JP3515523B2 - 広帯域幅のｉｆイメージ排除受信機 - Google Patents
広帯域幅のｉｆイメージ排除受信機Info
- Publication number
- JP3515523B2 JP3515523B2 JP2000591718A JP2000591718A JP3515523B2 JP 3515523 B2 JP3515523 B2 JP 3515523B2 JP 2000591718 A JP2000591718 A JP 2000591718A JP 2000591718 A JP2000591718 A JP 2000591718A JP 3515523 B2 JP3515523 B2 JP 3515523B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- phase
- quadrature
- shifting
- network
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は通信システム、特
に、所望の信号を有する中間周波数（ＩＦ）イメージか
らの干渉を防止しながら広い範囲にわたって信号を受信
するシステムおよび技術に関する。
に、所望の信号を有する中間周波数（ＩＦ）イメージか
らの干渉を防止しながら広い範囲にわたって信号を受信
するシステムおよび技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】電磁信号の受信は、第１の比較的高い周
波数帯域（無線周波数すなわち“ＲＦ”等）の信号の送
信および受信と、それに続いて受信された信号から低い
周波数帯域（ＩＦ等）への下方変換により行われる。下
方変換は典型的に受信された信号と、局部発振器（Ｌ
Ｏ）により発生される基準信号とを混合することにより
実現される。例えば、１０００キロヘルツ（ｋＨｚ）の
周波数で受信されるＲＦ信号は局部発振器からの９００
ｋＨｚの基準信号とミキサによって混合されて１００ｋ
Ｈｚに変換される。これらの状況下で、８００ｋＨｚの
信号は同一のＩＦ（中間周波数）を有し、それ故、１０
００ｋＨｚの所望の信号と干渉する。２つの信号を混合
するとき、混合したイメージが所望の信号と干渉するの
を防止するための手段が設けられなければならない。イ
メージを混合するときの干渉効果を最小にするための少
なくとも３つの技術が知られている。
波数帯域（無線周波数すなわち“ＲＦ”等）の信号の送
信および受信と、それに続いて受信された信号から低い
周波数帯域（ＩＦ等）への下方変換により行われる。下
方変換は典型的に受信された信号と、局部発振器（Ｌ
Ｏ）により発生される基準信号とを混合することにより
実現される。例えば、１０００キロヘルツ（ｋＨｚ）の
周波数で受信されるＲＦ信号は局部発振器からの９００
ｋＨｚの基準信号とミキサによって混合されて１００ｋ
Ｈｚに変換される。これらの状況下で、８００ｋＨｚの
信号は同一のＩＦ（中間周波数）を有し、それ故、１０
００ｋＨｚの所望の信号と干渉する。２つの信号を混合
するとき、混合したイメージが所望の信号と干渉するの
を防止するための手段が設けられなければならない。イ
メージを混合するときの干渉効果を最小にするための少
なくとも３つの技術が知られている。
【０００３】第１の技術では、ミキサの前段に狭帯域フ
ィルタを使用する。残念ながら、この方法は動作の各所
望の周波数に対してカスタム化された設計を必要とす
る。
ィルタを使用する。残念ながら、この方法は動作の各所
望の周波数に対してカスタム化された設計を必要とす
る。
【０００４】第２の方法では、フィルタの代わりに、ミ
キサの前段に同調された増幅器を使用する。残念なが
ら、同調された増幅器の広い範囲にわたって一貫した利
得および帯域幅排除を実現することは困難である。さら
に、ミキサの別々の通路に配置された増幅器間の部品の
特性における僅かな変化は、多数の需要のある応用では
十分な正確性で相互に追跡する増幅器の能力を妨害す
る。
キサの前段に同調された増幅器を使用する。残念なが
ら、同調された増幅器の広い範囲にわたって一貫した利
得および帯域幅排除を実現することは困難である。さら
に、ミキサの別々の通路に配置された増幅器間の部品の
特性における僅かな変化は、多数の需要のある応用では
十分な正確性で相互に追跡する増幅器の能力を妨害す
る。
【０００５】第３の方法によれば、受動的な位相シフタ
を使用するイメージ排除ミキサがフィルタの代わりに使
用される。受動的な位相シフト回路網は１つの周波数ま
たは狭い帯域の周波数にわたって位相をシフトする。そ
れに続いて、出力周波数の変更は回路網の再設計または
再同調を必要とし、その両者はシステムの価格と複雑性
を増加する。外部同調回路網が使用されるが周波数ホッ
ピングが許容される速度を遅くする周波数ホッピング環
境の場合、これは特に問題である。
を使用するイメージ排除ミキサがフィルタの代わりに使
用される。受動的な位相シフト回路網は１つの周波数ま
たは狭い帯域の周波数にわたって位相をシフトする。そ
れに続いて、出力周波数の変更は回路網の再設計または
再同調を必要とし、その両者はシステムの価格と複雑性
を増加する。外部同調回路網が使用されるが周波数ホッ
ピングが許容される速度を遅くする周波数ホッピング環
境の場合、これは特に問題である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】したがって、広い周波
数範囲にわたって無線周波数受信機の混合イメージを排
除するための改良された廉価なシステムまたは技術の必
要性が存在する。
数範囲にわたって無線周波数受信機の混合イメージを排
除するための改良された廉価なシステムまたは技術の必
要性が存在する。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この技術の必要性は、広
い帯域のイメージ排除を行う本発明のシステムおよび方
法によって解決される。受信機構成では、本発明の方法
は、第１の周波数帯域の第１の信号を受信し、そこから
同位相および直角位相信号を生成するステップを含んで
いる。同位相信号の位相は第２の信号を与えるためにシ
フトされ、直角位相信号の位相は第３の信号を与えるた
めにシフトされる。予め定められた位相関係は、それに
よって第２の信号と第３の信号との間で影響される。第
２の信号と第３の信号はその後、混合した信号から最小
の干渉を有する出力信号を与えるように合計される。
い帯域のイメージ排除を行う本発明のシステムおよび方
法によって解決される。受信機構成では、本発明の方法
は、第１の周波数帯域の第１の信号を受信し、そこから
同位相および直角位相信号を生成するステップを含んで
いる。同位相信号の位相は第２の信号を与えるためにシ
フトされ、直角位相信号の位相は第３の信号を与えるた
めにシフトされる。予め定められた位相関係は、それに
よって第２の信号と第３の信号との間で影響される。第
２の信号と第３の信号はその後、混合した信号から最小
の干渉を有する出力信号を与えるように合計される。
【０００８】例示的な実施形態では、位相シフトはオー
ルパス回路網の使用によって実現される。例示的な構成
では、それぞれオールパス回路網は第１および第２の入
力端子を有する差動増幅器を含んでいる。それら増幅器
の第１および第２の各端子はそれぞれ第１および第２の
抵抗に接続されている。第１および第２の抵抗の第２の
端部は回路網の共通の入力端子に接続されている。第１
の入力端子は負の端子であり、回路網の出力端子に接続
されている。第２の端子は正の端子であり、容量性素子
を経て電源の接地電位に接続されている。
ルパス回路網の使用によって実現される。例示的な構成
では、それぞれオールパス回路網は第１および第２の入
力端子を有する差動増幅器を含んでいる。それら増幅器
の第１および第２の各端子はそれぞれ第１および第２の
抵抗に接続されている。第１および第２の抵抗の第２の
端部は回路網の共通の入力端子に接続されている。第１
の入力端子は負の端子であり、回路網の出力端子に接続
されている。第２の端子は正の端子であり、容量性素子
を経て電源の接地電位に接続されている。
【０００９】受信機に構成されるか、または汎用ミキサ
として、本発明のミキサは広帯域の出力段を提供し、広
い帯域幅にわたって良好な利得整合を与える。これは広
い帯域幅にわたって良好なイメージ排除を可能にする。
本発明のミキサは設計自体を実質的に変化せずに、高速
度の周波数ホッピング用において使用されることができ
る。
として、本発明のミキサは広帯域の出力段を提供し、広
い帯域幅にわたって良好な利得整合を与える。これは広
い帯域幅にわたって良好なイメージ排除を可能にする。
本発明のミキサは設計自体を実質的に変化せずに、高速
度の周波数ホッピング用において使用されることができ
る。
【００１０】
【発明の実施の形態】例示的な実施形態および例示的な
応用を本発明の有効な考察を説明するために添付図面を
参照して説明する。本発明を特定の応用の例示的な実施
形態を参照してここで説明するが、本発明はそれに限定
されないことを理解すべきである。当業者は、本発明の
技術的範囲内で、本発明が非常に有効である付加的な分
野において、付加的な変形、応用、実施形態を認識する
であろう。
応用を本発明の有効な考察を説明するために添付図面を
参照して説明する。本発明を特定の応用の例示的な実施
形態を参照してここで説明するが、本発明はそれに限定
されないことを理解すべきである。当業者は、本発明の
技術的範囲内で、本発明が非常に有効である付加的な分
野において、付加的な変形、応用、実施形態を認識する
であろう。
【００１１】図１は、イメージ排除受信機の典型的な一
般的な構成のブロック図である。受信機はアンテナ12'
を含み、それによって受信された信号は低雑音増幅器
（ＬＮＡ）14' に与えられる。ＬＮＡ14' はＲＦ（無線
周波数）信号を、第１のミキサ16' と第２のミキサ17'
にそれぞれ出力する。局部発振器18' は基準信号を第２
のミキサ17' に与える。この信号は第１の位相シフタ19
' により９０°シフトされる。第１の位相シフタ19' の
出力は第１のミキサ16' に基準信号を提供する。
般的な構成のブロック図である。受信機はアンテナ12'
を含み、それによって受信された信号は低雑音増幅器
（ＬＮＡ）14' に与えられる。ＬＮＡ14' はＲＦ（無線
周波数）信号を、第１のミキサ16' と第２のミキサ17'
にそれぞれ出力する。局部発振器18' は基準信号を第２
のミキサ17' に与える。この信号は第１の位相シフタ19
' により９０°シフトされる。第１の位相シフタ19' の
出力は第１のミキサ16' に基準信号を提供する。
【００１２】応答して、第１のミキサ16' と第２のミキ
サ17' は同位相および直角位相のＩＦ（中間周波数）信
号を出力する。同位相のおよび直角位相信号はそれぞれ
第１のローパスフィルタ20' と第２のローパスフィルタ
22' へ入力される。第１のローパスフィルタ20' の出力
は第２の位相シフタ24' へ入力される。第２の位相シフ
タ24' と第２のローパスフィルタ22' の出力は合計装置
30' により合計され、受信機の出力信号を与える。
サ17' は同位相および直角位相のＩＦ（中間周波数）信
号を出力する。同位相のおよび直角位相信号はそれぞれ
第１のローパスフィルタ20' と第２のローパスフィルタ
22' へ入力される。第１のローパスフィルタ20' の出力
は第２の位相シフタ24' へ入力される。第２の位相シフ
タ24' と第２のローパスフィルタ22' の出力は合計装置
30' により合計され、受信機の出力信号を与える。
【００１３】２つの信号の相対的な位相シフトにより局
部発振周波数よりも低い任意の周波数は局部発振周波数
よりも高い周波数に関して減衰される。その減衰量は９
０°位相シフトの正確度と、２つの通路間の利得整合の
正確度に依存する。
部発振周波数よりも低い任意の周波数は局部発振周波数
よりも高い周波数に関して減衰される。その減衰量は９
０°位相シフトの正確度と、２つの通路間の利得整合の
正確度に依存する。
【００１４】９０°位相シフトは一般的にＲＣ（抵抗−
容量）フィルタを使用して実行される。局部発振器18'
の周波数は一定に維持され、ミキサの利得は局部発振器
の小さい振幅不整合に対しては感度がないので、９０°
位相シフトの捕捉はその周波数では問題ない。ＩＦ段で
は、２つの通路の利得は良好なイメージ排除を得るため
に正確に一致しなければならない。しかしながら、簡単
なＲＣフィルタは１つの周波数でしか一致した利得と９
０°位相シフトを有しない。したがって良好なイメージ
排除は１つの周波数でしか得られない。前述したよう
に、これはいくつかの現在の、需要の多い応用では問題
である。広い周波数範囲にわたって無線周波数受信機の
混合イメージを排除するための改良され廉価なシステム
または技術が必要とされている。この必要性は、本発明
の広帯域イメージ排除を実行するシステムおよび方法に
より解決される。
容量）フィルタを使用して実行される。局部発振器18'
の周波数は一定に維持され、ミキサの利得は局部発振器
の小さい振幅不整合に対しては感度がないので、９０°
位相シフトの捕捉はその周波数では問題ない。ＩＦ段で
は、２つの通路の利得は良好なイメージ排除を得るため
に正確に一致しなければならない。しかしながら、簡単
なＲＣフィルタは１つの周波数でしか一致した利得と９
０°位相シフトを有しない。したがって良好なイメージ
排除は１つの周波数でしか得られない。前述したよう
に、これはいくつかの現在の、需要の多い応用では問題
である。広い周波数範囲にわたって無線周波数受信機の
混合イメージを排除するための改良され廉価なシステム
または技術が必要とされている。この必要性は、本発明
の広帯域イメージ排除を実行するシステムおよび方法に
より解決される。
【００１５】図２は、本発明の考察にしたがった受信機
の例示的構成のブロック図である。図１の通常の受信機
と同様、本発明の受信機は受信された信号をＬＮＡ14へ
与えるアンテナ12を含んでいる。ＬＮＡ14はＲＦ（無線
周波数）信号を第１のミキサ16および第２のミキサ17へ
それぞれ出力する。局部発振器18は基準信号を第２のミ
キサ17へ与える。この信号は第１の位相シフタ19により
９０°シフトされる。第１の位相シフタ19の出力は第１
のミキサ16へ基準信号を与える。
の例示的構成のブロック図である。図１の通常の受信機
と同様、本発明の受信機は受信された信号をＬＮＡ14へ
与えるアンテナ12を含んでいる。ＬＮＡ14はＲＦ（無線
周波数）信号を第１のミキサ16および第２のミキサ17へ
それぞれ出力する。局部発振器18は基準信号を第２のミ
キサ17へ与える。この信号は第１の位相シフタ19により
９０°シフトされる。第１の位相シフタ19の出力は第１
のミキサ16へ基準信号を与える。
【００１６】応答して、第１のミキサ16と第２のミキサ
17は同位相および直角位相のＩＦ（中間周波数）信号を
出力する。第１のミキサは実際に直角位相信号を出力す
る。同位相の信号と直角位相信号はそれぞれ第１のオー
ルパスフィルタ20と第３のオールパスフィルタ22へ入力
される。第１のオールパス回路網20の出力は第２のオー
ルパス回路網24へ入力される。第３のオールパス回路網
22の出力は第４のオールパス回路網26へ入力される。第
２のオールパス回路網24と第４のオールパスフィルタ26
の出力は合計装置30により合計され、本発明の受信機の
出力信号を与える。
17は同位相および直角位相のＩＦ（中間周波数）信号を
出力する。第１のミキサは実際に直角位相信号を出力す
る。同位相の信号と直角位相信号はそれぞれ第１のオー
ルパスフィルタ20と第３のオールパスフィルタ22へ入力
される。第１のオールパス回路網20の出力は第２のオー
ルパス回路網24へ入力される。第３のオールパス回路網
22の出力は第４のオールパス回路網26へ入力される。第
２のオールパス回路網24と第４のオールパスフィルタ26
の出力は合計装置30により合計され、本発明の受信機の
出力信号を与える。
【００１７】図３は、本発明で使用されるオールパス回
路網（ＡＰＮ）の例示的な実施形態である。図２のオー
ルパス回路網（ＡＰＮ）は同一の設計（異なる抵抗値と
キャパシタ値であるが）であるので、ただ１つのオール
パス回路網（ＡＰＮ）だけを図３では詳細に示してい
る。オールパス回路網（ＡＰＮ）20は差動増幅器21を含
んでいる。この増幅器21はそれぞれ第１の抵抗23と第２
の抵抗25の第１の端部に接続されている第１の入力端子
と第２の入力端子を有する。第１および第２の抵抗の第
２の端部は回路網の共通の入力端子に接続されている。
増幅器21の第１の入力端子は負の端子であり、第３の抵
抗構成素子27によりその出力端子に接続されている。増
幅器21の第２の入力端子は正の端子であり、容量性構成
素子29を経て電源の接地電位に接続されている。各オー
ルパス回路網（ＡＰＮ）の抵抗はそれらの比率がプロセ
スの変化で一定であるように作られる必要がある。キャ
パシタはまた各オールパス回路網（ＡＰＮ）で同一の要
件を有する。各オールパス回路網（ＡＰＮ）のＲＣ積は
９０°から最小のエラーの一定の９０°位相差を有する
最も広い帯域幅を得るために正確にずらされる（slagge
r ）必要がある。増幅器は全ての４つが同一の利得を有
し出力周波数でほとんど位相シフトがないように設計さ
れる必要がある。
路網（ＡＰＮ）の例示的な実施形態である。図２のオー
ルパス回路網（ＡＰＮ）は同一の設計（異なる抵抗値と
キャパシタ値であるが）であるので、ただ１つのオール
パス回路網（ＡＰＮ）だけを図３では詳細に示してい
る。オールパス回路網（ＡＰＮ）20は差動増幅器21を含
んでいる。この増幅器21はそれぞれ第１の抵抗23と第２
の抵抗25の第１の端部に接続されている第１の入力端子
と第２の入力端子を有する。第１および第２の抵抗の第
２の端部は回路網の共通の入力端子に接続されている。
増幅器21の第１の入力端子は負の端子であり、第３の抵
抗構成素子27によりその出力端子に接続されている。増
幅器21の第２の入力端子は正の端子であり、容量性構成
素子29を経て電源の接地電位に接続されている。各オー
ルパス回路網（ＡＰＮ）の抵抗はそれらの比率がプロセ
スの変化で一定であるように作られる必要がある。キャ
パシタはまた各オールパス回路網（ＡＰＮ）で同一の要
件を有する。各オールパス回路網（ＡＰＮ）のＲＣ積は
９０°から最小のエラーの一定の９０°位相差を有する
最も広い帯域幅を得るために正確にずらされる（slagge
r ）必要がある。増幅器は全ての４つが同一の利得を有
し出力周波数でほとんど位相シフトがないように設計さ
れる必要がある。
【００１８】再び図２を参照すると、局部発振器18の周
波数は所望の信号の周波数よりも下に設定される。以下
の式は本発明を実施するための数学的な基礎を説明して
いる。
波数は所望の信号の周波数よりも下に設定される。以下
の式は本発明を実施するための数学的な基礎を説明して
いる。
【００１９】
IRR=-20*log(sqrt((1+G?2-2*G*cos(phi+theta))/(1+G?2+2*G*cos(phi-theta))))
ここで、Ｇ＝小数における同位相通路と直角通路との利
得の不整合であり、ｐｈｉ＝直角位相通路における９０
°位相遅延からの偏差であり、ｔｈｅｔａ＝局部発振の
直角位相からの偏差である。
得の不整合であり、ｐｈｉ＝直角位相通路における９０
°位相遅延からの偏差であり、ｔｈｅｔａ＝局部発振の
直角位相からの偏差である。
【００２０】オールパス回路網（ＡＰＮ）の使用は一定
の利得対周波数を有する一定の相対位相シフトを与え
る。前述したように、各通路に１つある２つのオールパ
ス回路網（ＡＰＮ）はある帯域幅にわたって９０°相対
位相シフトを得るために使用されることができる。１つ
の通路のオールパス回路網（ＡＰＮ）は４５°位相シフ
トを与え、第２の通路のオールパス回路網（ＡＰＮ）は
９０°の相対位相シフトのために１３５°位相シフトを
与える。図２で示されているように２組のオールパス回
路網（ＡＰＮ）を縦続することにより、９０°の相対位
相シフトはさらに広い帯域幅にわたって維持されること
ができる。例えば４つのオールパス回路網（ＡＰＮ）は
１０ＭＨｚから５０ＭＨｚの範囲にわたって９０°の位
相シフトを得るために使用されることができる。本発明
の技術を使用して、受信機は図４で示されているように
５ＭＨｚから１００ＭＨｚを越える範囲で２０ｄＢを越
えるイメージ排除を行うように構成されることができ
る。
の利得対周波数を有する一定の相対位相シフトを与え
る。前述したように、各通路に１つある２つのオールパ
ス回路網（ＡＰＮ）はある帯域幅にわたって９０°相対
位相シフトを得るために使用されることができる。１つ
の通路のオールパス回路網（ＡＰＮ）は４５°位相シフ
トを与え、第２の通路のオールパス回路網（ＡＰＮ）は
９０°の相対位相シフトのために１３５°位相シフトを
与える。図２で示されているように２組のオールパス回
路網（ＡＰＮ）を縦続することにより、９０°の相対位
相シフトはさらに広い帯域幅にわたって維持されること
ができる。例えば４つのオールパス回路網（ＡＰＮ）は
１０ＭＨｚから５０ＭＨｚの範囲にわたって９０°の位
相シフトを得るために使用されることができる。本発明
の技術を使用して、受信機は図４で示されているように
５ＭＨｚから１００ＭＨｚを越える範囲で２０ｄＢを越
えるイメージ排除を行うように構成されることができ
る。
【００２１】図４は、本発明にしたがって構成された受
信機の例示的な構成における出力周波数対利得および排
除比のグラフである。本発明により構成され図４で示さ
れている性能をもたらす受信機の主なパラメータは、 ａ）Ｆ低からＦ高までの出力周波数範囲と、 ｂ）所望の出力位相リップル（９０°位相シフトからの
総合的なピーク間偏差）と、 ｃ）“ａ”の周波数範囲にわたって“ｂ”を獲得するの
に必要なポールゼロ対の数である。
信機の例示的な構成における出力周波数対利得および排
除比のグラフである。本発明により構成され図４で示さ
れている性能をもたらす受信機の主なパラメータは、 ａ）Ｆ低からＦ高までの出力周波数範囲と、 ｂ）所望の出力位相リップル（９０°位相シフトからの
総合的なピーク間偏差）と、 ｃ）“ａ”の周波数範囲にわたって“ｂ”を獲得するの
に必要なポールゼロ対の数である。
【００２２】これらの数からポールゼロ周波数が計算さ
れることができ、これらと前述の考察から実際の抵抗と
キャパシタ値が計算されることができる。
れることができ、これらと前述の考察から実際の抵抗と
キャパシタ値が計算されることができる。
【００２３】以上、本発明を特定の応用の特定の実施形
態を参照してここで説明した。当業者は本発明の技術的
範囲内で付加的な変形、応用、実施形態を認識するであ
ろう。例えば、本発明は受信機での使用に限定されな
い。本発明にしたがって構成されたミキサは、広範囲の
周波数にわたるイメージ排除が望まれる多数の応用で使
用されてもよい。
態を参照してここで説明した。当業者は本発明の技術的
範囲内で付加的な変形、応用、実施形態を認識するであ
ろう。例えば、本発明は受信機での使用に限定されな
い。本発明にしたがって構成されたミキサは、広範囲の
周波数にわたるイメージ排除が望まれる多数の応用で使
用されてもよい。
【００２４】それ故、請求の範囲は本発明の技術的範囲
内で任意のおよび全てのこのような応用、変形、実施形
態をカバーすることを意図する。 ［図面の簡単な説明］
内で任意のおよび全てのこのような応用、変形、実施形
態をカバーすることを意図する。 ［図面の簡単な説明］
【図１】イメージ排除受信機の典型的な一般構成のブロ
ック図。
ック図。
【図２】本発明にしたがった受信機の例示的な構成のブ
ロック図。
ロック図。
【図３】本発明で使用されるオールパス回路網（ＡＰ
Ｎ）の例示的な実施形態のブロック図。
Ｎ）の例示的な実施形態のブロック図。
【図４】本発明の考察により構成された受信機の例示的
な構成における出力周波数対利得および排除比のグラ
フ。
な構成における出力周波数対利得および排除比のグラ
フ。
フロントページの続き
(72)発明者 リンダー、ロイド・エフ
アメリカ合衆国、カリフォルニア州
91301 アゴウラ・ヒルズ、パトリッ
ク・ヘンリー 3730
(72)発明者 ゴーダー、マシュー・エス
アメリカ合衆国、カリフォルニア州
92506 リバーサイド、ソブレイン・ウ
エイ 2623
(56)参考文献 特開 平９−27734（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−291557（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−195134（ＪＰ，Ａ)
ＴＩＥＴＺＥ Ｕ； ＳＣＨＥＮＫ
ＣＨ．，Ｈａｌｂｌｅｉｔｅｒ−Ｓｃｈ
ａｌｔｕｎｇｓｔｅｃｈｎｉｋ，ドイ
ツ，ＳＰＲＩＮＧＥＲ，1990年，438−
442，ＢＥＲＬＩＮ ＸＰ002130542
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03D
Claims (5)
- 【請求項１】 第１の周波数帯域の第１の信号を受信す
る第１の手段と、一定周波数の局部発振器を含み、 前記第１の受信された
信号から同位相信号および直角位相信号を生成する第２
の手段と、 第２の信号を与えるように前記同位相信号の位相をシフ
トする広帯域の第１および第２のオールパス回路網を含
んでいる第３の手段と、 第３の信号を与えるように前記直角位相信号の位相をシ
フトする広帯域の第３および第４のオールパス回路網を
含み、それによって前記第２の信号が前記第３の信号に
関して予め定められた位相シフトを有するようにしてい
る第４の手段と、 前記第２の信号と第３の信号を合計する第５の手段を具
備している広帯域幅のイメージ排除受信機。 - 【請求項２】 第１の周波数帯域の第１の信号を受信す
る第１の手段と、一定周波数の局部発振器を含み、 前記第１の受信された
信号から同位相信号および直角位相信号を生成する第２
の手段と、 第２の信号を与えるように前記同位相信号の位相をシフ
トする広帯域の第１および第２のオールパス回路網を含
んでいる第３の手段と、 第３の信号を与えるように前記直角位相信号の位相をシ
フトする広帯域の第３および第４のオールパス回路網を
含み、それによって前記第２の信号が前記第３の信号に
関して１８０度の位相シフトを有するようにしている第
４の手段と、 前記第２の信号と第３の信号を合計する第５の手段とを
具備し、 前記各オールパス回路網は、第１および第２の入力端子
を有する差動増幅器を含んでおり、それら増幅器の前記
第１および前記第２の端子はそれぞれ第１および第２の
抵抗素子の第１の端部に接続されており、前記第１およ
び第２の抵抗素子の第２の端部は前記回路網の共通の入
力端子に接続されており、前記第１の入力端子は負の端
子であり、前記回路網の出力端子に接続されており、前
記第２の端子は正の端子であり、容量性構成素子を介し
て電源の接地電位に接続されている広帯域幅のイメージ
排除受信機。 - 【請求項３】 第１の周波数帯域の第１の信号を提供す
る第１の手段と、一定周波数の局部発振器を含み、 前記第１の信号から同
位相信号および直角位相信号を生成する第２の手段と、 第２の信号を与えるように前記同位相信号の位相をシフ
トする広帯域の第１および第２のオールパス回路網を含
んでいる第３の手段と、 第３の信号を与えるように前記直角位相信号の位相をシ
フトする広帯域の第３および第４のオールパス回路網を
含み、それによって前記第２の信号が前記第３の信号に
関して予め定められた位相シフトを有するようにしてい
る第４の手段と、 前記第２の信号と第３の信号を合計する第５の手段を具
備している広帯域幅のイメージ排除ミキサ。 - 【請求項４】 第１の周波数帯域の第１の信号を提供す
る第１の手段と、一定周波数の局部発振器を含み、 前記第１の信号から同
位相信号および直角位相信号を生成する第２の手段と、 第２の信号を与えるように前記同位相信号の位相をシフ
トする広帯域の第１および第２のオールパス回路網と、 第３の信号を与えるように前記直角位相信号の位相をシ
フトし、それによって前記第２の信号が前記第３の信号
に関して１８０度の位相シフトを有するようにしている
広帯域の第３および第４のオールパス回路網と、 前記第２のオールパス回路網と第４のオールパス回路網
の出力を加算する合計装置とを具備し、 前記各オールパス回路網は、第１および第２の入力端子
を有する差動増幅器を含んでおり、それら増幅器の前記
第１および前記第２の端子はそれぞれ第１および第２の
抵抗素子の第１の端部に接続されており、前記第１およ
び第２の抵抗素子の第２の端部は前記回路網の共通の入
力端子に接続されており、前記第１の入力端子は負の端
子であり、前記回路網の出力端子に接続されており、前
記第２の端子は正の端子であり、容量性素子を介して電
源の接地電位に接続されている広帯域幅のイメージ排除
ミキサ。 - 【請求項５】 第１の周波数帯域の第１の信号を受信
し、一定周波数の局部発振器を使用して 前記第１の受信され
た信号から同位相信号および直角位相信号を発生し、広帯域の第１および第２のオールパス回路網 を使用して
第２の信号を与えるように前記同位相信号の位相をシフ
トし、広帯域の第３および第４のオールパス回路網 を使用して
第３の信号を与えるように前記直角位相信号の位相をシ
フトし、それによって前記第２の信号が前記第３の信号
に関して予め定められた位相シフトを有するようにし、 前記第２の信号と第３の信号を合計するステップを含ん
でいる広帯域幅のイメージ排除を実行する方法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/220,288 | 1998-12-23 | ||
| US09/220,288 US6636730B2 (en) | 1998-12-23 | 1998-12-23 | Wideband IF image rejecting receiver |
| PCT/US1999/029729 WO2000039919A1 (en) | 1998-12-23 | 1999-12-15 | Wideband if image rejecting receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002534828A JP2002534828A (ja) | 2002-10-15 |
| JP3515523B2 true JP3515523B2 (ja) | 2004-04-05 |
Family
ID=22822943
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000591718A Expired - Fee Related JP3515523B2 (ja) | 1998-12-23 | 1999-12-15 | 広帯域幅のｉｆイメージ排除受信機 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6636730B2 (ja) |
| EP (1) | EP1057254A1 (ja) |
| JP (1) | JP3515523B2 (ja) |
| WO (1) | WO2000039919A1 (ja) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6529719B1 (en) * | 2000-06-30 | 2003-03-04 | International Business Machines Corporation | Image reject mixer |
| JP4310600B2 (ja) * | 2000-08-04 | 2009-08-12 | ソニー株式会社 | 受信回路および受信用集積回路 |
| US7130599B2 (en) * | 2000-11-03 | 2006-10-31 | Qualcomm Inc. | Quadrature generator with image reject mixer |
| US20020183033A1 (en) * | 2001-04-05 | 2002-12-05 | Sarnoff Corporation | Commutating image-reject mixer |
| US7039382B2 (en) * | 2001-05-15 | 2006-05-02 | Broadcom Corporation | DC offset calibration for a radio transceiver mixer |
| JP3729171B2 (ja) * | 2002-11-26 | 2005-12-21 | 松下電器産業株式会社 | 混合回路とこれを用いた高周波信号受信装置 |
| US7197279B2 (en) * | 2003-12-31 | 2007-03-27 | Wj Communications, Inc. | Multiprotocol RFID reader |
| WO2005065423A2 (en) * | 2003-12-31 | 2005-07-21 | Wj Communications, Inc. | Multiprotocol rfid reader |
| GB0417539D0 (en) * | 2004-08-06 | 2004-09-08 | Zarlink Semiconductor Ltd | Tuner |
| US7546089B2 (en) | 2004-12-23 | 2009-06-09 | Triquint Semiconductor, Inc. | Switchable directional coupler for use with RF devices |
| US7375741B2 (en) * | 2005-03-24 | 2008-05-20 | Himax Technologies Limited | Circuit and method for eliminating image interfering with desired channel |
| JP2008060859A (ja) * | 2006-08-30 | 2008-03-13 | Fujitsu Ltd | イメージ信号除去装置および方法 |
| WO2012002023A1 (ja) * | 2010-06-29 | 2012-01-05 | 日本電気株式会社 | 周波数変換器およびそれを用いた受信機 |
| US8831549B2 (en) * | 2012-09-18 | 2014-09-09 | Mediatek Inc. | Receiver circuit and associated method |
| EP4297354A1 (en) | 2022-06-24 | 2023-12-27 | Kapsch TrafficCom AG | A method for calibrating an ssb receiver |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07160857A (ja) * | 1993-12-02 | 1995-06-23 | Daichiyuu Denshi:Kk | イメージセンサーおよびそれを用いた画像識別装置 |
| FR2720880B1 (fr) * | 1994-06-06 | 1996-08-02 | Fournier Jean Michel | Dispositif de suppression du signal image d'un signal de base transposé à une fréquence intermédiaire. |
| GB9424056D0 (en) | 1994-11-29 | 1995-01-18 | Sgs Thomson Microelectronics | A satellite tuner stage |
-
1998
- 1998-12-23 US US09/220,288 patent/US6636730B2/en not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-12-15 WO PCT/US1999/029729 patent/WO2000039919A1/en not_active Application Discontinuation
- 1999-12-15 JP JP2000591718A patent/JP3515523B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1999-12-15 EP EP99963089A patent/EP1057254A1/en not_active Withdrawn
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| ＴＩＥＴＺＥ Ｕ； ＳＣＨＥＮＫ ＣＨ．，Ｈａｌｂｌｅｉｔｅｒ−Ｓｃｈａｌｔｕｎｇｓｔｅｃｈｎｉｋ，ドイツ，ＳＰＲＩＮＧＥＲ，１９９０年，４３８−４４２，ＢＥＲＬＩＮ ＸＰ００２１３０５４２ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO2000039919A1 (en) | 2000-07-06 |
| US20020055347A1 (en) | 2002-05-09 |
| JP2002534828A (ja) | 2002-10-15 |
| EP1057254A1 (en) | 2000-12-06 |
| US6636730B2 (en) | 2003-10-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3928898B2 (ja) | 集積イメージ阻止ミキサ | |
| JP3515523B2 (ja) | 広帯域幅のｉｆイメージ排除受信機 | |
| KR100341231B1 (ko) | 이상기 | |
| US6404293B1 (en) | Adaptive radio transceiver with a local oscillator | |
| US20060205377A1 (en) | Image rejection mixer providing precision image rejection | |
| US6112069A (en) | Radio receiver and method for suppressing attenuation properties of a low frequency signal | |
| JP2004509547A (ja) | 直交受信機の校正 | |
| US6073000A (en) | Direct conversion receiving circuit and direct conversion receiver | |
| US20060262230A1 (en) | Receiver if system having image rejection mixer and band-pass filter | |
| EP1199796B1 (en) | Frequency Converter | |
| KR100392150B1 (ko) | 통신수신기및통신수신기용장치 | |
| US7835706B2 (en) | Local oscillator (LO) port linearization for communication system with ratiometric transmit path architecture | |
| US7555273B2 (en) | Bandpass filter with carrier frequency reduction | |
| US11581852B2 (en) | Systems and methods for detecting local oscillator leakage and image tone in I/Q mixer based transceivers | |
| EP1187326A2 (en) | Filter apparatus | |
| KR101085693B1 (ko) | 개선된 광대역 ｉ/ｑ 신호 발생 장치 | |
| EP1698048A2 (en) | Mixer with feedback | |
| US7272187B2 (en) | Filter circuit and radio apparatus | |
| US20050157826A1 (en) | Filtering signals | |
| JP3369396B2 (ja) | 無線送受信共用周波数変換器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040115 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |