 특성으로부터 얻어지는 차단 주파수일 때의 기준값을 비교한다. 이 비교 출력에 의해, 종속 저역 통과 필터(21)의 차단 주파수를 제어한다. 따라서, 종속 저역 통과 필터(21)의 차단 주파수를 원하는 주파수로 제어하고, 주 저역 통과 필터(11)의 차단 주파수를 원하는 주파수로 제어할 수 있다. 또한, 위상차 검출 회로(23)와 기준값 발생 회로(25)를 유사한 승산기(23A) 및 승산기(25A)에 의해 구성하면, 프로세스 상의 변동이나, 온도 특성의 영향이 삭제되어, 정밀도를 향상시킬 수 있다.
상술한 예에 있어서, 주 저역 통과 필터(11) 및 종속 저역 통과 필터(21)로서, 2차의 액티브 저역 통과 필터를 이용하였지만, 다른 구성의 필터, 예를 들면, 7차 액티브 필터를 이용할 수도 있다.
또한, 본 발명은 저역 통과 필터에 한하지 않고, 고역 통과 필터나 다른 필터를 구성하는 경우에도 마찬가지로 적용할 수 있다. 물론, 필터의 구성이 변하면 위상 특성이 변하기 때문에, 위상 특성에 따라 위상차 검출 회로의 구성이나, 오차 검출 회로의 구성을 설정할 필요가 있다.
본 발명에 따르면, 차단 주파수일 때에 종속 저역 통과 필터에 생기는 위상 시프트량을 검출하여, 차단 주파수일 때에 종속 저역 통과 필터에 생기는 위상 시프트량의 검출값과, 위상 특성으로부터 얻어지는 차단 주파수일 때의 기준값을 비교하고, 이 비교 출력에 의해, 종속 저역 통과 필터의 차단 주파수를 제어함으로써, 종속 저역 통과 필터의 차단 주파수가 원하는 주파수로 제어됨과 함께, 주 저역 통과 필터의 차단 주파수가 원하는 주파수로 제어할 수 있다.
그리고, 본 발명에서는 차단 주파수일 때에 종속 저역 통과 필터에 생기는 위상 시프트량의 검출값과, 위상 특성으로부터 얻어지는 차단 주파수일 때의 기준 치와의 비교를 승산기로 수행하고, 이 승산기와 유사한 특성의 승산기에 의해, 기준값을 발생시키도록 하고 있다. 이에 따라, 회로 상이나 온도 특성 등의 오차나 변동이 삭제될 수 있다.

Claims (7)

  1. 필터 장치에 있어서,
    입력 단자와 출력 단자를 구비하고, 외부 제어 신호에 의해 특성이 설정될 수 있는 주 필터;
    상기 주 필터와 실질적으로 동일한 구조를 갖는 종속 필터;
    상기 주 필터 및 상기 종속 필터의 각 차단 주파수와 동일한 주파수의 신호를 발생하고, 상기 신호를 상기 종속 필터에 제공하는 신호 발생기;
    상기 신호 발생기로부터 발생된 상기 신호와 상기 종속 필터의 출력 신호 간의 위상차를 검출하고, 위상차 신호를 출력하는 위상차 검출기;
    상기 위상차 검출기에 의해 검출된 상기 위상차의 이상값(ideal value)에 상당하는 기준 신호를 발생하는 기준 신호 발생기; 및
    상기 위상차 신호와 상기 외부 제어 신호 간의 오차를 검출하고, 상기 외부 제어 신호로서 상기 오차 신호를 상기 주 필터 및 상기 종속 필터에 공급하는 오차 검출기
    를 포함하는 필터 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 신호 발생기에 의해 발생된 상기 신호와, 상기 종속 필터의 상기 출력 신호 간의 이상적인 위상차는 90° 또는 -90°인 필터 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 종속 필터는 2차 액티브 필터인 필터 장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 주 필터 및 상기 종속 필터는 액티브 필터인 필터 장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 위상차 검출기는 승산기인 필터 장치.
  6. 제5항에 있어서, 상기 위상차 검출기를 구성하는 상기 승산기의 변동을 보상하는 보상 수단을 더 포함하는 필터 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 보상 수단은 상기 위상차 검출기를 구성하는 상기 승산기와 유사한 승산기이고,
    상기 보상 수단을 구성하는 상기 승산기에 의해 소정 값이 발생되고,
    상기 위상차 검출기를 구성하는 상기 승산기의 출력에서, 상기 보상 수단을 구성하는 상기 승산기로부터 출력되는 소정 값을 감산하고, 상기 감산 출력에 의해 상기 종속 필터를 제어함으로써, 상기 승산기에 의해 구성된 상기 위상차 검출기의 특성의 변동을 보상하는 필터 장치.
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