JP2004336706A - 受信装置および無線信号処理用半導体集積回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 差動信号間および直交信号間のオフセットを減少させるとともに、製造歩留まりを向上させることが可能な受信装置および送信装置並びにこれを内蔵した無線信号処理用半導体集積回路を提供する。
【解決手段】 所望の周波数の発振信号を生成する局部発振回路８と、該局部発振回路から出力された発振信号の位相を９０度ずらした信号を生成する９０度移相回路７と、差動形式の受信信号の一方の信号と前記９０度移相回路の出力信号とを混合して周波数変換された差動形式の信号を出力する第１のミキサ４Ｑと、前記差動形式の受信信号の他方の信号と前記局部発振回路の出力信号とを混合して周波数変換された差動形式の信号を出力する第２のミキサ４Ｉとを備えた受信装置において、前記第１のミキサと前記第２のミキサの出力信号に含まれる同相信号成分の差異により生じる直流オフセットを低減する同相信号成分平均回路２０を設けるようにした。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線通信システムを構成する受信装置および受信回路と送信回路を内蔵した無線信号処理用半導体集積回路に関し、特に信号を、周波数が等しく位相が９０度異なる２つのローカル信号を用いて周波数変換する直交ミキサを有する受信装置および無線信号処理用半導体集積回路に関するものである。

従来、無線信号処理回路は、各機能ブロック（信号を増幅する増幅器、信号の周波数を変換するミキサ、信号の所望の帯域のみ通過させるフィルタなど）ごとに個別部品を用いて構成していた。これが近年の半導体技術の向上により、無線信号処理回路を構成する複数の機能ブロックを、１つの半導体チップへ内蔵することが可能となってきた。１つ或いは数個の半導体チップへ内蔵された無線信号処理回路は、アンテナから受信した高周波信号を高い品質（低雑音、高線形性、所望以外の帯域の信号を抑圧など）でより低い周波数帯の信号に変換する。また、ベースバンド部から供給された信号をより高い周波数帯の信号に変換する送信回路を、受信回路と共に１つの半導体チップに内蔵した無線信号処理用ＩＣもある。

無線信号処理回路を低コストで実現するためには、より多くの無線信号処理回路を構成する機能ブロックを１つの半導体チップへ内蔵する必要がある。この目的に対する障害の一つに所望以外の帯域の信号を抑圧するフィルタ回路の半導体チップへの内蔵化が挙げられる。一般に、このフィルタ回路は、ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）フィルタ、誘電体フィルタなどを用いる。これにより所望以外の帯域に存在する信号を抑圧するのであるが、ＳＡＷフィルタや誘電体フィルタは半導体チップに内蔵できない。

個別部品での無線信号処理回路は一般にスーパーヘテロダイン方式と呼ばれる構成で、ＳＡＷフィルタや誘電体フィルタを必要とするが、これらは半導体チップへ内蔵することはできないので、半導体で製造する無線信号処理回路をスーパーヘテロダイン方式で構成すると半導体チップ外部にＳＡＷフィルタや誘電体フィルタを外付けすることになる。そのため部品点数、実装面積が増大することになる。

そこで、半導体チップ間の部品定数の絶対値はばらつくが、１つの半導体チップ内での部品定数の相対値は高精度で一致するという半導体回路の長所を利用し、ＳＡＷフィルタや誘電体フィルタを必要としない無線信号処理回路方式が提案されている。これは、ゼロＩＦ方式、低ＩＦ方式などである。いずれも外付けのＳＡＷフィルタや誘電体フィルタを必要とせず、所望の帯域以外の帯域に存在する信号の抑圧は半導体へ内蔵可能なフィルタで行なう。ただし、無線方式、或いはシステム的要求によっては、一部のフィルタを外付けにする必要が生ずることもある。

ゼロＩＦ方式、低ＩＦ方式などの基本原理は、例えば、非特許文献１を参照されたい。ゼロＩＦ方式、低ＩＦ方式には、１つの信号をＩ成分とＱ成分の２つの成分に分解して処理するという共通の動作的な特徴がある。同一の周波数で９０度異なる位相を有する２つの局部発振信号と、Ｉ成分とＱ成分に分解したい信号を直交ミキサに入力することによりＩ成分とＱ成分に分解する。

この動作を説明するために、ゼロＩＦ方式無線信号受信回路の基本構成を図６に示す。図６において、１はアンテナ入力端子、２は帯域通過フィルタ（以下、「ＢＰＦ」と記す）、３は低雑音増幅回路（以下、「ＬＮＡ」と記す）、４Ｉ、４Ｑは直交ミキサ、５Ｉ、５Ｑは低域通過フィルタ（以下、「ＬＰＦ」と記す）、６Ｉ、６Ｑは増幅回路、７は９０度移相回路、８は局部発振回路、９Ｉ１〜９Ｉ２、９Ｑ１〜９Ｑ２は出力端子である。上記番号の末尾にｏ、ｏＢという添え字のあるものは、同一番号を付したブロックが差動構成になっていて、出力信号とそれと１８０度位相の異なる出力信号を出力するための端子からの出力信号を示す。

アンテナ入力端子１から入力された無線信号は、ＢＰＦ２により所望の帯域以外の信号を抑圧し、ＬＮＡ３に平衡信号として入力される。ＬＮＡ３はＢＰＦ２の出力信号をできるだけ信号対雑音比（以下、「ＳＮＲ」と記す）を劣化させないように増幅する。ＬＮＡ３の出力信号は２等分配され直交ミキサ４Ｉ、４Ｑに入力される。直交ミキサ４Ｉには局部発振回路８の出力信号を９０度移相回路７で９０度移相し、局部発振信号として入力する。直交ミキサ４Ｑには局部発振回路８の出力信号を移相せずに局部発振信号として入力する。ここで局部発振回路８の出力信号の周波数はアンテナ入力端子１から入力された無線信号の所望チャネルの信号の中心周波数と一致する。

従って、直交ミキサ４Ｉの出力信号はアンテナ入力端子１から入力された無線信号の所望帯域の信号のＩ成分となり、直交ミキサ４Ｑの出力信号はアンテナ入力端子１から入力された無線信号の所望帯域の信号のＱ成分となる。直交ミキサ４Ｉ、４Ｑの出力信号はゼロＩＦ方式では基底帯域信号と呼ばれる。

ＬＰＦ５Ｉ、５Ｑはチャネル選択フィルタとして働き、所望チャネル信号以外の帯域を抑圧させる。ＬＰＦ５Ｉ、５Ｑの出力信号は、増幅回路６Ｉ、６Ｑにより所望のレベルへ増幅され、出力端子９Ｉ１〜９Ｉ２、９Ｑ１〜９Ｑ２よりそれぞれ出力される。

さて、各差動構成のブロックからの出力信号ｏは出力信号ｏＢと１８０度位相の異なる逆相信号成分と共に、位相の同一な同相信号成分をもそれぞれ含んでいる。従って、出力信号ｏとｏＢの同相信号成分が同一でないとオフセットが生ずる。このオフセットが大きく、それより後段のブロックのダイナミックレンジを超えてしまうと、所望の信号成分である出力信号ｏとｏＢの逆相信号成分を信号処理することが出来なくなる。

このオフセットを軽減するために、同相信号成分を出力信号ｏとｏＢで平均する。これを説明するためのゼロＩＦ方式無線信号受信回路の構成例を図７に示す。図７において、１０Ｉ、１０Ｑは同相信号成分平均回路である。図７において、図６と同様の動作を行う部分には図６と同じ番号を付し説明を略す。同相信号成分平均回路１０Ｉは直交ミキサ４Ｉの出力信号４Ｉｏと４ＩｏＢの同相信号成分を平均し、直交ミキサ４Ｉのオフセットを減少させる。同相信号成分平均回路１０Ｑは直交ミキサ４Ｑの出力信号４Ｑｏと４ＱｏＢの同相信号成分を平均し、直交ミキサ４Ｑのオフセットを減少させる。

同相信号成分平均回路１０Ｉ、１０Ｑは例えば図８のように構成する。図８において、図６と同様の動作を行う部分には図６と同じ番号を付し説明を略す。１１Ｉ、１１Ｑは受動素子である。受動素子１１Ｉ、１１Ｑは等しいインピーダンスを有する。直交ミキサ４Ｉの出力信号４Ｉｏの同相信号成分より４ＩｏＢの同相信号成分のほうが大きい場合、４Ｉｏから４ＩｏＢへ受動素子１１Ｉを通過する補正電流が流れ、直交ミキサ４Ｉのオフセットは小さくなる。直交ミキサ４Ｑの出力信号４Ｑｏの同相信号成分より４ＱｏＢの同相信号成分の方が大きい場合、４Ｑｏから４ＱｏＢへ受動素子１１Ｑを通過する補正電流が流れ、直交ミキサ４Ｑのオフセットは小さくなる。また、受動素子１１Ｉ、１１Ｑは出力信号４Ｉｏ、４ＩｏＢ、４Ｑｏ、４ＱｏＢの所望チャネル帯域の以外の信号成分は同相成分、逆相成分共に抑圧する。

図８の受信装置においては、受動素子１１Ｉ、１１Ｑによりオフセットは低減されるが、回路を構成する素子の特性ばらつきにより受動素子１１Ｉ、１１Ｑを用いても仕様を満足しないほど大きなオフセットを持ってしまうことがある。このなかで、直交ミキサ４Ｉのオフセットは仕様を満足するが直交ミキサ４Ｑのオフセットは仕様を満足しないとき、あるいはその逆の場合は、その無線信号受信回路は不良品であり製造歩留まりが低下する。受動素子１１Ｉ、１１Ｑのインピーダンスを小さくするとオフセットも減少するのであるが、同時に、所望チャネル帯域の所望信号である逆相成分も減衰し、ＳＮＲが劣化する。また、特許文献１には、ディジタル処理によりオフセットを除去することが提案されているが、半導体チップに内蔵することができない等、低コストで実現できなかった。

以上、受信装置における課題について説明したが、送信装置にも受信装置と同様に送信すべき信号と局部発振信号とを直交ミキサに入力して高い周波数の信号に変換して出力する周波数変換回路が設けられるため、送信側の直交ミキサにおいても、回路を構成する素子の特性ばらつきにより差動の出力信号間にＤＣオフセットが生じてしまうという課題がある。

さらに、送信装置においては、直交ミキサの前段に送信すべき信号を増幅する増幅回路が設けられており、この増幅回路を構成する素子の特性ばらつきにより増幅回路の出力信号にＤＣオフセットが生じると、直交ミキサの出力に所望の周波数の希望波の他、搬送波と同一の周波数成分が現われるキャリアリークが発生して歩留まりが低下するという課題がある。

ここで、送信装置が使用される無線システムが、送信と受信を別々に行なうＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）方式の携帯電話機のような場合には、増幅回路に出力信号のＤＣオフセットを補償する回路を設けておいて、受信を行なっている間に増幅回路のＤＣオフセットを測定してそのオフを補償することが可能であるが、送信と受信を同時に行なうＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式の携帯電話機の場合には、ＤＣオフセットの測定や補償を行なう時間的な余裕がないため、回路を構成する素子の特性ばらつきによりＤＣオフセットが生じてしまうという課題がある。
特開平１１−５５３４２号公報 Aarno Parssinen著、DIRECT CONVERSION RECEIVERS IN WIDE−BAND SYSTEMS、Kluwer Academic Publishers

本発明は、前述のような課題を解決するものであり、差動信号間および直交信号間のオフセットを減少させるとともに、製造歩留まりを向上させることが可能な受信装置および無線信号処理用半導体集積回路を提供することを目的とする。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本発明は、アンテナ入力端子からの信号より所望帯域のみ通過させるアンテナ入力フィルタと、該アンテナ入力フィルタの出力信号を増幅して出力するアンテナ入力増幅回路と、該アンテナ入力増幅回路の出力信号を２信号に分配する分配回路と、前記アンテナ入力フィルタの出力信号のうち、所望チャネル帯域の中心周波数で発振する信号を出力する局部発振回路と、該局部発振回路の出力信号を９０度位相をずらして出力する９０度移相回路と、前記分配回路の第１の出力信号と前記９０度移相回路の出力信号とを混合して出力する第１のミキサと、前記分配回路の第２の出力信号と前記局部発振回路の出力信号とを混合して出力する第２のミキサと、前記第１のミキサと接続して入力信号の所望チャネル帯域のみ通過させる第１のミキサフィルタと、前記第２のミキサと接続して入力信号の所望チャネル帯域のみ通過させる第２のミキサフィルタと、前記第１のミキサフィルタと接続して入力信号を増幅して出力する第１のフィルタ出力増幅回路と、前記第２のミキサフィルタと接続して入力信号を増幅して出力する第２のフィルタ出力増幅回路とからなるゼロＩＦ信号選択増幅部を備え、該ゼロＩＦ信号選択増幅部は、第１のミキサからの出力信号及び第２のミキサからの出力信号をそれぞれ第２のミキサからの出力信号又は第１のミキサからの出力信号の同相信号成分で調整する受信装置である。

また、本発明は、上記ゼロＩＦ信号選択増幅部は、上記第１のミキサと第１のミキサフィルタの間と、上記第２のミキサと第２のミキサフィルタの間とを接続して上記第１のミキサの出力信号と第２のミキサの出力信号の同相信号成分を平均化する回路を有する受信装置である。

そして、本発明は、上記ゼロＩＦ信号選択増幅部は、上記第１のミキサフィルタと第１のフィルタ出力増幅回路の間と、上記第２のミキサフィルタと第２のフィルタ出力増幅回路の間とを接続して上記第１のミキサフィルタの出力信号と第２のミキサフィルタの出力信号の同相信号成分を平均化する回路を有する受信装置である。

更に、本発明は、上記ゼロＩＦ信号選択増幅部は、上記第１のフィルタ出力増幅回路の後段と上記第２のフィルタ出力増幅回路の後段とを接続して上記第１のフィルタ出力増幅回路の出力信号と第２のフィルタ出力増幅回路の出力信号の同相信号成分を平均化する回路を有する受信装置である。

また、本発明は、上記ゼロＩＦ信号選択増幅部は、等しいインピーダンスを有する受動素子及び橋絡線を有し、上記出力信号に補正電流を加算させる受信装置である。

そして、本発明は、アンテナ入力端子からの信号より所望帯域のみ通過させるアンテナ入力フィルタと、該アンテナ入力フィルタの出力信号を増幅して出力するアンテナ入力増幅回路と、該アンテナ入力増幅回路の出力信号を２信号に分配する分配回路と、前記アンテナ入力フィルタの出力信号のうち、所望チャネル帯域の中心周波数から所望チャネル帯域幅の１／２以上離れた周波数で発振する信号を出力する局部発振回路と、該局部発振回路の出力信号を９０度位相をずらして出力する第１の９０度移相回路と、前記分配回路の第１の出力信号と前記第１の９０度移相回路の出力信号とを混合する第１のミキサと、前記分配回路の第２の出力信号と前記局部発振回路の出力信号を混合する第２のミキサと、前記第１のミキサと接続して入力信号の所望チャネル帯域のみ通過させる第１のミキサフィルタと、前記第２のミキサと接続して入力信号の所望チャネル帯域のみ通過させる第２のミキサフィルタと、前記第１のミキサフィルタと接続して入力信号を増幅して出力する第１のフィルタ出力増幅回路と、前記第２のミキサフィルタと接続して入力信号を増幅して出力する第２のフィルタ出力増幅回路と、該第２のフィルタ出力増幅回路の出力信号を９０度位相をずらす第２の９０度移相回路と、前記第１のフィルタ出力増幅回路の出力信号と前記第２の９０度移相回路の出力信号とを加算する加算回路とからなる低ＩＦ信号選択増幅部を備え、該低ＩＦ信号選択増幅回路は、第１のミキサからの出力信号及び第２のミキサからの出力信号をそれぞれ第２のミキサからの出力信号又は第１のミキサからの出力信号の同相信号成分で調整する受信装置である。

更に、本発明は、上記低ＩＦ信号選択増幅部は、上記第１のミキサと第１のミキサフィルタの間と、上記第２のミキサと第２のミキサフィルタの間とを接続して上記第１のミキサの出力信号と第２のミキサの出力信号の同相信号成分を平均化する回路を有する受信装置である。

また、本発明は、上記低ＩＦ信号選択増幅部は、上記第１のミキサフィルタと第１のフィルタ出力増幅回路の間と、上記第２のミキサフィルタと第２のフィルタ出力増幅回路の間とを接続して上記第１のミキサフィルタの出力信号と第２のミキサフィルタの出力信号の同相信号成分を平均化する回路を有する受信装置である。

そして、本発明は、上記低ＩＦ信号選択増幅部は、上記第１のフィルタ出力増幅回路の後段と上記第２のフィルタ出力増幅回路の後段とを接続して上記第１のフィルタ出力増幅回路の出力信号と第２のフィルタ出力増幅回路の出力信号の同相信号成分を平均化する回路を有する受信装置である。

更に、本発明は、上記低ＩＦ信号選択増幅部は、等しいインピーダンスを有する受動素子及び橋絡線を有し、上記出力信号に補正電流を加算させる受信装置である。

本願の第２の発明は、差動形式の第１の送信信号を増幅する第１の差動増幅回路と、前記第１の送信信号と位相が９０度異なる差動形式の第２の送信信号を増幅する第２の差動増幅回路と、所望の周波数の発振信号を生成する局部発振回路と、該局部発振回路から出力された発振信号の位相を９０度ずらした信号を生成する９０度移相回路と、前記第１の送信信号と前記９０度移相回路の出力信号とを混合して周波数変換された信号を出力する第１のミキサと、前記前記第２の送信信号と前記局部発振回路の出力信号とを混合して周波数変換された信号を出力する第２のミキサとを備える送信回路を内蔵した無線信号処理用半導体集積回路において、前記第１の差動増幅回路の差動出力間と前記第２の差動増幅回路の差動出力間並びに前記第１の差動増幅回路の出力と前記第２の差動増幅回路の出力との間に設けられた受動素子を有し、前記第１の差動増幅回路と前記第２の差動増幅回路の出力信号に含まれる同相信号成分の差異により生じる直流オフセットを低減する同相信号成分平均回路を設けたものである。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明によれば、差動信号および直交信号の同相信号成分の差異に基づく差動信号間および直交信号間のオフセットを減少させることができると共に製造歩留まりを向上させた受信装置および無線信号処理用半導体集積回路を得ることができる。

以下、本発明の実施の形態を説明する。
本発明の受信装置の実施例について、図１〜図５を用いて説明する。図１は、実施例１の受信装置のゼロＩＦ選択増幅部のブロック説明図である。図２は、実施例１の受信装置における同相信号成分平均化手段の第１の具体例のブロック説明図である。図３は、実施例１の受信装置における同相信号成分平均化手段の第２の具体例のブロック説明図である。図４は、実施例１の受信装置における直交ミキサの第２の回路例の説明図である。図５は、実施例２の受信装置のブロック説明図である。

実施例１を説明する。本実施例の受信装置は、アンテナ入力端子からの信号より所望帯域のみ通過させるアンテナ入力フィルタと、該アンテナ入力フィルタの出力信号を増幅して出力するアンテナ入力増幅回路と、該アンテナ入力増幅回路の出力信号を２信号に分配する分配回路と、前記アンテナ入力フィルタの出力信号のうち、所望チャネル帯域の中心周波数で発振する信号を出力する局部発振回路と、該局部発振回路の出力信号を９０度位相をずらして出力する９０度移相回路と、前記分配回路の第１の出力信号と前記９０度移相回路の出力信号とを混合して出力する第１のミキサと、前記分配回路の第２の出力信号と前記局部発振回路の出力信号とを混合して出力する第２のミキサと、前記第１のミキサと接続して入力信号の所望チャネル帯域のみ通過させる第１のミキサフィルタと、前記第２のミキサと接続して入力信号の所望チャネル帯域のみ通過させる第２のミキサフィルタと、前記第１のミキサフィルタと接続して入力信号を増幅して出力する第１のフィルタ出力増幅回路と、前記第２のミキサフィルタと接続して入力信号を増幅して出力する第２のフィルタ出力増幅回路とからなるゼロＩＦ信号選択増幅部を備え、該ゼロＩＦ信号選択増幅部は、第１のミキサからの出力信号及び第２のミキサからの出力信号をそれぞれ第２のミキサからの出力信号又は第１のミキサからの出力信号の同相信号成分で調整することができる。

図１は実施例１の受信装置のゼロＩＦ信号選択増幅部による直交ミキサの第１の実施形態を示すブロック図である。図１において、１はアンテナ入力端子、２は帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、３は低雑音増幅回路（ＬＮＡ）、４Ｉ、４Ｑは直交ミキサ、５Ｉ、５Ｑは低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、６Ｉ、６Ｑは増幅回路、７は９０度移相回路、８は局部発振回路、９Ｉ１〜９Ｉ２、９Ｑ１〜９Ｑ２は出力端子、２０は同相信号成分平均回路である。上記番号の末尾にｏ、ｏＢという添え字のあるものは、同一番号を付したブロックが差動構成になっていて、出力信号とそれと１８０度位相の異なる出力信号を出力するための端子からの出力信号を示すものとする。

アンテナ入力端子１から入力された無線信号はＢＰＦ２により所望の帯域以外の信号を抑圧し、ＬＮＡ３に平衡信号として入力される。ＬＮＡ３はＢＰＦ２の出力信号をできるだけ信号対雑音比（ＳＮＲ）を劣化させないように増幅する。ＬＮＡ３の出力信号は２等分配され直交ミキサ４Ｉ、４Ｑに入力される。直交ミキサ４Ｉには局部発振回路８の出力信号を９０度移相回路７で９０度移相し、局部発振信号として入力する。直交ミキサ４Ｑには局部発振回路８の出力信号を移相せずに局部発振信号として入力する。ここで局部発振回路８の出力信号の周波数はアンテナ入力端子１から入力された無線信号の所望チャネルの信号の中心周波数と一致する。

従って、直交ミキサ４Ｉの出力信号はアンテナ入力端子１から入力された無線信号の所望帯域の信号のＩ成分となり、直交ミキサ４Ｑの出力信号はアンテナ入力端子１から入力された無線信号の所望帯域の信号のＱ成分となる。直交ミキサ４Ｉ、４Ｑの出力信号はゼロＩＦ方式では基底帯域信号と呼ばれる。ここで、各差動構成のブロックからの出力信号ｏは出力信号ｏＢと１８０度位相の異なる逆相信号成分と共に、位相の同一な同相信号成分をもそれぞれ含んでいる。従って、ｏとｏＢの同相信号成分が同一ではないとオフセットが生ずる。このオフセットが大きく、それより後段のブロックのダイナミックレンジを超えてしまうと、所望の信号成分であるｏとｏＢの逆相信号成分を信号処理することが出来なくなる。

このオフセットを軽減するために、従来は図６〜図８で説明したように同相信号成分をｏとｏＢだけで平均していたが、本実施例の受信装置では、図１に示すように、同相信号成分平均回路２０により直交ミキサ４Ｉの出力信号４Ｉｏと４ＩｏＢ、直交ミキサ４Ｑの出力信号４Ｑｏと４ＱｏＢの４つの出力信号の同相信号成分の平均化処理する。

同相信号成分平均回路２０の出力は、ＬＰＦ５Ｉ、５Ｑに入力され、所望チャネル信号以外の帯域を抑圧させる。ＬＰＦ５Ｉ、５Ｑの出力信号は増幅回路６Ｉ、６Ｑにより所望のレベルへ増幅され、出力端子９Ｉ１〜９Ｉ２、９Ｑ１〜９Ｑ２よりそれぞれ出力される。

同相信号成分平均回路２０の第１の構成例を図２に示す。図２において図１と同様の動作を行う部分には図１と同じ番号を付し説明を略す。２１Ｉ１〜２１Ｉ２、２１Ｑ１〜２１Ｑ２は受動素子であり、２４は橋絡線である。２１Ｉ１、２１Ｉ２、２１Ｑ１、２１Ｑ２は等しいインピーダンスである。受動素子２１Ｉ１、２１Ｉ２の接続点と受動素子２１Ｑ１、２１Ｑ２の接続点とは、橋絡線２４で接続される。受動素子２１Ｉ１、２１Ｉ２、２１Ｑ１、２１Ｑ２は具体的には抵抗素子または容量素子もしくは抵抗素子と容量素子を並列に接続したものである。

直交ミキサ４Ｉの出力信号４Ｉｏの同相信号成分を４ＩｏＣ、４ＩｏＢの同相信号成分を４ＩｏＢＣ、直交ミキサ４Ｑの出力信号４Ｑｏの同相信号成分を４ＱｏＣ、４ＱｏＢの同相信号成分を４ＱｏＢＣとする。例えば、４ＩｏＣ＝４ＩｏＢＣ＝４ＱｏＣ>４ＱｏＢＣであり、直交ミキサ４Ｉのオフセットは仕様を満足し、直交ミキサ４Ｑのオフセットは仕様を満足しないものとする。従来例の図８の無線信号受信回路はこの場合、仕様を満足しないため不良品となっていたが、本実施例の図２では４ＩｏＣ、４ＩｏＢＣ、４ＱｏＣから補正電流が４ＱｏＢＣへ加算され、直交ミキサ４Ｉのオフセットは仕様を満足したまま、直交ミキサ４Ｑのオフセットを軽減し、良品とすることが可能となる。

同相信号成分平均回路２０の第２の構成例を図３に示す。図３において、図１〜図２と同様の動作を行う部分には図１〜図２と同じ番号を付し説明を略す。図３において、２２Ｉ、２２Ｑは受動素子である。受動素子２２Ｉ、２２Ｑは等しいインピーダンスである。受動素子２２Ｉ、２２Ｑにより出力信号４Ｉｏ、４ＩｏＢ、４Ｑｏ、４ＱｏＢの所望チャネル帯域の以外の信号成分は同相成分、逆相成分共に抑圧すると共に、図８のように直交ミキサ４Ｉの出力信号４Ｉｏ、４ＩｏＢの同相成分の平均化処理と、直交ミキサ４Ｑの出力信号４Ｑｏ、４ＱｏＢの同相成分の平均化処理をも行う。同時に図２のように出力信号４Ｉｏ、４ＩｏＢ、４Ｑｏ、４ＱｏＢの同相信号成分の平均化処理も行い、よりオフセットを軽減する。受動素子２１Ｉ１、２１Ｉ２、２１Ｑ１、２１Ｑ２、２２Ｑ１、２２Ｑ２は具体的には抵抗素子または容量素子もしくは抵抗素子と容量素子を並列に接続したものである。受動素子２２Ｑ１、２２Ｑ２として容量素子を用いる場合、その容量値は比較的大きいため、外付けの容量素子もしくはオンチップの容量素子と外付けの容量素子とを並列に接続したものを用いるのが望ましい。

図３の直交ミキサ４Ｉ、４Ｑのバイポーラトランジスタを用いた構成例を図４に示す。図４において図１〜図３と同様の動作を行う部分には図１〜図３と同じ番号を付し説明を略す。図４において、２３Ｉ１〜２３Ｉ２、２３Ｑ１〜２３Ｑ２は受動素子、２４は橋絡線、３０Ｉ１〜３０Ｉ４、３０Ｑ１〜３０Ｑ４、３１Ｉ１〜３１Ｉ２、３１Ｑ１〜３１Ｑ２はバイポーラトランジスタ、４１Ｉ、４１Ｑは受動素子、４２Ｉ１〜４２Ｉ２、４２Ｑ１〜４２Ｑ２は受動素子、５０Ｉ、５０Ｑは不平衡−平衡変換回路、６０は電源である。

ここで、受動素子２３Ｉ１〜２３Ｉ２、２３Ｑ１〜２３Ｑ２は等しいインピーダンスであり、バイポーラトランジスタ３０Ｉ１〜３０Ｉ４、３０Ｑ１〜３０Ｑ４は等しい特性、バイポーラトランジスタ３１Ｉ１〜３１Ｉ２、３１Ｑ１〜３１Ｑ２は等しい特性、受動素子４１Ｉ、４１Ｑは等しいインピーダンス、受動素子４２Ｉ１〜４２Ｉ２、４２Ｑ１〜４２Ｑ２は等しいインピーダンスである。

局部発振回路８の出力信号は、９０度移相回路７で９０度移相し、不平衡−平衡変換回路５０Ｉで平衡信号に変換し、直交ミキサ４Ｉの局部発振信号として入力する。直交ミキサ４Ｑには局部発振回路８の出力信号を移相せずに、不平衡−平衡変換回路５０Ｑで平衡信号に変換し、局部発振信号として入力する。図１〜図３に示すＬＮＡ３の出力信号である３ｏ、３ｏＢは分岐し、バイポーラトランジスタ３１Ｉ１〜３１Ｉ２、３１Ｑ１〜３１Ｑ２へ入力される。受動素子４１Ｉ、４１Ｑ、４２Ｉ１〜４２Ｉ２、４２Ｑ１〜４２Ｑ２は直交ミキサ４Ｉ、４Ｑの負帰還回路として働き、線形性を向上する。

バイポーラトランジスタ３１Ｉ１〜３１Ｉ２、３１Ｑ１〜３１Ｑ２のコレクタ電流はバイポーラトランジスタ３０Ｉ１〜３０Ｉ４、３０Ｑ１〜３０Ｑ４のエミッタへ入力され、局部発振信号と混合される。バイポーラトランジスタ３０Ｉ１〜３０Ｉ４、３０Ｑ１〜３０Ｑ４のエミッタへ入力のコレクタ電流は負荷として作用する受動素子２３Ｉ１〜２３Ｉ２、２３Ｑ１〜２３Ｑ２により信号電圧に変換される。受動素子２２Ｉ、２２Ｑは、図３で説明したように、所望チャネル帯域外の同相成分、逆相成分共に抑圧すると共に、直交ミキサ４Ｉの出力信号４Ｉｏ、４ＩｏＢの同相成分を平均化処理と、直交ミキサ４Ｑの出力信号４Ｑｏ、４ＱｏＢの同相成分の平均化処理をも行う。受動素子２１Ｉ１〜２１Ｉ２、２１Ｑ１〜２１Ｑ２は、図２で説明したように、直交ミキサ４Ｉ、４Ｑの出力信号４Ｉｏ、４ＩｏＢ、４Ｑｏ、４ＱｏＢの同相成分を平均化処理する。受動素子２３Ｉ１〜２３Ｉ２、２３Ｑ１〜２３Ｑ２は抵抗素子で構成される。

局部発振回路８の出力信号の周波数は、アンテナ入力端子１から入力された無線信号の所望チャネルの信号の中心周波数と一致するので、直交ミキサ４Ｉの出力信号はアンテナ入力端子１から入力された無線信号の所望帯域の信号のＩ成分となり、直交ミキサ４Ｑの出力信号はアンテナ入力端子１から入力された無線信号の所望帯域の信号のＱ成分となる。直交ミキサ４Ｉ、４Ｑの出力信号はゼロＩＦ方式では基底帯域信号である。

次に、図５を用いて、本発明の受信装置の第２の実施例を説明する。
実施例２の受信装置は、低ＩＦ信号選択増幅部における直交ミキサ４Ｉ、４Ｑのオフセットを多段で抑圧する構成としたものである。図５において、図１〜図３と同様の動作を行う部分には図１〜図３と同じ番号を付し説明を略す。図５において、１００、１０１は同相信号成分平均回路である。図５のようにＬＰＦ５Ｉ、５Ｑ増幅回路６Ｉ、６Ｑの後段にも同相信号成分平均回路１００，１０１を設け、図２〜図３に示す受動素子２１Ｉ１〜２１Ｉ２、２１Ｑ１〜２１Ｑ２、２２Ｉ〜２２Ｑ２のインピーダンスを増加させることで、所望チャネル帯域の逆相成分の利得を増加させ、ＳＮＲを向上させると共に、オフセットを抑圧することが出来る。

図１〜図５の受信装置で直交ミキサ４Ｉ、４Ｑの入力信号の所望チャネル帯域の中心周波数から所望チャネル帯域幅の１／２以上離れた周波数で発振する信号を出力する局部発振回路を局部発振回路８として用い、増幅回路６Ｑの後段に９０度移相回路を設け、この９０度移相回路の出力信号と増幅回路６Ｉの出力信号を加算する加算回路を設けた構成の受信装置は低ＩＦ方式と呼ばれるが、この受信装置も、直交ミキサ４Ｉ、４Ｑ、ＬＰＦ５Ｉ、５Ｑ、増幅回路６Ｉ、６Ｑの後段にそれぞれ同相信号成分平均回路２０、１００、１０１を１又は２以上設けることによりオフセットを減少させ、製造歩留まりを向上することができる。

本実施例の受信装置は、アンテナ入力端子からの信号より所望帯域のみ通過させるアンテナ入力フィルタと、該アンテナ入力フィルタの出力信号を増幅して出力するアンテナ入力増幅回路と、該アンテナ入力増幅回路の出力信号を２信号に分配する分配回路と、前記アンテナ入力フィルタの出力信号のうち、所望チャネル帯域の中心周波数から所望チャネル帯域幅の１／２以上離れた周波数で発振する信号を出力する局部発振回路と、該局部発振回路の出力信号を９０度位相をずらして出力する第１の９０度移相回路と、前記分配回路の第１の出力信号と前記第１の９０度移相回路の出力信号とを混合する第１のミキサと、前記分配回路の第２の出力信号と前記局部発振回路の出力信号を混合する第２のミキサと、前記第１のミキサと接続して入力信号の所望チャネル帯域のみ通過させる第１のミキサフィルタと、前記第２のミキサと接続して入力信号の所望チャネル帯域のみ通過させる第２のミキサフィルタと、前記第１のミキサフィルタと接続して入力信号を増幅して出力する第１のフィルタ出力増幅回路と、前記第２のミキサフィルタと接続して入力信号を増幅して出力する第２のフィルタ出力増幅回路と、該第２のフィルタ出力増幅回路の出力信号を９０度位相をずらす第２の９０度移相回路と、前記第１のフィルタ出力増幅回路の出力信号と前記第２の９０度移相回路の出力信号とを加算する加算回路とからなる低ＩＦ信号選択増幅部を備え、該低ＩＦ信号選択増幅回路は、第１のミキサからの出力信号を第２のミキサからの出力信号の同相信号成分で調整し、第２のミキサからの出力信号を第１のミキサからの出力信号の同相信号成分で調整することができる。

なお、アンテナから入力信号がアナログ信号であるとき、本発明の受信装置の信号選択増幅部からの出力信号は、例えばＡ／Ｄ変換されてディジタル処理される。

以上実施例で説明したように、本発明によれば、回路を構成する素子の特性ばらつきにより、該第１のミキサの出力信号のオフセットが仕様を満足し、該第２のミキサの出力信号のオフセットが仕様を満足しない時、あるいはその逆の場合などにも仕様を満足する確率が上がり、製造歩留まりを向上できる。

また、第１のフィルタの出力信号と該第２のフィルタの出力信号の同相信号成分の平均化や該第１の増幅回路の出力信号と該第２の増幅回路の出力信号の同相信号成分を平均化をも並行して行なうことで更に製造歩留まりを向上できる。

図９に、本発明をＷＣＤＭＡ方式の信号を受信可能な受信装置に適用した場合の実施例を示す。特に制限されるものでないが、この実施例においては、局部発振回路８が、その発振信号を差動の信号として出力するように構成されている。また、局部発振回路８は受信周波数の２倍の周波数で発振するようにされ、９０°移相回路７は局部発振回路８からの発振信号を分周しかつ互いに９０°位相のずれた信号を生成可能に構成されている。

さらに、この実施例においては、局部発振回路８が差動の発振信号を出力するように構成されているため、９０°移相回路７とミキサ回路４Ｉ，４Ｑとの間に不平衡平衡変換回路５０Ｉ，５０Ｑがなく、その代わりに９０°移相回路７で生成された信号を増幅する差動増幅回路５１Ｉ，５１Ｑと、インピーダンス変換用のエミッタフォロワ５２Ｉ１,５２Ｉ２，５２Ｑ１,５２Ｑ２が設けられている。そして、このエミッタフォロワ５２Ｉ１，５２Ｉ２，５２Ｑ１,５２Ｑ２の出力信号は直流成分を遮断する容量５３Ｉ１,５３Ｉ２，５３Ｑ１,５３Ｑ２を介してミキサ回路４Ｉ，４Ｑへ入力されている。

また、この実施例においては、ミキサ回路４Ｉ，４Ｑは図４に示されているものとほぼ同様な構成の回路が使用され、ミキサ回路４Ｉ，４Ｑに一体に組み込まれた同相信号成分平均回路を構成する受動素子２１Ｉ１，２１Ｉ２，２１Ｑ１，２１Ｑ２として、各々抵抗と容量が並列に接続されたものが使用されている。そして、それぞれの同相信号成分平均回路を構成する直列抵抗の中間ノードと直列容量の中間ノードとはそれぞれ結合され、さらにミキサ回路４Ｉの同相信号成分平均回路の中間ノードとミキサ回路４Ｑの同相信号成分平均回路の中間ノードとが、橋絡線２４によって結合されている。

さらに、図４に示されているミキサ回路４Ｉの同相信号成分平均回路を構成する受動素子２２Ｉに相当するものは、本実施例では、ミキサ回路４Ｉの出力端子間に接続された容量Ｃ１Ｉ１，Ｃ１Ｉ２およびＣ１Ｉ１，Ｃ１Ｉ２間の抵抗Ｒ１Ｉ１，Ｒ１Ｉ２により構成され、図４のミキサ回路４Ｑの受動素子２２Ｑに相当するものは、本実施例では、ミキサ回路４Ｑの出力端子間に接続された容量Ｃ１Ｑ１，Ｃ１Ｑ２およびＣ１Ｑ１，Ｃ１Ｑ２間の抵抗Ｒ１Ｑ１，Ｒ１Ｑ２により構成されている。Ｃ１Ｉ１，Ｃ１Ｑ１は例えば１５ｐＦのような容量値、Ｃ１Ｉ２，Ｃ１Ｑ２は８０ｐＦのような容量値、抵抗Ｒ１Ｉ１，Ｒ１Ｉ２，Ｒ１Ｑ１，Ｒ１Ｑ２は１００Ωのような抵抗値とされる。

かかる構成により、ミキサ回路４Ｉ，４Ｑの出力信号に含まれる同相信号成分によるオフセットを減少させることができるようにされている。同相信号成分平均回路２１Ｉ，２１Ｑを構成する受動素子２１Ｉ１，２１Ｉ２，２１Ｑ１，２１Ｑ２としての抵抗の値は、互いに同一であり、ミキサ回路４Ｉ，４Ｑの負荷抵抗２３Ｉ１，２３Ｉ２，２３Ｑ１，２３Ｑ２よりも５倍以上大きな値とされる。同相信号成分平均回路２１Ｉ，２１Ｑを構成する抵抗の値が負荷抵抗２３Ｉ１〜２３Ｑ２の抵抗値よりも小さいと所望の出力振幅が得られなくなるためである。

さらに、この実施例では、ミキサ回路４Ｉ，４Ｑを構成する上段差動トランジスタ３０Ｉ１〜３０Ｑ４のベース端子間を抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂ４を介して結合することによって、４つの入力信号を平均化した直流電圧をバイアス電圧としてトランジスタ３０Ｉ１〜３０Ｑ４のベース端子に印加して自己バイアスを行ない、消費電力の低減を図っている。そして、この抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂ４の共通接続ノードと前記橋絡線２４とを結合することによって、抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂ４によって生成されるバイアス電圧を、橋絡線２４によって結合される同相信号成分平均回路２１Ｉ，２１Ｑの中間ノードに与え、同相信号成分平均回路２１Ｉ，２１Ｑの中間ノードの電位を安定させるように構成されている。抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂ４は例えば８ｋΩのような抵抗値のものが使用される。

図１０に、本発明をＧＳＭとＤＣＳ、ＰＣＳなど複数のバンドの信号を受信可能な受信装置に適用した場合の実施例を示す。この実施例では、ＧＳＭ用の局部発振回路８１と９０°移相回路７１とミキサ回路４Ｉ１，４Ｑ１の他に、ＤＣＳ／ＰＣＳ用の局部発振回路８２と９０°移相回路７２とミキサ回路４Ｉ２，４Ｑ２が設けられている。ＧＳＭ用のミキサ回路４Ｉ１，４Ｑ１とＤＣＳ／ＰＣＳ用のミキサ回路４Ｉ２，４Ｑ２は同様の構成を有するので、以下、ＧＳＭ用のミキサ回路４Ｉ１について説明し、ミキサ回路４Ｑ１，４Ｉ２，４Ｑ２については説明を省略する。局部発振回路８１，８２は各々の受信周波数の２倍の周波数で発振するようにされ、９０°移相回路７１および７２は発振信号を１／２分周して９０°位相がずれた信号を生成する。

この実施例においても、局部発振回路８は発振信号を差動の信号として出力するように構成されている。また、９０°移相回路７１とミキサ回路４Ｉ１，４Ｑ１との間に不平衡平衡変換回路５０Ｉ，５０Ｑの代わりに９０°移相回路７１で生成された信号を増幅する差動増幅回路５１Ｉ，５１Ｑ（５１Ｑは図示省略）と、インピーダンス変換用のエミッタフォロワ５２Ｉ１，５２Ｉ２が設けられている。そして、この実施例では、このエミッタフォロワの出力信号Ｉ，ＩＢ，Ｑ，ＱＢに含まれる同相信号成分によるオフセットを減少させるため、同相信号成分平均回路５４Ｉ，５４Ｑ（５４Ｑは図示省略）が設けられている。

上記同相信号成分平均回路５４Ｉは抵抗Ｒ２Ｉ１，Ｒ２Ｉ２とこれらの抵抗と並列に接続された容量Ｃ２Ｉ１，Ｃ２Ｉ２とにより構成されている。図示しないがミキサ回路４Ｑ１の同相信号成分平均回路５４Ｑも同様である。

また、この実施例においては、ミキサ回路４Ｉ１，４Ｑ１は図４に示されているものとほぼ同様な構成を有するようにされ、ミキサ回路４Ｉ１，４Ｑ１に一体に組み込まれた同相信号成分平均回路を構成する受動素子２１Ｉ１，２１Ｉ２，２１Ｑ１，２１Ｑ２として、容量が使用されている。そして、受動素子２１Ｉ１と２１Ｉとしての容量の中間ノードと受動素子２１Ｑ１，２１Ｑ２（図１０では図示省略）としての容量の中間ノードは橋絡線２４によって結合されている。

さらに、図４に示されている同相信号成分平均回路２１Ｉ，２１Ｑを構成する受動素子２２Ｉに相当するものは、本実施例では、ミキサ回路４Ｉ１の出力端子間に接続された容量Ｃ１Ｉ１，Ｃ１Ｉ２，Ｃ１Ｉ３，Ｃ１Ｉ４，Ｃ１Ｉ５およびＣ１Ｉ１，Ｃ１Ｉ２間の抵抗Ｒ１Ｉ１，Ｒ１Ｉ２により構成され、受動素子２２Ｑに相当するものは、ミキサ回路４Ｑ１の出力端子間に接続された容量Ｃ１Ｑ１，Ｃ１Ｑ２，Ｃ１Ｑ３，Ｃ１Ｑ４，Ｃ１Ｑ５およびＣ１Ｑ１，Ｃ１Ｑ２間の抵抗Ｒ１Ｑ１，Ｒ１Ｑ２により構成されている。Ｃ１Ｉ１，Ｃ１Ｑ１は例えば５ｐＦのような容量値、Ｃ１Ｉ２，Ｃ１Ｑ２は１０００ｐＦのような容量値、Ｃ１Ｉ３，Ｃ１Ｑ３は１０ｐＦのような容量値、Ｃ１Ｉ４，Ｃ１Ｉ５，Ｃ１Ｑ４，Ｃ１Ｑ５は５ｐＦのような容量値、抵抗Ｒ１Ｉ１，Ｒ１Ｉ２，Ｒ１Ｑ１，Ｒ１Ｑ２は７５Ωのような抵抗値とされる。

容量Ｃ１Ｉ２，Ｃ１Ｑ２は容量値が大きくオンチップの素子で形成するのは困難であるので、外付けの素子を用いるのが望ましい。図９の実施例の受動素子２２Ｉ，２２Ｑに比べて容量Ｃ１Ｉ３，Ｃ１Ｉ４，Ｃ１Ｉ５とＣ１Ｑ３，Ｃ１Ｑ４，Ｃ１Ｑ５が多いのは、容量Ｃ１Ｉ２，Ｃ１Ｑ２として外付け素子を用いてボンディングワイヤで接続した場合、ワイヤのインピーダンス成分による影響が新たなオフセットを生じるので、それを減少するための同相信号成分平均回路として容量Ｃ１Ｉ３，Ｃ１Ｉ４，Ｃ１Ｉ５とＣ１Ｑ３，Ｃ１Ｑ４，Ｃ１Ｑ５を設けているためである。そして、ミキサ回路４Ｉ１の出力信号とミキサ回路４Ｑ１の出力信号に含まれる同相信号成分の不一致によるオフセットを減らすため、容量Ｃ１Ｉ３，Ｃ１Ｉ４の中間ノードと容量Ｃ１Ｑ３，Ｃ１Ｑ４の中間ノードとの間は橋絡線２５で結合されている。

また、この実施例では、ミキサ回路４Ｉ１，４Ｑ１を構成する上段差動トランジスタ３０Ｉ１〜３０Ｑ４のベース端子間が抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂ４を介して接続されているとともに、抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂ４の共通接続ノードと接地点との間に定電流源４３を設けることによって、抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂ４を介して各差動トランジスタ３０Ｉ１〜３０Ｑ４のベース端子にバイアス電圧が与えられるように構成されている。本実施例においては、このバイアス電圧が、前記同相信号成分平均回路５４Ｉ等の中間ノードにも印加され、それぞれの中間ノードの電位を安定させるように構成されている。さらに、抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂ４の共通接続ノードと接地点との間には切替えスイッチＳＷが設けられており、このスイッチＳＷをバンド選択信号により接地電位側に切り替えると、ＧＳＭ側またはＤＣＳ／ＰＳＣ側のミキサ回路をオフ状態にさせることができるように構成されている。

なお、この実施例においては、ＧＳＭ用のミキサ回路４Ｉ１の出力端子に、ＤＣＳ／ＰＣＳ用のミキサ回路４Ｉ２の出力端子を配線２６によって接続することにより、ミキサ回路４Ｉ１の負荷抵抗２３Ｉ１，２３Ｉ２をミキサ回路４Ｉ２と共用するように構成されている。また、ＧＳＭ用のミキサ回路４Ｑ１の出力端子に、ＤＣＳ／ＰＣＳ用のミキサ回路４Ｑ２の出力端子を配線２７によって接続することにより、ミキサ回路４Ｑ１の負荷抵抗（図示省略）をミキサ回路４Ｑ２と共用するように構成されている。

図１１に本発明を適用した送信装置の第１の実施例を示す。
この実施例の送信装置は、ベースバンドＩＣ２００から供給される送信Ｉ，Ｑ信号を減衰するアッテネータ１０２Ｉ，１０２Ｑと、該アッテネータ１０２Ｉ，１０２Ｑで減衰されたＩ，Ｑ信号を増幅する固定利得の増幅回路１０３Ｉ，１０３Ｑと、該増幅回路１０３Ｉ，１０３Ｑの出力信号Ｉ，ＩＢ，Ｑ，ＱＢの同相信号成分を平均化してＤＣオフセットを減少させる同相信号成分平均回路１０４と、増幅回路１０３Ｉ，１０３Ｑの出力信号Ｉ，ＩＢ，Ｑ，ＱＢから高調波を除去する低域通過フィルタ１０５Ｉ，１０５Ｑと、所定の周波数の局部発振信号を発生する局部発振回路１０６と、該発振回路１０６で発生された発振信号の位相を９０°ずらした信号を生成する９０度移相回路１０７と、前記低域通過フィルタ１０５Ｉ，１０５Ｑを通過したＩ，Ｑ信号と発振回路１０６から出力される発振信号および９０度移相回路１０７から出力される位相が９０°ずれた信号とを合成してＩ，Ｑ信号をより周波数の高い信号に変換すると共に直交変調を行なうミキサ回路１０８Ｉ，１０８Ｑと、該ミキサ回路１０８Ｉ，１０８Ｑの出力信号を加算する加算回路１０９と、加算された信号を増幅する利得可変増幅回路１１０と、増幅された信号から不要波を除去する帯域通過フィルタ１１１とから構成されている。

上記アッテネータ１０２Ｉ，１０２Ｑは、複数の抵抗素子とそれらの抵抗素子を切り替える切替えスイッチとを含み、該スイッチで抵抗値を切り替えることで信号の減衰率を変化させることができるように構成される。ベースバンドＩＣ２００から供給される送信Ｉ，Ｑ信号は使用するベースバンドＩＣによってレベルが異なるが、使用するベースバンドＩＣに応じてアッテネータ１０２Ｉ，１０２Ｑの減衰率を変化させることで、増幅回路１０３Ｉ，１０３Ｑへ入力されるＩ，Ｑ信号のレベルを一定にすることができる。局部発振回路１０６と９０度移相回路１０７は、それぞれ差動の信号を出力するように構成されている。

図１２〜図１５には、同相信号成分平均回路１０４の具体例が示されている。このうち、図１２は、増幅回路１０３Ｉの差動出力間に抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を直列に、また増幅回路１０３Ｑの差動出力間に抵抗Ｒ２１，Ｒ２２を直列に設けると共に、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続ノードＮ１と抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の接続ノードＮ２とを橋絡線ＢＬ１で結合したものである。抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ２１，Ｒ２２は同一の値である。増幅回路１０３Ｉの差動出力間の同相信号成分によるオフセットは直列抵抗Ｒ１１，Ｒ１２によって減少され、増幅回路１０３Ｑの差動出力間の同相信号成分によるオフセットは直列抵抗Ｒ２１，Ｒ２２によって減少される。さらに、増幅回路１０３Ｉの出力と増幅回路１０３Ｑの出力との間の同相信号成分によるオフセットは、接続ノードＮ１とＮ２とが橋絡線ＢＬ１によって結合されることで減少される。

図１３の同相信号成分平均回路１０４は、図１２の同相信号成分平均回路１０４の抵抗Ｒ１１，Ｒ１２と並列に抵抗Ｒ１３を、また抵抗Ｒ２１，Ｒ２２と並列に抵抗Ｒ２３を設けたものである。図１２と同様に抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続ノードＮ１と抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の接続ノードＮ２との間は橋絡線ＢＬ１で結合されている。

図１４の同相信号成分平均回路１０４は、図１３の同相信号成分平均回路１０４の抵抗Ｒ１３の代わりに容量Ｃ１１を、また抵抗Ｒ２３の代わりに容量Ｃ２１を設けたものである。図１３と同様に抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続ノードＮ１と抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の接続ノードＮ２との間は橋絡線ＢＬ１で結合されている。

図１５の同相信号成分平均回路１０４は、図１２の同相信号成分平均回路１０４の抵抗Ｒ１１，Ｒ１２とそれぞれ並列に容量Ｃ１１，Ｃ１２を、また抵抗Ｒ２１，Ｒ２２とそれぞれ並列に容量Ｃ２１，Ｃ２２を設けたものである。図１２と同様に抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続ノードＮ１と抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の接続ノードＮ２との間は橋絡線ＢＬ１で結合されているとともに、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続ノードＮ１と容量Ｃ１１，Ｃ１２の接続ノードＮ３との間が橋絡線ＢＬ２で結合され、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の接続ノードＮ２と容量Ｃ２１，Ｃ２２の接続ノードＮ４との間が橋絡線ＢＬ３で結合されている。

図１６に本発明を適用した送信装置の第２の実施例を示す。図１６において、図１１に示されている回路と同一の回路には同一の符号を付して重複した説明は省略する。
この実施例の送信装置は、図１１に示されている送信装置とほぼ同様な構成を有する。図１１に示されている送信装置との差異は、本実施例では、増幅回路１０３Ｉ，１０３Ｑの出力信号Ｉ，ＩＢ，Ｑ，ＱＢの同相信号成分を平均化してＤＣオフセットを減少させる同相信号成分平均回路１０４の他に、局部発振回路１０６と９０度移相回路１０７の出力信号φRF1，／φRF1，φRF2，／φRF2の同相信号成分を平均化してＤＣオフセットを減少させる同相信号成分平均回路１１２が設けられている点である。

この同相信号成分平均回路１１２は、図１０に示されているような差動増幅回路５１Ｉやエミッタフォロワ５２Ｉ１，５１Ｉ２の出力間に設けるようにすることができる。同相信号成分平均回路１１２としては、図１２〜図１５に示されている同相信号成分平均回路１０４と同一構成の回路を用いることができる。本実施例においては、局部発振回路１０６と９０度移相回路１０７を構成する素子の特性ばらつきによって出力信号φRF1，／φRF1，φRF2，／φRF2間に生じるオフセットを低減することができるという利点がある。

図１７に本発明を適用した送信装置の第３の実施例を示す。この実施例の送信装置は、増幅回路１０３Ｉ，１０３Ｑ内に同相信号成分平均回路を一体に組み込んだものである。増幅回路１０３Ｉと１０３Ｑの構成は同じであるので、以下、増幅回路１０３Ｉの構成および増幅回路１０３Ｉと１０３Ｑとの関係について説明し、増幅回路１０３Ｑの構成については説明を省略する。

本来の増幅回路１０３Ｉは、ゲート端子に増幅すべき信号Ｉ，ＩＢが入力される入力差動ＭＯＳトランジスタＴＲ１ｉ，ＴＲ２ｉと、該トランジスタＴＲ１ｉ，ＴＲ２ｉのソース端子と電源電圧端子Ｖｃｃとの間に接続された定電流用バイポーラトランジスタＴＲ３ｉ，ＴＲ４ｉおよびそのエミッタ抵抗Ｒｅ１ｉ，Ｒｅ２ｉと、入力差動ＭＯＳトランジスタＴＲ１ｉ，ＴＲ２ｉのソース端子間に接続された抵抗Ｒｓｉと、入力差動ＭＯＳトランジスタＴＲ１ｉ，ＴＲ２ｉのドレイン端子と接地点ＧＮＤとの間に接続された負荷抵抗Ｒｄ１ｉ，Ｒｄ２ｉとから構成される。バイポーラトランジスタＴＲ３ｉ，ＴＲ４ｉは、ベース端子に所定の定電圧Ｖｃが印加され、定電流源として作用し入力差動ＭＯＳトランジスタＴＲ１ｉ，ＴＲ２ｉに一定の電流を流す。これにより、当該増幅回路１０３Ｉは、負荷抵抗Ｒｄ１ｉ，Ｒｄ２ｉと抵抗Ｒｓｉとの比によって決まるゲインで入力信号Ｉ，ＩＢを増幅して出力する。

本実施例の増幅回路１０３Ｉは、入力差動ＭＯＳトランジスタＴＲ１ｉ，ＴＲ２ｉのソース端子間の抵抗Ｒｓｉが２つの抵抗Ｒ１１ｉ，Ｒ１２ｉに分割されるとともに、増幅回路１０３Ｉの抵抗Ｒ１１ｉ，Ｒ１２ｉの接続ノードＮ１１ｉと増幅回路１０３Ｑの抵抗Ｒ１１ｑ，Ｒ１２ｑの接続ノードＮ１１ｑとの間が橋絡線ＢＬ１１によって結合されている。また、バイポーラトランジスタＴＲ３ｉ，ＴＲ４ｉのエミッタ間には抵抗Ｒ１３ｉ，Ｒ１４ｉが接続されているとともに、増幅回路１０３Ｉの抵抗Ｒ１３ｉ，Ｒ１４ｉの接続ノードＮ１２ｉと増幅回路１０３Ｑの抵抗Ｒ１３ｑ，Ｒ１４ｑの接続ノードＮ１２ｑとの間が橋絡線ＢＬ１２によって結合されている。

さらに、入力差動ＭＯＳトランジスタＴＲ１ｉ，ＴＲ２ｉのドレイン端子間に抵抗Ｒ１５ｉ，Ｒ１６ｉが直列に、またこれらの抵抗Ｒ１５ｉ，Ｒ１６ｉと並列に容量Ｃ１１ｉ，Ｃ１２ｉが接続され、抵抗Ｒ１５ｉ，Ｒ１６ｉの接続ノードＮ１３ｉと容量Ｃ１１ｉ，Ｃ１２ｉの接続ノードＮ１４ｉとの間が橋絡線ＢＬ１３で結合されている。そして、増幅回路１０３Ｉの抵抗Ｒ１５ｉ，Ｒ１６ｉの接続ノードＮ１３ｉと増幅回路１０３Ｑの抵抗Ｒ１５ｑ，Ｒ１６ｑの接続ノードＮ１４ｑとの間が橋絡線ＢＬ１４によって結合されている。

抵抗Ｒ１１ｉ〜Ｒ１６ｉの抵抗値は同一とされる。ただし、抵抗Ｒ１１ｉ〜Ｒ１６ｉの抵抗値は負荷抵抗Ｒｄ１ｉ，Ｒｄ２ｉの抵抗値よりも大きな値（２〜５倍）に設定される。抵抗Ｒ１１ｑ〜Ｒ１６ｑおよび負荷抵抗Ｒｄ１ｑ，Ｒｄ２ｑの抵抗値も同様である。抵抗Ｒ１１ｉ〜Ｒ１６ｉの抵抗値が負荷抵抗Ｒｄ１ｉ，Ｒｄ２ｉの抵抗値よりも小さいと所望の出力振幅が得られなくなるためである。容量Ｃ１１ｉ，Ｃ１２ｉの代わりに１つの容量を設けても良い。

以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、図１０の実施例の受信回路においては、２つのバンドに対応して２つの局部発振回路８１，８２を設けているが、局部発振回路を共通にしてＧＳＭ用の９０°移相回路７１へは、分周器で１／２分周した信号を供給するように構成しても良い。また、前記実施例の送信回路においては、ベースバンドＩＣ２００からの送信Ｉ，Ｑ信号を利得可変のアッテネータ１０２Ｉ，１０２Ｑで減衰して固定利得の差動増幅回路１０３Ｉ，１０３Ｑで増幅しているが、アッテネータと固定利得の差動増幅回路の代わりに、可変利得の差動増幅回路を設けても良い。

以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野である携帯電話機に用いられる無線信号処理用ＩＣに適用した場合について説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、無線ＬＡＮに用いられる無線信号処理用ＩＣその他、受信信号や送信信号の周波数変換や変復調を行なう無線信号処理用ＩＣに適用することができる。

実施例１の受信装置のゼロＩＦ選択増幅部のブロック説明図。 実施例１の受信装置における同相信号成分平均化手段の第１の具体例のブロック説明図。 実施例１の受信装置における同相信号成分平均化手段の第２の具体例のブロック説明図。 実施例１の受信装置における直交ミキサの第２の回路例の説明図。 実施例２の受信装置のブロック説明図。 従来の受信装置の例を説明するブロック図。 本発明に先立って検討した同相信号平均化手段を備えた受信装置のブロック説明図。 同相信号平均化手段の検討例のブロック説明図。 本発明をＷＣＤＭＡ方式の信号を受信可能な受信装置に適用した場合の実施例を示す回路図。 本発明をＧＳＭとＤＣＳ、ＰＣＳなど複数のバンドの信号を受信可能な受信装置に適用した場合の実施例を示す回路図。 本発明を適用した送信装置の第１の実施例を示すブロック図。 同相信号成分平均回路の第１の具体例を示す回路図。 同相信号成分平均回路の第２の具体例を示す回路図。 同相信号成分平均回路の第３の具体例を示す回路図。 同相信号成分平均回路の第４の具体例を示す回路図。 本発明を適用した送信装置の第２の実施例を示すブロック図。 本発明を適用した送信装置の第３の実施例を示すブロック図。

符号の説明

１ アンテナ入力端子
２ 帯域通過フィルタ
３ 低雑音増幅回路
４Ｉ、４Ｑ 直交ミキサ
５Ｉ、５Ｑ 低域通過フィルタ
６Ｉ、６Ｑ 増幅回路
７ ９０度移相回路
８ 局部発振回路
９Ｉ１〜９Ｉ２、９Ｑ１〜９Ｑ２ 出力端子
１０Ｉ、１０Ｑ 同相信号成分平均回路
１１Ｉ、１１Ｑ 受動素子
２０ 同相信号成分平均回路
２１Ｉ１〜２１Ｉ２、２１Ｑ１〜２１Ｑ２、２２Ｉ、２２Ｑ、２３Ｉ１〜２３Ｉ２、２３Ｑ１〜２３Ｑ２ 受動素子
２４ 橋絡線
３０Ｉ１〜３０Ｉ４、３０Ｑ１〜３０Ｑ４、３１Ｉ１〜３１Ｉ２、３１Ｑ１〜３１Ｑ２ バイポーラトランジスタ
４１Ｉ、４１Ｑ 受動素子
４２Ｉ１〜４２Ｉ２、４２Ｑ１〜４２Ｑ２ 受動素子
５０Ｉ、５０Ｑ 不平衡−平衡変換回路
６０ 電源
１００、１０１ 同相信号成分平均回路

Claims (17)

1. アンテナ入力端子からの信号より所望帯域のみ通過させるアンテナ入力フィルタと、該アンテナ入力フィルタの出力信号を増幅して出力するアンテナ入力増幅回路と、該アンテナ入力増幅回路の出力信号を２信号に分配する分配回路と、前記アンテナ入力フィルタの出力信号のうち、所望チャネル帯域の中心周波数で発振する信号を出力する局部発振回路と、該局部発振回路の出力信号を９０度位相をずらして出力する９０度移相回路と、前記分配回路の第１の出力信号と前記９０度移相回路の出力信号とを混合して出力する第１のミキサと、前記分配回路の第２の出力信号と前記局部発振回路の出力信号とを混合して出力する第２のミキサと、前記第１のミキサと接続して入力信号の所望チャネル帯域のみ通過させる第１のミキサフィルタと、前記第２のミキサと接続して入力信号の所望チャネル帯域のみ通過させる第２のミキサフィルタと、前記第１のミキサフィルタと接続して入力信号を増幅して出力する第１のフィルタ出力増幅回路と、前記第２のミキサフィルタと接続して入力信号を増幅して出力する第２のフィルタ出力増幅回路とからなるゼロＩＦ信号選択増幅部を備え、該ゼロＩＦ信号選択増幅部は、第１のミキサからの出力信号及び第２のミキサからの出力信号をそれぞれ第２のミキサからの出力信号又は第１のミキサからの出力信号の同相信号成分で調整することを特徴とした受信装置。
2. 請求項１記載の受信装置において、
   上記ゼロＩＦ信号選択増幅部は、上記第１のミキサと第１のミキサフィルタの間と、上記第２のミキサと第２のミキサフィルタの間とを接続して上記第１のミキサの出力信号と第２のミキサの出力信号の同相信号成分を平均化する回路を有することを特徴とした受信装置。
3. 請求項１記載の受信装置において、
   上記ゼロＩＦ信号選択増幅部は、上記第１のミキサフィルタと第１のフィルタ出力増幅回路の間と、上記第２のミキサフィルタと第２のフィルタ出力増幅回路の間とを接続して上記第１のミキサフィルタの出力信号と第２のミキサフィルタの出力信号の同相信号成分を平均化する回路を有することを特徴とした受信装置。
4. 請求項１記載の受信装置において、
   上記ゼロＩＦ信号選択増幅部は、上記第１のフィルタ出力増幅回路の後段と上記第２のフィルタ出力増幅回路の後段とを接続して上記第１のフィルタ出力増幅回路の出力信号と第２のフィルタ出力増幅回路の出力信号の同相信号成分を平均化する回路を有することを特徴とした受信装置。
5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載の受信装置において、
   上記ゼロＩＦ信号選択増幅部は、等しいインピーダンスを有する受動素子及び橋絡線を有し、上記出力信号に補正電流を加算させることを特徴とした受信装置。
6. アンテナ入力端子からの信号より所望帯域のみ通過させるアンテナ入力フィルタと、該アンテナ入力フィルタの出力信号を増幅して出力するアンテナ入力増幅回路と、該アンテナ入力増幅回路の出力信号を２信号に分配する分配回路と、前記アンテナ入力フィルタの出力信号のうち、所望チャネル帯域の中心周波数から所望チャネル帯域幅の１／２以上離れた周波数で発振する信号を出力する局部発振回路と、該局部発振回路の出力信号を９０度位相をずらして出力する第１の９０度移相回路と、前記分配回路の第１の出力信号と前記第１の９０度移相回路の出力信号とを混合する第１のミキサと、前記分配回路の第２の出力信号と前記局部発振回路の出力信号を混合する第２のミキサと、前記第１のミキサと接続して入力信号の所望チャネル帯域のみ通過させる第１のミキサフィルタと、前記第２のミキサと接続して入力信号の所望チャネル帯域のみ通過させる第２のミキサフィルタと、前記第１のミキサフィルタと接続して入力信号を増幅して出力する第１のフィルタ出力増幅回路と、前記第２のミキサフィルタと接続して入力信号を増幅して出力する第２のフィルタ出力増幅回路と、該第２のフィルタ出力増幅回路の出力信号を９０度位相をずらす第２の９０度移相回路と、前記第１のフィルタ出力増幅回路の出力信号と前記第２の９０度移相回路の出力信号とを加算する加算回路とからなる低ＩＦ信号選択増幅部を備え、該低ＩＦ信号選択増幅回路は、第１のミキサからの出力信号及び第２のミキサからの出力信号をそれぞれ第２のミキサからの出力信号又は第１のミキサからの出力信号の同相信号成分で調整することを特徴とした受信装置。
7. 請求項６記載の受信装置において、
   上記低ＩＦ信号選択増幅部は、上記第１のミキサと第１のミキサフィルタの間と、上記第２のミキサと第２のミキサフィルタの間とを接続して上記第１のミキサの出力信号と第２のミキサの出力信号の同相信号成分を平均化する回路を有することを特徴とした受信装置。
8. 請求項６記載の受信装置において、
   上記低ＩＦ信号選択増幅部は、上記第１のミキサフィルタと第１のフィルタ出力増幅回路の間と、上記第２のミキサフィルタと第２のフィルタ出力増幅回路の間とを接続して上記第１のミキサフィルタの出力信号と第２のミキサフィルタの出力信号の同相信号成分を平均化する回路を有することを特徴とした受信装置。
9. 請求項６記載の受信装置において、
   上記低ＩＦ信号選択増幅部は、上記第１のフィルタ出力増幅回路の後段と上記第２のフィルタ出力増幅回路の後段とを接続して上記第１のフィルタ出力増幅回路の出力信号と第２のフィルタ出力増幅回路の出力信号の同相信号成分を平均化する回路を有することを特徴とした受信装置。
10. 請求項６〜９のいずれか１項に記載の受信装置において、
    上記低ＩＦ信号選択増幅部は、等しいインピーダンスを有する受動素子及び橋絡線を有し、上記出力信号に補正電流を加算させることを特徴とした受信装置。
11. 所望の周波数の発振信号を生成する局部発振回路と、該局部発振回路から出力された発振信号の位相を９０度ずらした信号を生成する９０度移相回路と、差動形式の受信信号の一方の信号と前記９０度移相回路の出力信号とを混合して周波数変換された差動形式の信号を出力する第１のミキサと、前記差動形式の受信信号の他方の信号と前記局部発振回路の出力信号とを混合して周波数変換された差動形式の信号を出力する第２のミキサと、前記第１のミキサの差動出力間と前記第２のミキサの差動出力間並びに前記第１のミキサの出力と前記第２のミキサの出力との間にそれぞれ接続された受動素子を有し、前記第１のミキサと前記第２のミキサの出力信号に含まれる同相信号成分の差異により生じる直流オフセットを低減する同相信号成分平均回路とを備える受信回路を内蔵したことを特徴とした無線信号処理用半導体集積回路。
12. 請求項１１記載の無線信号処理用半導体集積回路において、前記同相信号成分平均回路は前記受動素子として抵抗素子を含み、該抵抗素子の抵抗値は前記第１のミキサと前記第２のミキサの負荷抵抗の抵抗値よりも大きく設定されていることを特徴とした無線信号処理用半導体集積回路。
13. 請求項１１または１２記載の無線信号処理用半導体集積回路において、
    前記局部発振回路の出力信号を増幅する第１の差動増幅回路と、前記９０度移相回路の出力信号を増幅する第２の差動増幅回路と、前記第１の差動増幅回路の差動出力間と前記第２の差動増幅回路の差動出力間並びに前記第１の差動増幅回路の出力と前記第２の差動増幅回路の出力との間にそれぞれ接続された受動素子からなり前記第１の差動増幅回路と前記第２の差動増幅回路の出力信号に含まれる同相信号成分の差異により生じる直流オフセットを低減する第２の同相信号成分平均回路とをさらに備えることを特徴とした無線信号処理用半導体集積回路。
14. 所望の周波数の発振信号を生成する局部発振回路と、該局部発振回路から出力された発振信号の位相を９０度ずらした信号を生成する９０度移相回路と、差動形式の送信信号の一方の信号と前記９０度移相回路の出力信号とを混合して周波数変換された差動形式の信号を出力する第１のミキサと、前記差動形式の送信信号の他方の信号と前記局部発振回路の出力信号とを混合して周波数変換された差動形式の信号を出力する第２のミキサと、前記第１のミキサの差動入力間と前記第２のミキサの差動入力間並びに前記第１のミキサの入力と前記第２のミキサの入力との間にそれぞれ接続された受動素子を有し、前記第１と前記第２のミキサの入力信号に含まれる同相信号成分の差異により生じる直流オフセットを低減する同相信号成分平均回路とを備える送信回路を内蔵したことを特徴とした無線信号処理用半導体集積回路。
15. 差動形式の第１の送信信号を増幅する第１の差動増幅回路と、前記第１の送信信号と位相が９０度異なる差動形式の第２の送信信号を増幅する第２の差動増幅回路と、所望の周波数の発振信号を生成する局部発振回路と、該局部発振回路から出力された発振信号の位相を９０度ずらした信号を生成する９０度移相回路と、前記第１の送信信号と前記９０度移相回路の出力信号とを混合して周波数変換された信号を出力する第１のミキサと、前記前記第２の送信信号と前記局部発振回路の出力信号とを混合して周波数変換された信号を出力する第２のミキサと、前記第１の差動増幅回路の差動出力間と前記第２の差動増幅回路の差動出力間並びに前記第１の差動増幅回路の出力と前記第２の差動増幅回路の出力との間にそれぞれ接続された受動素子を有し、前記第１の差動増幅回路と前記第２の差動増幅回路の出力信号に含まれる同相信号成分の差異により生じる直流オフセットを低減する同相信号成分平均回路とを備える送信回路を内蔵したことを特徴とした無線信号処理用半導体集積回路。
16. 請求項１５記載の無線信号処理用半導体集積回路において、前記同相信号成分平均回路は前記受動素子として抵抗素子を含み、該抵抗素子の抵抗値は前記第１の差動増幅回路と前記第２の差動増幅回路の負荷抵抗の抵抗値よりも大きく設定されていることを特徴とした無線信号処理用半導体集積回路。
17. 請求項１５または１６記載の無線信号処理用半導体集積回路において、
    差動形式の局部発振信号を増幅する第３の差動増幅回路と、前記局部発振信号と位相が９０度異なる差動形式の発振信号を増幅する第４の差動増幅回路と、前記第３の差動増幅回路の差動出力間と前記第４の差動増幅回路の差動出力間並びに前記第３の差動増幅回路の出力と前記第３の差動増幅回路の出力との間局部発振信号前記第３の差動増幅回路と前記第４の差動増幅回路の出力信号に含まれる同相信号成分の差異により生じる直流オフセットを低減する第２の同相信号成分平均回路とをさらに備えることを特徴とした無線信号処理用半導体集積回路。

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