JP2004509547A - 直交受信機の校正 - Google Patents
直交受信機の校正 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2004509547A JP2004509547A JP2002528904A JP2002528904A JP2004509547A JP 2004509547 A JP2004509547 A JP 2004509547A JP 2002528904 A JP2002528904 A JP 2002528904A JP 2002528904 A JP2002528904 A JP 2002528904A JP 2004509547 A JP2004509547 A JP 2004509547A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- receiver
- signal
- quadrature
- cross
- low
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
- H03D3/009—Compensating quadrature phase or amplitude imbalances
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0016—Stabilisation of local oscillators
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
受信機の校正が行われる。まず、受信機の入力端が有効信号を受信しないことを確実にする。つぎに、受信機の直交出力信号が相関され、受信信号をダウンコンバートするために用いられる直交局部発振信号の相対位相が、最小相関値に相当する値にセットされる。
Description
【0001】
本発明は、直交受信機(quadrature reciever)の校正に関する。この受信機は、例えばいわゆる2.4GHzISMバンドで動作する受信機であるか、または他の適当な受信機である。
【0002】
米国特許第5,949,821号には、同相成分および直交成分を用いて信号を検波する無線通信装置が開示されている。この無線通信装置は、受信信号を歪ませる位相及び利得の不均衡を補正するイコライザを備えている。このイコライザは、受信信号の同相成分および直交成分のピーク振幅を求める。同相成分と直交成分間との間の位相の不均衡は、ピーク振幅を用いて求められる。ピーク振幅と位相の不均衡は、同相成分と直交成分の少なくとも1つを調整することにより、同相成分および直交成分間のいかなる不均衡をも補正するために用いられる。位相推定器は、サンプリングされ、ダウンコンバートされた受信信号から分離された同相成分及び直交成分の位相の不均衡を、1対の直交ミキサを用いて正弦信号(ωt)と余弦信号(ωt)とを加えることにより、推定する。位相の不均衡は、2/(未補正の同相成分及び直交成分のピーク振幅の推定値の積)と、(未補正の同相成分および直交成分の相互相関)との積の逆正弦関数として求められる。このように、イコライザは受信信号、つまり有効信号の振幅および位相の不均衡を補正する。
【0003】
本発明の目的は、局部発振器の直交成分の位相を調整する直交受信器を提供し、狭周波数帯域ノイズ信号を表す直交出力信号を用いることにある。
【0004】
本発明の他の目的は、上述の位相調整が受信機の同相および直交部での利得誤差とに依存しないで行われる、直交受信機を提供することにある。
【0005】
さらに、本発明の目的は、上述の位相調整において、受信機の相互相関直交出力信号から得られる位相調整信号が用いられる、直交受信機を提供することにある。
【0006】
本発明によれば、
受信機の入力に有効信号が存在しないことを確実にする工程と、
前記受信機から与えられる、ノイズ信号を表す直交出力信号を相互相関する工程と、
受信信号をダウンコンバートすることにより前記直交出力信号を発生させる際に用いられる直交局部発振信号の相対位相を、前記相互相関された直交出力信号に基づいて調整する工程と、
を備えることを特徴とする、受信機の校正方法、が提供される。
【0007】
本発明は、受信機において、早い段階、すなわち受信信号をダウンコンバートする際に平衡した直交信号を生成することによって、複雑な補正が必要でなくなるという見通し、さらに低域濾波されたノイズ信号を相互相関することにより、受信機の同相および直交部での利得誤差とは独立した位相不均衡を表す信号を提供できるという見通しに基づいて成されたものである。
【0008】
実施の形態の1つでは、受信機はゼロIF受信機である。この実施の形態では、直交局部発振器の相対位相は、最小相互相関値にセットされている。この実施の形態では、同相および直交部のDCオフセットはACカプラによって効果的に除かれている。
【0009】
他の実施の形態では、受信機は低IF受信機である。この実施の形態では、直交局部発振器の相対位相は、ゼロ相互相関値にセットされている。
【0010】
位相校正の間に有効信号が受信されないようにするために、受信機の入力は、有効信号を受信するアンテナから切り離されてもよい。これにより、相互相関は、純粋にノイズ信号に基づいて成されることが確実になる。
【0011】
図中において、同じ要素には同じ参照用数字が用いられる。
【0012】
図1は、本発明によるトランシーバ1のブロック図である。この例では、トランシーバ1は、いわゆる2.4GHzISM(産業、科学、医療用)バンドで動作し、送受信を同じ周波数で行うため、同調発振器を1つのみ必要とする、いわゆるゼロIFトランシーバである。トランシーバ1は、いわゆるゼロIF(中間周波数)トランシーバであっても、低IFトランシーバであってもよい。トランシーバ1は、受信部2と、送信部3とを備える。本発明は、受信機として実施することもできる。その場合は送信部は存在しない。受信部2は、フィルタ6を介してアンテナ5に接続される低ノイズ増幅器(LNA)4と、送受信スイッチ7とを備える。LNA4は、それぞれ同相および直交受信部にある1対の直交ミキサ8,9に接続されている。利得調整増幅器10を介して、ミキサ8は低域フィルタ11と接続されている。ACカプラ12を介して、低域フィルタ11はADコンバータ13に接続されている。低域フィルタ14を介して、ミキサ9はACカプラ15に接続されている。ACカプラ15は、ADコンバータ16に接続されている。ACカプラ12,15は、受信部2でのDCオフセット誤差を除くために、ゼロIFトランシーバの場合に用いられる。ADコンバータ13,16は、ベースバンド処理手段17の一部であり、受信された無線周波数信号をダウンコンバートすることによって得られる直交信号vI(t)およびvQ(t)のサンプルを出力するためのものである。直交信号vI(t)およびvQ(t)は、ゼロIFまたは低IF信号であってもよい。ベースバンド処理手段17は、プロセッサ18、プログラムデータおよび他の不揮発性データを格納する不揮発性メモリ19、揮発性データを格納する揮発性メモリ20、および受信部2にある局部発振手段25から出力される1対の直交局部発振信号23,24の相対位相を調整するための位相調整信号22を出力するDAコンバータ21をさらに備える。
【0013】
本発明によれば、位相調整信号22は、低ノイズ増幅器4の出力のノイズ信号vn(t)により決定される。ノイズの大部分はミキサ段階の前、すなわちLNA4内で発生すると仮定している。
【0014】
ノイズ信号vn(t)は、nI(t)およびnQ(t)を互いに独立したゼロ平均ガウス型ランダム変数、ωcを局部発振周波数とした場合、
vn(t)=nI(t).cos(ωct)−nQ(t).sin(ωct)
と表すことができる。
【0015】
直交ダウンコンバートと低域濾波の段階の後、vn(t)から直交信号vI(t)およびvQ(t)が得られる。
【0016】
図3に示すとおり、相互相関とその後の積算により、位相の不均衡を表す信号vOUTが得られる。低IF受信機の場合は、相互相関により実質的にゼロの出力信号が発生するまで局部発振器の相対位相が調整される。ゼロIF受信機の場合は、相互相関により最小の出力信号が発生するまで局部発振器の相対位相が調整される。
【0017】
上述したことに加えて、以下も成り立つ。
vI(t)=LPF[vn(t).cos(ωct)]=nI(t)
(LPFは低域濾波を表す)
vQ(t)=LPF[vn(t).α.sin(ωct+θ)]
(αは利得の不均衡、θは位相誤差をあらわす)
上のvQ(t)の式に、vn(t)=nI(t).cos(ωct)−nQ(t).sin(ωct)を代入すると、
vQ(t)=LPF[{nI(t).cos(ωct)−nQ(t).sin(ωct)}.α.sin(ωct+θ)]
が得られる。
【0018】
基本的な角度測定式をあてはめると、以下が得られる。
【0019】
vQ(t)=−α.cos(θ).nQ(t)+α.sin(θ).nI(t)
vI(t)の低域濾波により、以下が得られる。
【0020】
vI(t)=nI(t)
vI(t)およびvQ(t)を相互相関することにより、最小値が利得誤差αとは独立した信号が得られる。
α.sin(θ)[nI(t)*nI(t)]=K.sin(θ)
(*は相互相関演算子、Kは定数をあらわす)
【0021】
本発明によれば、直交局部発振器の相対位相は最小相互相関値にセットしてあるため、直交位相不均衡を最小限にすることができる。
【0022】
図2は、本発明による局部発振手段25の位相調整の実施の形態を示す回路図である。局部発振手段25は、局部発振器30を有している。局部発振器30は、PLL(位相同期ループ)により制御されるVCO(電圧制御発振器)でよく、これに安定した基準発振信号が与えられる。抵抗31およびコンデンサ32から成るRC回路を経由して、第1の直交LO信号が得られ、コンデンサ33と制御電界効果トランジスタ34とから成るRC回路を経由して、第2の直交LO信号が得られる。平衡したとき、第1及び第2の直交LO信号の相対位相は90°である。DAC21は、位相誤差に比例する位相調整信号22を電界効果トランジスタ34に与える。
【0023】
図3は、本発明による低域濾波された信号の相互相関を示す。低域濾波された直交信号vI(t)およびvQ(t)は、積分器41に接続されたミキサ40の入力端に与えられる。
【0024】
図4は、本発明による、ゼロIF受信機の相互相関を示す。信号vOUTは、位相誤差θの関数として表されている。位相調整信号22は、信号vOUTの最小値MINにおける位相θ=θ0に相当する値がセットされている。
【0025】
図5は、本発明による、位相調整を表すフローチャートである。ブロック60では、受信部の入力端に有効信号が無いことを確実(ensure)にしている。ブロック61では、受信機の直交出力信号は相互相関されている。ブロック62では、直交局部発振器の相対位相は最小相互相関値に基づいて調整されている。
【0026】
上述のことに鑑みて、請求項に記載された本発明の範囲内で様々な修正が可能であり、故に本発明は上述した例に限定されないことが、当業者には明らかである。「備える(comprising)」という語は、請求項に挙げたものの他に構成要素や工程が存在することを否定するものではない。
【図面の簡単な説明】
【図1】
本発明による受信機を備えるトランシーバのブロック図。
【図2】
本発明による局部発振器の位相調整の実施の形態を示す回路図。
【図3】
本発明による、低域濾波された信号の相互相関を示す図。
【図4】
本発明による、ゼロIF受信機内の相互相関を示す図。
【図5】
本発明による位相調整を示すフローチャート。
本発明は、直交受信機(quadrature reciever)の校正に関する。この受信機は、例えばいわゆる2.4GHzISMバンドで動作する受信機であるか、または他の適当な受信機である。
【0002】
米国特許第5,949,821号には、同相成分および直交成分を用いて信号を検波する無線通信装置が開示されている。この無線通信装置は、受信信号を歪ませる位相及び利得の不均衡を補正するイコライザを備えている。このイコライザは、受信信号の同相成分および直交成分のピーク振幅を求める。同相成分と直交成分間との間の位相の不均衡は、ピーク振幅を用いて求められる。ピーク振幅と位相の不均衡は、同相成分と直交成分の少なくとも1つを調整することにより、同相成分および直交成分間のいかなる不均衡をも補正するために用いられる。位相推定器は、サンプリングされ、ダウンコンバートされた受信信号から分離された同相成分及び直交成分の位相の不均衡を、1対の直交ミキサを用いて正弦信号(ωt)と余弦信号(ωt)とを加えることにより、推定する。位相の不均衡は、2/(未補正の同相成分及び直交成分のピーク振幅の推定値の積)と、(未補正の同相成分および直交成分の相互相関)との積の逆正弦関数として求められる。このように、イコライザは受信信号、つまり有効信号の振幅および位相の不均衡を補正する。
【0003】
本発明の目的は、局部発振器の直交成分の位相を調整する直交受信器を提供し、狭周波数帯域ノイズ信号を表す直交出力信号を用いることにある。
【0004】
本発明の他の目的は、上述の位相調整が受信機の同相および直交部での利得誤差とに依存しないで行われる、直交受信機を提供することにある。
【0005】
さらに、本発明の目的は、上述の位相調整において、受信機の相互相関直交出力信号から得られる位相調整信号が用いられる、直交受信機を提供することにある。
【0006】
本発明によれば、
受信機の入力に有効信号が存在しないことを確実にする工程と、
前記受信機から与えられる、ノイズ信号を表す直交出力信号を相互相関する工程と、
受信信号をダウンコンバートすることにより前記直交出力信号を発生させる際に用いられる直交局部発振信号の相対位相を、前記相互相関された直交出力信号に基づいて調整する工程と、
を備えることを特徴とする、受信機の校正方法、が提供される。
【0007】
本発明は、受信機において、早い段階、すなわち受信信号をダウンコンバートする際に平衡した直交信号を生成することによって、複雑な補正が必要でなくなるという見通し、さらに低域濾波されたノイズ信号を相互相関することにより、受信機の同相および直交部での利得誤差とは独立した位相不均衡を表す信号を提供できるという見通しに基づいて成されたものである。
【0008】
実施の形態の1つでは、受信機はゼロIF受信機である。この実施の形態では、直交局部発振器の相対位相は、最小相互相関値にセットされている。この実施の形態では、同相および直交部のDCオフセットはACカプラによって効果的に除かれている。
【0009】
他の実施の形態では、受信機は低IF受信機である。この実施の形態では、直交局部発振器の相対位相は、ゼロ相互相関値にセットされている。
【0010】
位相校正の間に有効信号が受信されないようにするために、受信機の入力は、有効信号を受信するアンテナから切り離されてもよい。これにより、相互相関は、純粋にノイズ信号に基づいて成されることが確実になる。
【0011】
図中において、同じ要素には同じ参照用数字が用いられる。
【0012】
図1は、本発明によるトランシーバ1のブロック図である。この例では、トランシーバ1は、いわゆる2.4GHzISM(産業、科学、医療用)バンドで動作し、送受信を同じ周波数で行うため、同調発振器を1つのみ必要とする、いわゆるゼロIFトランシーバである。トランシーバ1は、いわゆるゼロIF(中間周波数)トランシーバであっても、低IFトランシーバであってもよい。トランシーバ1は、受信部2と、送信部3とを備える。本発明は、受信機として実施することもできる。その場合は送信部は存在しない。受信部2は、フィルタ6を介してアンテナ5に接続される低ノイズ増幅器(LNA)4と、送受信スイッチ7とを備える。LNA4は、それぞれ同相および直交受信部にある1対の直交ミキサ8,9に接続されている。利得調整増幅器10を介して、ミキサ8は低域フィルタ11と接続されている。ACカプラ12を介して、低域フィルタ11はADコンバータ13に接続されている。低域フィルタ14を介して、ミキサ9はACカプラ15に接続されている。ACカプラ15は、ADコンバータ16に接続されている。ACカプラ12,15は、受信部2でのDCオフセット誤差を除くために、ゼロIFトランシーバの場合に用いられる。ADコンバータ13,16は、ベースバンド処理手段17の一部であり、受信された無線周波数信号をダウンコンバートすることによって得られる直交信号vI(t)およびvQ(t)のサンプルを出力するためのものである。直交信号vI(t)およびvQ(t)は、ゼロIFまたは低IF信号であってもよい。ベースバンド処理手段17は、プロセッサ18、プログラムデータおよび他の不揮発性データを格納する不揮発性メモリ19、揮発性データを格納する揮発性メモリ20、および受信部2にある局部発振手段25から出力される1対の直交局部発振信号23,24の相対位相を調整するための位相調整信号22を出力するDAコンバータ21をさらに備える。
【0013】
本発明によれば、位相調整信号22は、低ノイズ増幅器4の出力のノイズ信号vn(t)により決定される。ノイズの大部分はミキサ段階の前、すなわちLNA4内で発生すると仮定している。
【0014】
ノイズ信号vn(t)は、nI(t)およびnQ(t)を互いに独立したゼロ平均ガウス型ランダム変数、ωcを局部発振周波数とした場合、
vn(t)=nI(t).cos(ωct)−nQ(t).sin(ωct)
と表すことができる。
【0015】
直交ダウンコンバートと低域濾波の段階の後、vn(t)から直交信号vI(t)およびvQ(t)が得られる。
【0016】
図3に示すとおり、相互相関とその後の積算により、位相の不均衡を表す信号vOUTが得られる。低IF受信機の場合は、相互相関により実質的にゼロの出力信号が発生するまで局部発振器の相対位相が調整される。ゼロIF受信機の場合は、相互相関により最小の出力信号が発生するまで局部発振器の相対位相が調整される。
【0017】
上述したことに加えて、以下も成り立つ。
vI(t)=LPF[vn(t).cos(ωct)]=nI(t)
(LPFは低域濾波を表す)
vQ(t)=LPF[vn(t).α.sin(ωct+θ)]
(αは利得の不均衡、θは位相誤差をあらわす)
上のvQ(t)の式に、vn(t)=nI(t).cos(ωct)−nQ(t).sin(ωct)を代入すると、
vQ(t)=LPF[{nI(t).cos(ωct)−nQ(t).sin(ωct)}.α.sin(ωct+θ)]
が得られる。
【0018】
基本的な角度測定式をあてはめると、以下が得られる。
【0019】
vQ(t)=−α.cos(θ).nQ(t)+α.sin(θ).nI(t)
vI(t)の低域濾波により、以下が得られる。
【0020】
vI(t)=nI(t)
vI(t)およびvQ(t)を相互相関することにより、最小値が利得誤差αとは独立した信号が得られる。
α.sin(θ)[nI(t)*nI(t)]=K.sin(θ)
(*は相互相関演算子、Kは定数をあらわす)
【0021】
本発明によれば、直交局部発振器の相対位相は最小相互相関値にセットしてあるため、直交位相不均衡を最小限にすることができる。
【0022】
図2は、本発明による局部発振手段25の位相調整の実施の形態を示す回路図である。局部発振手段25は、局部発振器30を有している。局部発振器30は、PLL(位相同期ループ)により制御されるVCO(電圧制御発振器)でよく、これに安定した基準発振信号が与えられる。抵抗31およびコンデンサ32から成るRC回路を経由して、第1の直交LO信号が得られ、コンデンサ33と制御電界効果トランジスタ34とから成るRC回路を経由して、第2の直交LO信号が得られる。平衡したとき、第1及び第2の直交LO信号の相対位相は90°である。DAC21は、位相誤差に比例する位相調整信号22を電界効果トランジスタ34に与える。
【0023】
図3は、本発明による低域濾波された信号の相互相関を示す。低域濾波された直交信号vI(t)およびvQ(t)は、積分器41に接続されたミキサ40の入力端に与えられる。
【0024】
図4は、本発明による、ゼロIF受信機の相互相関を示す。信号vOUTは、位相誤差θの関数として表されている。位相調整信号22は、信号vOUTの最小値MINにおける位相θ=θ0に相当する値がセットされている。
【0025】
図5は、本発明による、位相調整を表すフローチャートである。ブロック60では、受信部の入力端に有効信号が無いことを確実(ensure)にしている。ブロック61では、受信機の直交出力信号は相互相関されている。ブロック62では、直交局部発振器の相対位相は最小相互相関値に基づいて調整されている。
【0026】
上述のことに鑑みて、請求項に記載された本発明の範囲内で様々な修正が可能であり、故に本発明は上述した例に限定されないことが、当業者には明らかである。「備える(comprising)」という語は、請求項に挙げたものの他に構成要素や工程が存在することを否定するものではない。
【図面の簡単な説明】
【図1】
本発明による受信機を備えるトランシーバのブロック図。
【図2】
本発明による局部発振器の位相調整の実施の形態を示す回路図。
【図3】
本発明による、低域濾波された信号の相互相関を示す図。
【図4】
本発明による、ゼロIF受信機内の相互相関を示す図。
【図5】
本発明による位相調整を示すフローチャート。
Claims (10)
- 受信機(2)の入力に有効信号が存在しないことを確実にする工程と、
前記受信機(2)から与えられる、ノイズ信号(vn(t))を表す直交出力信号(vI(t)、vQ(t))を相互相関する工程と、
受信信号をダウンコンバート(8,9)することにより前記直交出力信号を発生させる際に用いられる直交局部発振信号(23,24)の相対位相を、前記相互相関された直交出力信号(vI(t)、vQ(t))に基づいて調整(22)する工程と、
を備えることを特徴とする、受信機の校正方法。 - 前記ノイズ信号(vn(t))は、狭周波数帯域限定ノイズ信号であることを特徴とする、請求項1に記載の方法。
- 前記相対位相(θ0)を、前記相互相関における最小相互相関出力値(MIN)に調整することを特徴とする、請求項1に記載の方法。
- 前記受信機(2)は低中間周波数受信機であり、前記最小相互相関値は、実質的にゼロであることを特徴とする、請求項3に記載の方法。
- 受信信号から直交ダウンコンバート信号を生成する、直交ダウンコンバート手段(8,9)と、
前記直交ダウンコンバート手段(8,9)に直交局部発振信号(23,24)を与える、局部発振手段(25)と、
前記直交ダウンコンバート信号から低域フィルタ信号(vI(t)、vQ(t))を生成する、低域フィルタ手段(11,14)と、
ノイズ信号(vn(t))を表す前記低域フィルタ信号(vI(t)、vQ(t))を相互相関する、相互相関手段(40,41)と、
前記直交局部発振信号(23,24)の相対位相を、前記相互相関された低域フィルタ信号に基づいて調整する、調整手段(17)と、
を備えることを特徴とする、受信機(2)。 - 前記受信機はゼロ中間周波数受信機であり、前記低域フィルタ信号からDCオフセット信号成分を除くためのAC切り離し手段(12,15)を更に備えることを特徴とする、請求項5に記載の受信機(2)。
- 前記受信機(2)の入力を前記受信機(2)のアンテナ(5)から切り離すことによって、前記受信機(2)が有効信号を受信しないことを確実にする、切り離し手段(7)を更に備えることを特徴とする、請求項5に記載の受信機(2)。
- 前記相互相関手段(40,41)はミキサ(40)と積分器(41)とを有し、前記ミキサは前記低域フィルタ信号(vI(t)、vQ(t))をミキシングし、前記積分器(41)は、ミキシングされた低域フィルタ信号を積算し、前記調整された相対位相を表す信号を生成することを特徴とする、請求項5に記載の受信機(2)。
- 受信信号から直交ダウンコンバート信号を生成するよう構成されている、直交ダウンコンバータ(8,9)と、
前記直交ダウンコンバータ(8,9)に直交局部発振信号(23,24)を与えるよう構成されている、局部発振器(30)と、
前記直交ダウンコンバート信号から低域フィルタ信号(vI(t)、vQ(t))を生成する、第1及び第2の低域フィルタ(11,14)と、
ノイズ信号(vn(t))を表す前記低域フィルタ信号(vI(t)、vQ(t))を相互相関する、相互相関器(40,41)と、
前記相互相関された低域フィルタ信号に基づいて、前記直交局部発振信号(23,24)の相対位相を調整(22)するよう構成されている、コントローラ(17)と、
を備えることを特徴とする、受信機(2)。 - 前記受信機は低中間周波数受信機であり、前記相互相関器(40,41)は前記相対位相を実質的にゼロ相互相関値に調整するよう構成されていることを特徴とする、請求項9に記載の受信機(2)。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US09/668,014 US6744829B1 (en) | 2000-09-21 | 2000-09-21 | Calibration of a quadrature receiver |
PCT/EP2001/010320 WO2002025804A2 (en) | 2000-09-21 | 2001-09-06 | Calibration of a quadrature receiver |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2004509547A true JP2004509547A (ja) | 2004-03-25 |
JP2004509547A5 JP2004509547A5 (ja) | 2005-01-06 |
Family
ID=24680626
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2002528904A Pending JP2004509547A (ja) | 2000-09-21 | 2001-09-06 | 直交受信機の校正 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6744829B1 (ja) |
EP (1) | EP1325552A2 (ja) |
JP (1) | JP2004509547A (ja) |
KR (1) | KR20020072540A (ja) |
CN (1) | CN1446397A (ja) |
WO (1) | WO2002025804A2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012191586A (ja) * | 2011-03-14 | 2012-10-04 | Toshiba Corp | 無線受信装置 |
Families Citing this family (25)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7035341B2 (en) * | 2001-08-10 | 2006-04-25 | Maxim Integrated Products, Inc. | Quadrature gain and phase imbalance correction in a receiver |
US20030031273A1 (en) * | 2001-08-10 | 2003-02-13 | Rishi Mohindra | Quadrature gain and phase imbalance correction in a receiver |
US20040131127A1 (en) * | 2002-08-27 | 2004-07-08 | Zivi Nadiri | Rfic transceiver architecture and method for its use |
US7245897B2 (en) * | 2003-03-10 | 2007-07-17 | Intel Corporation | Using an electroacoustic resonator |
US20050008107A1 (en) * | 2003-07-10 | 2005-01-13 | Brown James E. C. | Receiver for correcting frequency dependent I/Q phase error |
US7280619B2 (en) * | 2003-12-23 | 2007-10-09 | Intel Corporation | Method and apparatus for compensating I/Q imbalance in receivers |
US7648520B2 (en) * | 2004-04-16 | 2010-01-19 | Kyphon Sarl | Pedicle screw assembly |
US7789899B2 (en) * | 2004-12-30 | 2010-09-07 | Warsaw Orthopedic, Inc. | Bone anchorage screw with built-in hinged plate |
US7524323B2 (en) * | 2004-04-16 | 2009-04-28 | Kyphon Sarl | Subcutaneous support |
US7811311B2 (en) * | 2004-12-30 | 2010-10-12 | Warsaw Orthopedic, Inc. | Screw with deployable interlaced dual rods |
US7618418B2 (en) * | 2004-04-16 | 2009-11-17 | Kyphon Sarl | Plate system for minimally invasive support of the spine |
US7580481B2 (en) * | 2004-04-30 | 2009-08-25 | Silicon Laboratories Inc. | I/Q timing mismatch compensation |
US7570923B2 (en) * | 2004-05-18 | 2009-08-04 | Agere Systems Inc. | I/Q compensation of frequency dependent response mismatch in a pair of analog low-pass filters |
US7453934B2 (en) | 2005-06-27 | 2008-11-18 | Nokia Corporation | Automatic receiver calibration with noise and fast fourier transform |
WO2008003061A2 (en) * | 2006-06-28 | 2008-01-03 | Maxlinear, Inc. | Method and apparatus for calibrating the sideband rejection of a receiver |
US8326252B2 (en) * | 2008-12-30 | 2012-12-04 | Silicon Laboratories Inc. | Controllable image cancellation in a radio receiver |
US8265584B2 (en) * | 2009-06-29 | 2012-09-11 | Silicon Laboratories Inc. | Providing image rejection calibration for a receiver |
US8358994B2 (en) * | 2009-08-19 | 2013-01-22 | Silicon Laboratories Inc. | Mitigating radio receiver multipath noise |
US8290457B2 (en) | 2010-04-27 | 2012-10-16 | Silicon Laboratories Inc. | Performing impulse blanking based on blocker information |
KR101681045B1 (ko) * | 2010-11-22 | 2016-12-01 | 삼성전자주식회사 | 무선통신 시스템에서 캘리브레이션 장치 및 방법 |
US9036740B2 (en) | 2013-06-19 | 2015-05-19 | Silicon Laboratories Inc. | Performing image rejection on bandpass signals |
WO2015036997A1 (en) * | 2013-09-12 | 2015-03-19 | Vayyar Imaging Ltd. | Apparatus and methods for signal generation, reception, and self-calibration |
US9819524B2 (en) | 2014-11-21 | 2017-11-14 | Silicon Laboratories Inc. | Image rejection calibration with a passive network |
US9319027B1 (en) | 2014-12-17 | 2016-04-19 | Silicon Laboratories Inc. | Injecting a tone for image rejection calibration |
DE102016110344A1 (de) * | 2016-06-03 | 2017-12-07 | Infineon Technologies Ag | Rf-empfänger mit eingebauter selbsttestfunktion |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3943514A (en) * | 1970-11-23 | 1976-03-09 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Dual base line interferometer antenna |
EP0305603B1 (en) * | 1987-09-03 | 1993-03-10 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Gain and phase correction in a dual branch receiver |
US5826180A (en) * | 1994-08-08 | 1998-10-20 | Nice Systems Ltd. | Near homodyne radio frequency receiver |
US5764705A (en) * | 1996-07-15 | 1998-06-09 | Boeing North American, Inc. | Adaptive phase shift adjuster for resonator |
US5949821A (en) | 1996-08-05 | 1999-09-07 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for correcting phase and gain imbalance between in-phase (I) and quadrature (Q) components of a received signal based on a determination of peak amplitudes |
US6009317A (en) * | 1997-01-17 | 1999-12-28 | Ericsson Inc. | Method and apparatus for compensating for imbalances between quadrature signals |
AU5796499A (en) * | 1998-08-31 | 2000-03-21 | Kamilo Feher | Feher keying (fk) modulation and transceivers including clock shaping processors |
GB2345230B (en) * | 1998-12-23 | 2003-10-29 | Nokia Mobile Phones Ltd | Radio receiver and a filter for the radio receiver |
-
2000
- 2000-09-21 US US09/668,014 patent/US6744829B1/en not_active Expired - Fee Related
-
2001
- 2001-09-06 CN CN01802814A patent/CN1446397A/zh active Pending
- 2001-09-06 EP EP01969701A patent/EP1325552A2/en not_active Withdrawn
- 2001-09-06 JP JP2002528904A patent/JP2004509547A/ja active Pending
- 2001-09-06 WO PCT/EP2001/010320 patent/WO2002025804A2/en not_active Application Discontinuation
- 2001-09-06 KR KR1020027006430A patent/KR20020072540A/ko not_active Application Discontinuation
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012191586A (ja) * | 2011-03-14 | 2012-10-04 | Toshiba Corp | 無線受信装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
KR20020072540A (ko) | 2002-09-16 |
WO2002025804A3 (en) | 2003-02-27 |
US6744829B1 (en) | 2004-06-01 |
WO2002025804A2 (en) | 2002-03-28 |
EP1325552A2 (en) | 2003-07-09 |
CN1446397A (zh) | 2003-10-01 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2004509547A (ja) | 直交受信機の校正 | |
US7346325B2 (en) | Receiver, receiving method and portable wireless apparatus | |
US7362826B2 (en) | Receiver including an oscillation circuit for generating an image rejection calibration tone | |
EP0977351B1 (en) | Method and apparatus for radio communication | |
US7151917B2 (en) | Apparatus and method for deriving a digital image correction factor in a receiver | |
US7184740B2 (en) | Direct conversion receiver for calibrating phase and gain mismatch | |
US8150358B2 (en) | Method for performing dual mode image rejection calibration in a receiver | |
US6404293B1 (en) | Adaptive radio transceiver with a local oscillator | |
US7627302B2 (en) | Apparatus and method for digital image correction in a receiver | |
US7164329B2 (en) | Tunable phase shifer with a control signal generator responsive to DC offset in a mixed signal | |
JP2004509547A5 (ja) | ||
US20060262230A1 (en) | Receiver if system having image rejection mixer and band-pass filter | |
WO2000054420A1 (fr) | Dispositif terminal radio | |
JP3515523B2 (ja) | 広帯域幅のifイメージ排除受信機 | |
US20060062331A1 (en) | Demodulator for use in wireless communications and receiver, method and terminal using it | |
US7310388B2 (en) | Direct conversion receiver and receiving method | |
EP1208652B1 (en) | Radio fm receiver | |
EP1423910B1 (en) | Receiver | |
JP4332113B2 (ja) | ダイレクトコンバージョン受信機 | |
JP3441311B2 (ja) | 受信機 | |
US20070002972A1 (en) | Cancellation of undesired portions of audio signals | |
EP1515429A2 (en) | Direct conversion receiver and receiving method | |
CN117675489A (zh) | 信号校正方法及装置 | |
WO2008009633A2 (en) | Method for radio calibration | |
KR19990015242A (ko) | 고주파 직변환 수신장치 |