JPH0541622A - ラジオ受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 トラッキングエラーを補正する。 【構成】 スーパーヘテロダイン方式の受信機におい
て、アンテナ同調回路１に第１の補正用コンデンサＣ11
を接続する。局部発振回路１３の共振回路２に第２の補
正用コンデンサＣ21を接続する。第１及び第２の補正用
コンデンサＣ11、Ｃ21により、トラッキングレスバリコ
ンVC1 、VC2 の容量の変化特性を、トラッキングエラー
がなくなる方向に補正する。アンテナ同調回路１が接続
される次段の回路１１に、負帰還回路１１５を設け、こ
の負帰還回路１１５により、次段の回路１１に、その入
力インピーダンスＺinが小さくなるように負帰還をかけ
る。この負帰還による入力インピーダンスＺinの低下に
より、アンテナ同調回路１をＱダンプしてトラッキング
補正を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、ラジオ受信機及びそ
のトラッキング補正に関する。

【０００２】

【従来の技術】例えばスーパーヘテロダイン方式のＡＭ
受信機において、 ｆr ：アンテナ同調回路の同調周波数（受信を希望する
周波数）。 ｆi ：中間周波数。例えば、450 ｋHz。 ｆo ：局部発振周波数。 とすれば、アッパーヘテロダインの場合、同調周波数ｆ
r あるいは局発周波数ｆo にかかわらず、常に、 ｆr ＝ｆo −ｆi ・・・・・・・・・・ (i) が成立していなければならない。

【０００３】すなわち、局部発振周波数が値ｆo のとき
には、アンテナ同調回路の同調周波数ｆr は値（ｆo −
ｆi ）でなければならない。あるいは、アンテナ同調回
路の同調周波数が値ｆr のときには、局部発振周波数ｆ
o は値（ｆr ＋ｆi ）でなければならない。

【０００４】そして、このとき、 ｆr ＝１／｛２π（Ｌr Ｃr ）**.5｝ ｆo ＝１／｛２π（Ｌo Ｃo ）**.5｝ Ｌr ：アンテナ同調回路のコイルのインダクタンス Ｃr ：アンテナ同調回路のバリコン（可変コンデンサ）
の容量 Ｌo ：局部発振回路のコイルのインダクタンス Ｃo ：局部発振回路のバリコンの容量 （**はべき乗を示す）であるから、(i) 式は、 １／｛２π（Ｌo Ｃo ）**.5｝−１／｛２π（Ｌr Ｃr ）**.5｝＝ｆi ・・・・・・・・・・ (ii) となる。

【０００５】したがって、選局のためにバリコンをまわ
したとき、その容量Ｃr と容量Ｃoとの間には、受信周
波数ｆr あるいは局発周波数ｆo にかかわらず、常に(i
i)式が成立していなければならない。すなわち、スーパ
ーヘテロダイン用のバリコンにおいては、容量Ｃr 、Ｃ
o は、可動電極の回転角に対して、常に(ii)式が成立す
るように変化しなければならない。

【０００６】そして、同調周波数ｆr と局発周波数ｆo
との間に、(i) 式（あるいは(ii)式）が成立しないで誤
差を生じるとき、これをトラッキングエラーと呼んでい
るが、このトラッキングエラーがあると、受信感度が低
下してしまう。

【０００７】すなわち、局部発振周波数が値ｆo である
とすれば、このときのアンテナ同調回路の同調周波数ｆ
r は、(i) 式から周波数（ｆo −ｆi ）でなければなら
ない。しかし、トラッキングエラーがあるときには、ア
ンテナ同調回路の同調特性は、例えば図３に実線Ａで示
すような特性となり、同調周波数ｆr が、本来の周波数
（ｆo −ｆi ）から周波数Δｆだけずれてしまう。

【０００８】そして、このようなエラーを生じていると
きには、アンテナ同調回路の利得がΔＧだけ低下するこ
とになるので、結果として受信感度がΔＧだけ低下する
ことになる。したがって、スーパーヘテロダイン受信機
においては、トラッキングエラーがあると、受信感度が
低下してしまう。

【０００９】このため、常に(ii)式が成立するような容
量の変化特性を有するバリコンが標準品として用意され
ている。また、そのようなバリコンは、トラッキングレ
スバリコンと呼ばれている。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】ところで、ＡＭ受信機
を１チップＩＣ化する場合、その中間周波フィルタをセ
ラミックフィルタなどにより構成すると、その中間周波
フィルタを一体にＩＣ化できないので、中間周波フィル
タを、抵抗器、コンデンサ及びオペアンプを使用したア
クティブフィルタにより構成することが考えられる。

【００１１】しかし、このとき、中間周波数ｆi を標準
的な450 ｋHzとすると、ＩＣの半導体ペレットにおい
て、中間周波フィルタ（アクティブフィルタ）が占める
面積が大きくなり、好ましくない。

【００１２】そこで、さらに、中間周波数ｆi を、例え
ば55ｋHzと受信帯域に比べて十分に低くすることが考え
られる。すなわち、そのような周波数にすれば、ＩＣの
半導体ペレットにおいて、中間周波フィルタの１段あた
りの占める面積は、中間周波数が450 ｋHzの場合よりも
大きくなるが、フィルタの段数を少なくできるので、中
間周波フィルタ全体が占める面積が小さくなり、ＩＣ化
に有利となる。

【００１３】ところが、標準のトラッキングレスバリコ
ンは、中間周波数ｆiが450 ｋHzのときにトラッキング
エラーを生じない特性となっているので、中間周波数を
55ｋHzにすると、トラッキングエラーを生じるようにな
る。したがって、標準のトラッキングレスバリコンを中
間周波数ｆi が55ｋHzの受信機に使用することはできな
い。

【００１４】このため、中間周波数ｆi が55ｋHzの場合
には、アンテナ同調側の容量Ｃr と、局発側の容量Ｃo
とが、等しく変化するバリコンを使用しなければならな
いが、そのようなバリコンは標準品外となるので、コス
トアップとなってしまう。

【００１５】この発明は、以上のような問題点を解決し
ようとするものである。

【００１６】

【課題を解決するための手段】このため、この発明にお
いては、 1.受信方式は、スーパーヘテロダイン方式とする。 2.中間周波数ｆi は、例えば55ｋHzとする。 3.アンテナ同調回路をＱダンプしてトラッキングエラー
を低減する。 4.この場合、アンテナ同調回路に抵抗器を接続してＱダ
ンプを行うと、その抵抗器によりノイズを発生し、受信
感度が低下してしまう。そこで、アンテナ同調回路の次
段の入力インピーダンスを低くして、アンテナ同調回路
のＱダンプを行う。 5.アンテナ同調回路及び局部発振用の共振回路には、ト
ラッキング補正用のコンデンサを接続する。 とするものである。

【００１７】すなわち、各部の参照符号を後述の実施例
に対応させると、第１のコイルＬ1 及び第１の可変コン
デンサVC1 を有するアンテナ同調回路１と、局部発振回
路１３と、第２のコイルＬ2 及び第２の可変コンデンサ
VC2 を有して局部発振回路１３の発振周波数ｆo を決定
する共振回路２と、アンテナ同調回路１により選択され
た放送波信号Ｓr を、局部発振回路１３からの局部発振
信号Ｓo により、所定の中間周波数ｆi の中間周波信号
Ｓi に周波数変換するミキサ回路１２Ａと、このミキサ
回路１２Ａの出力信号から中間周波信号Ｓi を取り出す
バンドパスフィルタ１７と、このバンドパスフィルタ１
７により取り出された中間周波信号Ｓi を検波する検波
回路２２とを有するスーパーヘテロダイン方式の受信機
において、アンテナ同調回路１の第１の可変コンデンサ
VC1 に第１の補正用コンデンサＣ11を接続し、共振回路
２の第２の可変コンデンサVC2 に第２の補正用コンデン
サＣ21を接続し、この第１及び第２の補正用コンデンサ
Ｃ11、Ｃ21により、第１及び第２の可変コンデンサVC1
、VC2 の容量の変化特性を、トラッキングエラーがな
くなる方向に補正するとともに、アンテナ同調回路１が
接続される次段の回路１１に、負帰還回路１１５を設
け、負帰還回路１１５により、次段の回路１１に、その
入力インピーダンスＺinが小さくなるように負帰還をか
け、この負帰還による入力インピーダンスＺinの低下に
より、アンテナ同調回路１をＱダンプしてトラッキング
補正を行うようにしたものである。

【００１８】

【作用】補正用コンデンサＣ11、Ｃ21によりバリコンVC
1 、VC2 の容量の変化特性が補正されるとともに、高周
波アンプ１１の入力インピーダンスＺinによりアンテナ
同調回路１がＱダンプされるので、標準のトラッキング
レスバリコンVC1 、VC2を使用しても中間周波数ｆi を
例えば55ｋHzすることができる。したがって、中間周波
フィルタ１７を含んで１チップＩＣ化ができる。

【００１９】

【実施例】図１において、鎖線で囲った部分１０が、１
チップＩＣ化されたＡＭ受信機用のＩＣ、Ｔ1 〜Ｔ8 は
その端子ピンで、ピンＴ3 は電源端子ピン、ピンＴ4 は
接地端子ピンである。

【００２０】また、鎖線の外側の部品が外付けされた部
品あるいは回路であり、１はアンテナ同調回路、２は局
部発振用の共振回路である。そして、同調回路１は、バ
ーアンテナ（アンテナ同調コイル）Ｌ1 と、バリコンVC
1 と、トラッキング補正用のコンデンサＣ11、Ｃ12とか
ら構成され、共振回路２は、局部発振コイルＬ2 と、バ
リコンVC2 と、トラッキング補正用のコンデンサＣ21、
Ｃ22とから構成される。また、この場合、バリコンVC1
とVC2 とは連動とされているとともに、中間周波数ｆi
が450 ｋHz用のトラッキングレスバリコン、すなわち、
標準のトラッキングレスバリコンとされている。

【００２１】さらに、SWは電源スイッチ、BATTは電源用
の例えば３Ｖの電池、VRは音量調整用の可変抵抗器、SP
はスピーカである。

【００２２】そして、アンテナ同調回路１により、周波
数ｆr の放送波信号Ｓr Ｓr ＝Ｅr ・sin ωr ｔ ωr ＝２πｆr が選択されて取り出される。なお、以後の信号処理にお
いては、各信号の相対的な振幅及び位相が関係するだけ
なので、上式及び以後の説明においては、各信号の初期
位相は省略する。また、このとき、同調回路１の同調周
波数ｆr は、理想的には、周波数（ｆo −ｆi ）であ
る。

【００２３】そして、この信号Ｓr が、ＩＣ１０のピン
Ｔ1 を通じて高周波アンプ１１に供給され、このアンプ
１１からの信号Ｓr が、第１及び第２のミキサ回路１２
Ａ、１２Ｂに供給に供給される。なお、高周波アンプ１
１の一例については、後述するが、このアンプ１１には
負帰還用の抵抗器Ｒ11が接続され、この負帰還により入
力インピーダンスＺinが所定の小さな値、例えば20ｋΩ
とされている。

【００２４】さらに、局部発振回路１３に、端子ピンＴ
2 を通じて共振回路２が接続されて局部発振信号Ｓo が
形成される。この場合、この発振信号Ｓo の発振周波数
は、値２ｆo とされるとともに、 ２ｆo ＝（ｆr ＋ｆi ）×２ ｆi は中間周波数で、ｆi ＝55ｋHz とされる。

【００２５】そして、この発振信号Ｓo が、カウンタ１
４に供給され、１／２の周波数で、互いに位相が90°異
なる局発信号Ｓoa、Ｓobに分周される。すなわち、 Ｓoa＝Ｅo ・cos ωo ｔ Ｓob＝Ｅo ・sin ωo ｔ ωo ＝２πｆo の信号Ｓoa、Ｓobに分周される。

【００２６】そして、これら信号Ｓoa、Ｓobが、ミキサ
回路１２Ａ、１２Ｂに供給されて信号Ｓr とそれぞれ乗
算され、ミキサ回路１２Ａ、１２Ｂからは、次のような
信号Ｓia、Ｓibが取り出される。すなわち、 Ｓia＝Ｓr ・Ｓoa ＝Ｅr ・sin ωr ｔ・Ｅo ・cos ωoｔ ＝α｛sin （ωr ＋ωo ）ｔ＋sin （ωr −ωo ）ｔ｝ Ｓib＝Ｓr ・Ｓob ＝Ｅr ・sin ωr ｔ・Ｅo ・sin ωo ｔ ＝α｛−cos （ωr ＋ωo ）ｔ＋cos （ωr −ωo ）ｔ｝ ωr ＝２πｆr α＝Ｅr ・Ｅo ／２ の信号Ｓia、Ｓibが取り出される。

【００２７】そして、後述するように、これら信号Ｓi
a、Ｓibのうち、角周波数（ωr −ωo ）の信号成分が
中間周波信号として使用され、角周波数（ωr ＋ωo ）
の信号成分は除去されるので、簡単のため、上式の角周
波数（ωr ＋ωo ）の信号成分を無視すると、 Ｓia＝α・sin （ωr −ωo ）ｔ Ｓib＝α・cos （ωr −ωo ）ｔ となる。

【００２８】そして、このとき、イメージ信号Ｓm は、 Ｓm ＝Ｅm ・sin ωm ｔ ωm ＝ωo ＋ωi ωi ＝２πｆi であるから、同調回路１からの放送波信号Ｓr に、イメ
ージ信号Ｓmが含まれているとすれば、このときの信号
Ｓia、Ｓibは、 Ｓia＝α・sin （ωr −ωo ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ） Ｓib＝α・cos （ωr −ωo ）ｔ＋β・cos （ωm −ωo ） β＝Ｅm ・Ｅo ／２ となる。そして、さらに、ωr ＜ωo ＜ωmであるか
ら、上式は、 Ｓia＝α・sin （ωr −ωo ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ） ＝−α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ） Ｓib＝α・cos （ωr −ωo ）ｔ＋β・cos （ωm −ωo ） ＝α・cos （ωo −ωr ）ｔ＋β・cos （ωm −ωo ） となる。

【００２９】そして、これら信号Ｓia、Ｓibが、移相回
路１５Ａ、１５Ｂに供給される。この移相回路１５Ａ、
１５Ｂは、例えば、コンデンサ、抵抗器及びオぺアンプ
を使用したアクティブフィルタにより構成され、移相回
路１５Ａにおいて信号Ｓiaを値φだけ移相するととも
に、移相回路１５Ｂにおいて信号Ｓibを値（φ＋90°）
だけ移相することにより、55ｋHz±10ｋHzの帯域におい
て、入力された２信号Ｓia、Ｓibの位相差を90°±１°
の関係に移相するものである。

【００３０】こうして、移相回路１５Ａ、１５Ｂによ
り、信号Ｓibが信号Ｓiaに対して90°進相されて、 Ｓia＝−α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ） Ｓib＝α・cos （ωo −ωr ＋90°）ｔ＋β・cos （ωm −ωo ＋90°） ＝α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ） とされ、これら信号Ｓia、Ｓibが減算回路１６に供給さ
れて減算され、減算回路１６からは、 Ｓi ＝Ｓib−Ｓia ＝α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ） −｛−α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ）｝ ＝２α・sin （ωo −ωr ）ｔ で示される信号Ｓi が取り出される。

【００３１】ここで、 ωo −ωr ＝２π（ｆo −ｆr ） ＝２πｆi であるから、信号Ｓi は目的とする中間周波信号であ
る。また、同調回路１からの放送波信号Ｓr にイメージ
信号Ｓm が含まれていても、この中間周波信号Ｓiにお
いては、イメージ信号Ｓm による信号成分はキャンセル
されて含まれないことになる。

【００３２】こうして、減算回路１６からは、放送波信
号Ｓr から変換された中間周波信号Ｓi （及び角周波数
（ωr ＋ωo ）の信号成分など）が取り出される。

【００３３】そして、この中間周波信号Ｓi が、中間周
波フィルタ用のバンドパスフィルタ１７に供給される。
このバンドパスフィルタ１７は、例えば、コンデンサ、
抵抗器及びオペアンプを使用したバイクワッド型のアク
ティブフィルタにより構成され、その通過帯域は、55ｋ
Hz±３ｋHzとされる。こうして、バンドパスフィルタ１
７において、不要な信号成分が除去されて中間周波信号
Ｓi だけが取り出される。

【００３４】そして、この取り出された中間周波信号Ｓ
i が、アンプ２１を通じてＡＭ検波回路２２に供給され
てオーディオ信号Ｓs （及び中間周波信号Ｓi のレベル
に対応したレベルの直流分Ｖ22）が取り出され、そのオ
ーディオ信号Ｓs が、差動入力のオーディオアンプ２３
に供給され、このアンプ２３からの信号Ｓs が、ピンＴ
8 及びコンデンサＣ5 を通じてスピーカSPに供給され
る。

【００３５】さらに、ミキサ回路１２Ｂからの信号Ｓib
が、ＡＧＣ電圧形成回路１８に供給されてＡＧＣ電圧が
形成され、このＡＧＣ電圧がアンプ１１にその利得の制
御信号として供給されて信号Ｓia、Ｓibに対してＡＧＣ
が行われる。なお、この場合、形成回路１８には、ピン
Ｔ5 を通じてＡＧＣ電圧の平滑用のコンデンサＣ3 が接
続される。また、このＡＧＣ電圧が、移相回路１５Ａ、
１５Ｂ及びバンドパスフィルタ１７を構成している各オ
ペアンプに基準電圧としてそれぞれ供給される。

【００３６】また、検波回路２２の検波出力が、ＡＧＣ
電圧形成回路２４に供給されてＡＧＣ電圧が形成され、
このＡＧＣ電圧がアンプ１１、２１にその利得の制御信
号として供給され、中間周波信号Ｓia、Ｓib、Ｓi に対
してＡＧＣが行われる。

【００３７】なお、この場合、形成回路２４には、ピン
Ｔ6 を通じてコンデンサＣ4 が接続され、このコンデン
サＣ4 により、ローパスフィルタが構成されて検波出力
から直流電圧Ｖ22が取り出され、この直流電圧Ｖ22から
ＡＧＣ電圧が形成される。また、この直流電圧Ｖ22が、
アンプ２３の差動入力に供給され、検波回路２２からア
ンプ２３にオーディオ信号Ｓs と一緒に供給される直流
分Ｖ22が、等価的にキャンセルされる。

【００３８】さらに、アンプ２３には、ピンＴ7 を通じ
て可変抵抗器VRが接続され、この可変抵抗器VRの抵抗値
に対応してアンプ２３の利得が制御され、したがって、
この可変抵抗器VRにより音量調整が行われる。

【００３９】なお、コンデンサＣ6 は、オーディオ信号
Ｓs 以外の信号成分をバイパスさせるためのものであ
る。

【００４０】以上のようにして、ＡＭ放送の受信が行わ
れるが、この場合、この発明によれば、バリコンVC1 、
VC2 に補正用のコンデンサＣ11、Ｃ21を接続しているの
で、中間周波数ｆi が55ｋHzであるのに対しバリコンVC
1 、VC2 が標準のトラッキングレスバリコンであって
も、コンデンサＣ11、Ｃ21を含んだときのバリコンVC
1、VC2 の容量の変化特性を、(ii)式を満たす方向に補
正することができる。

【００４１】また、ｆi ＝55ｋHzであるのに対し、バリ
コンVC1 、VC2 が標準のトラッキングレスバリコンであ
っても、アンプ１１に負帰還をかけているので、トラッ
キングエラーによる受信感度の低下が少ない。

【００４２】すなわち、図２にも示すように、 Ａv ：負帰還のかかっていないときのアンプ１１の電圧
利得。 Ｖin：アンプ１１に供給される信号Ｓr の信号電圧。 ｉr ：抵抗器Ｒ11を流れる信号電流。 Ｚin：負帰還のかかっているときのアンプ１１の入力イ
ンピーダンス。 とすれば、 （Ａv ・Ｖin−Ｖin）／Ｒ11＝ｉr であるから、 Ｖin／ｉr ＝Ｒ11／（Ａv −１） となる。そして、利得Ａv が十分に大きいとすれば、上
式は、 Ｖin／ｉr ＝Ｒ11／Ａv となり、さらに、 Ｚin＝Ｖin／ｉr であるから、上式は、 Ｚin＝Ｒ11／Ａv となる。

【００４３】したがって、例えば、 Ｒ11＝400 ｋΩ、Ａv ＝20倍 とすれば、アンプ１１の入力インピーダンスＺinは20ｋ
Ωとなり、アンテナ同調回路１は、この20ｋΩの入力イ
ンピーダンスＺinによりＱダンプされたことになる。

【００４４】したがって、このＱダンプの結果、同調回
路１の同調特性は、図３に破線Ｂで示すようにブロード
になり、同調回路１の同調周波数ｆr が、本来の周波数
（ｆo −ｆi ）からずれていたとしても、その周波数
（ｆo −ｆi ）における利得の低下は、実線Ａの同調特
性のときの利得の低下量ΔＧよりも小さくなる。すなわ
ち、トラッキングエラーがあっても、そのトラッキング
エラーによる受信感度の低下は小さくなる。

【００４５】しかも、そのＱダンプを行うとき、アンテ
ナ同調回路１に抵抗器を接続してＱダンプを行うと、そ
の抵抗器によりノイズが増加し、結果として受信感度が
低下するが、この発明によれば、同調回路１の次段のア
ンプ１１の入力インピーダンスによりＱダンプしている
ので、ノイズの増加がなく、したがって、受信感度の低
下がない。

【００４６】また、バリコンVC1 、VC2 として標準の中
間周波数用のトラッキングレスバリコンを使用できるの
で、コストアップとなることがない。

【００４７】図４は、受信周波数ｆr と、トラッキング
エラーによる受信感度の低下との関係を示す測定例を示
す。すなわち、通常、バーアンテナＬ1のＱは100 位で
あるが、この発明を適用しないで、Ｑ＝100 のままとし
た場合には、トラッキングエラーによる受信感度の低下
が±５dB程度となる。しかし、この発明を適用してＱダ
ンプを行い、Ｑ＝50にすると、トラッキングエラーによ
る受信感度の低下は、±２dB以内に収まる。

【００４８】こうして、この発明によれば、標準のトラ
ッキングレスバリコンVC1 、VC2 を使用して中間周波数
ｆi を55ｋHzとしても、トラッキングエラーによる受信
感度の低下を抑えることができる。

【００４９】さらに、中間周波数ｆi が、一般の中間周
波数や受信帯域に比べて十分に低い周波数なので、ＩＣ
化のとき、バンドパスフィルタ１７全体の占める面積を
小さくすることができ、ＩＣ化に有利である。

【００５０】また、一般に、中間周波数ｆi が低いと、
イメージ特性が悪くなるが、回路１２Ａ〜１６によりイ
メージ信号Ｓm を除去しているので、イメージ特性が悪
くなることがない。

【００５１】さらに、移相回路１５Ａ、１５Ｂ及びバン
ドパスフィルタ１７はアクティブフィルタにより構成さ
れているので、これらの回路１５Ａ、１５Ｂ、１７は扱
うことのできる信号レベルに限界があるが、アンプ１２
に対してＡＧＣをかけているので、移相回路１５Ａ、１
５Ｂ及びバンドパスフィルタ１７に対して過大入力を生
じることがない。

【００５２】図５及び図６は、高周波アンプ１１の具体
例を示す。すなわち、トランジスタＱ11のエミッタに定
電流源用のトランジスタＱ24が接続されてトランジスタ
Ｑ11はエミッタフォロワとされるとともに、コイルＬ1
のタップ端子が、トランジスタＱ11を通じてトランジス
タＱ12のベースに接続される。そして、トランジスタＱ
12、Ｑ13のエミッタが、定電流源用のトランジスタＱ23
のコレクタに共通接続されるとともに、トランジスタＱ
12、Ｑ13のコレクタが、ダイオード接続されたトランジ
スタＱ15、Ｑ16に接続されて差動アンプ１１１が構成さ
れる。さらに、ダイオード接続されたトランジスタＱ14
と、定電流源用のトランジスタＱ22とにより、トランジ
スタＱ13にベースバイアスが供給される。

【００５３】そして、トランジスタＱ22〜Ｑ24は、トラ
ンジスタＱ21を入力側としてカレントミラー回路１１２
を構成しているものであり、トランジスタＱ21には、そ
のカレントミラー回路１１２に流れる電流を決定する定
電流源Ｑ25が接続される。

【００５４】さらに、トランジスタＱ15、Ｑ16は、トラ
ンジスタＱ31、Ｑ32を出力側としてそれぞれカレントミ
ラー回路１１３、１１４を構成しているとともに、トラ
ンジスタＱ31、Ｑ32のコレクタには、トランジスタＱ3
4、Ｑ35を有するカレントミラー回路１１５が接続され
る。このカレントミラー回路１１５は、トランジスタＱ
31、Ｑ32及び抵抗器Ｒ11とともに、負帰還回路を構成し
ているもので、トランジスタＱ32、Ｑ34のコレクタが、
負帰還用の抵抗器Ｒ11を通じてトランジスタＱ11のベー
スに接続される。

【００５５】さらに、カレントミラー回路１１３、１１
４に出力用のトランジスタＱ41〜Ｑ44が接続される。こ
のトランジスタＱ41〜Ｑ44は、それぞれミキサ回路１２
Ａ、１２Ｂを構成するダブルバランス型の乗算回路の入
力用のトランジスタでもある。

【００５６】このような構成によれば、同調回路１によ
り放送波信号Ｓr が選択され、この信号Ｓr が、トラン
ジスタＱ11を通じてトランジスタＱ12に供給され、信号
電圧から信号電流に変換されるとともに、増幅され、ト
ランジスタＱ12、Ｑ13のコレクタから互いに逆相の信号
Ｓr が出力される。そして、この信号Ｓr が、トランジ
スタＱ15、Ｑ16を通じてミキサ回路１２Ａ、１２Ｂに供
給されるとともに、このとき、ミキサ回路１２Ａ、１２
Ｂにはカウンタ１４から局部発振信号Ｓoa、Ｓobが供給
されている。

【００５７】したがって、信号Ｓr は、ミキサ回路１２
Ａ、１２Ｂにおいて、信号Ｓoa、Ｓobにより中間周波信
号Ｓia、Ｓibに周波数変換され、この中間周波信号Ｓi
a、Ｓibがミキサ回路１２Ａ、１２Ｂから取り出され
る。

【００５８】さらに、この場合、トランジスタＱ15、Ｑ
16からの信号Ｓr が、トランジスタＱ31、Ｑ32を通じて
カレントミラー回路１１５に供給されて合成され、トラ
ンジスタＱ32、Ｑ34のコレクタから逆相の信号Ｓr が取
り出され、この信号Ｓr が、抵抗器Ｒ11を通じてトラン
ジスタＱ11のベースに負帰還される。

【００５９】したがって、アンプ１１は、等価的に図２
のように示すことができるので、このアンプ１１の入力
インピーダンスＺinは、上述のように、 Ｚin＝Ｒ11／Ａv となり、アンテナ同調回路１は、この入力インピーダン
スＺin、例えばＺin＝20ｋΩによりＱダンプされる。

【００６０】

【発明の効果】この発明によれば、バリコンVC1 、VC2
に補正用のコンデンサＣ11、Ｃ21を接続しているので、
中間周波数ｆi が55ｋHzであるのに対しバリコンVC1 、
VC2 が標準のトラッキングレスバリコンであっても、コ
ンデンサＣ11、Ｃ21を含んだときのバリコンVC1 、VC2
の容量の変化特性を、(ii)式を満たす方向に補正するこ
とができる。

【００６１】また、アンプ１１に負帰還をかけてその入
力インピーダンスＺinを小さくするとともに、この入力
インピーダンスＺinにより、アンテナ同調回路１をＱダ
ンプしているので、トラッキングエラーを少なくして受
信感度の低下を抑えることができる。したがって、標準
のトラッキングレスバリコンを使用して中間周波数ｆi
を55ｋHzにすることができる。

【００６２】しかも、そのＱダンプを行うとき、アンテ
ナ同調回路１に抵抗器を接続してＱダンプを行うと、そ
の抵抗器によりノイズが増加し、結果として受信感度が
低下するが、この発明によれば、同調回路１の次段のア
ンプ１１の入力インピーダンスによりＱダンプしている
ので、ノイズの増加がなく、したがって、受信感度の低
下がない。

【００６３】また、バリコンVC1 、VC2 として標準の中
間周波数用のトラッキングレスバリコンを使用できるの
で、コストアップとなることがない。

【００６４】さらに、中間周波数ｆi が55ｋHzで、標準
の中間周波数や受信帯域に比べて十分に低い周波数なの
で、ＩＣ化のとき、バンドパスフィルタ１７全体の占め
る面積を小さくすることができ、ＩＣ化に有利である。

【００６５】また、一般に、中間周波数ｆi が低いと、
イメージ特性が悪くなるが、回路１２Ａ〜１６によりイ
メージ信号Ｓm を除去しているので、イメージ特性が悪
くなることがない。

【００６６】さらに、移相回路１５Ａ、１５Ｂ及びバン
ドパスフィルタ１７はアクティブフィルタにより構成さ
れているので、これらの回路１５Ａ、１５Ｂ、１７は扱
うことのできる信号レベルに限界があるが、アンプ１２
に対してＡＧＣをかけているので、移相回路１５Ａ、１
５Ｂ及びバンドパスフィルタ１７に対して過大入力を生
じることがない。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一例を示す接続図である。

【図２】この発明を説明するための一部の等価回路図で
ある。

【図３】トラッキングエラーを説明するための特性図で
ある。

【図４】利得の変化の測定例を示す特性図である。

【図５】この発明の一例の一部を示す接続図である。

【図６】図５の続きを示す接続図である。

【符号の説明】

１ アンテナ同調回路 ２ 局部発振用の共振回路 １０ １チップＩＣ １１ 高周波アンプ １２Ａ、１２Ｂ ミキサ回路 １３ 局部発振回路 １４ カウンタ １５Ａ、１５Ｂ 移相回路 １６ 減算回路 １７ バンドパスフィルタ １８ ＡＧＣ電圧形成回路 ２１ アンプ ２２ ＡＭ検波回路 ２３ オーディオアンプ ２４ ＡＧＣ電圧形成回路 SP スピーカ VR 可変抵抗器 Ｃ11〜Ｃ22 補正用コンデンサ Ｔ1 〜Ｔ8 端子ピン VC1 アンテナ同調用バリコン VC2 局部発振用バリコン

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１のコイル及び第１の可変コンデンサ
   を有するアンテナ同調回路と、 局部発振回路と、 第２のコイル及び第２の可変コンデンサを有して上記局
   部発振回路の発振周波数を決定する共振回路と、 上記アンテナ同調回路により選択された放送波信号を、
   上記局部発振回路からの局部発振信号により、所定の中
   間周波数の中間周波信号に周波数変換するミキサ回路
   と、 このミキサ回路の出力信号から上記中間周波信号を取り
   出すバンドパスフィルタと、 このバンドパスフィルタにより取り出された上記中間周
   波信号を検波する検波回路とを有するスーパーヘテロダ
   イン方式の受信機において、 上記アンテナ同調回路の上記第１の可変コンデンサに第
   １の補正用コンデンサを接続し、 上記共振回路の上記第２の可変コンデンサに第２の補正
   用コンデンサを接続し、 この第１及び第２の補正用コンデンサにより、上記第１
   及び第２の可変コンデンサの容量の変化特性を、トラッ
   キングエラーがなくなる方向に補正するとともに、 上記アンテナ同調回路が接続される次段の回路に、負帰
   還回路を設け、 この負帰還回路により、上記次段の回路に、その入力イ
   ンピーダンスが小さくなるように負帰還をかけ、 この負帰還による上記入力インピーダンスの低下によ
   り、上記アンテナ同調回路をＱダンプしてトラッキング
   補正を行うようにしたラジオ受信機。
2. 【請求項２】 第１のコイル及び第１の可変コンデンサ
   を有するアンテナ同調回路と、 局部発振回路と、 第２のコイル及び第２の可変コンデンサを有して上記局
   部発振回路の発振周波数を決定する共振回路と、 上記アンテナ同調回路により選択された放送波信号を、
   上記局部発振回路からの局部発振信号により、所定の中
   間周波数の中間周波信号に周波数変換するミキサ回路
   と、 このミキサ回路の出力信号から上記中間周波信号を取り
   出すバンドパスフィルタと、 このバンドパスフィルタにより取り出された上記中間周
   波信号を検波する検波回路とを有するスーパーヘテロダ
   イン方式の受信機において、 上記局部発振回路の上記局部発振周波数を、上記中間周
   波信号の上記中間周波数が、受信帯域に比べて十分に低
   くなるように設定し、 上記アンテナ同調回路の上記第１の可変コンデンサに第
   １の補正用コンデンサを接続し、 上記共振回路の上記第２の可変コンデンサに第２の補正
   用コンデンサを接続し、 この第１及び第２の補正用コンデンサにより、上記第１
   及び第２の可変コンデンサの容量の変化特性を、トラッ
   キングエラーがなくなる方向に補正するとともに、 上記アンテナ同調回路が接続される次段の回路に、負帰
   還回路を設け、 上記負帰還回路により、上記次段の回路に、その入力イ
   ンピーダンスが小さくなるように負帰還をかけ、 この負帰還による上記入力インピーダンスの低下によ
   り、上記アンテナ同調回路をＱダンプしてトラッキング
   補正を行うようにしたラジオ受信機。