CN101414846B - 双向混频器以及包括这种混频器的射频收发器系统 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种双向混频器，以及至少包括这种混频器的射频收发器系统。该混频器包括两个在中频FI分离的端口，一个用于接收，另一个用于发送，以及一个在射频RF的公共接口，既用于接收又用于发送。它还至少包括四个混频单元和三个用于移除混频单元产生的不需要的频率的移相装置。该混频器使得在发送阶段本地振荡器产生的频率得到抑制以及在接收阶段的镜像相位得到抑制。本发明特别适用于设计微波集成电路，特别是在毫米频带。

Description

双向混频器以及包括这种混频器的射频收发器系统
技术领域
本发明涉及一种双向混频器，以及包括这种混频器的射频收发器系统。特别地，本发明可用于设计微波集成电路，特别是在毫米频带。
背景技术
射频通信系统一般包括诸如天线的接收和发送设备、处理单元以及使信号能够在收发器设备和处理单元之间交换的接口。
一方面，为使接收/发送设备接收的信号可被处理单元处理，另一方面，为允许发送处理单元产生的信号，接收和发送功能一般包括放大、滤波、混频和调制/解调步骤。除了其它用途以外，为了使处理更容易，混频器用于将高频信号转换到低频带。特别地，一些滤波器、计算器或解调器的使用有时需要在被称为中频的次高频运行。
通信系统遇到的其中一个问题是同步发送/接收，或至少以半双工模式发送/接收。特别地，进一步的困难随着使用混频器而出现。事实上，无论在接收阶段还是发送阶段，不需要的频率信号在混频时产生。
为了解决通信系统的上述问题，如图1所示，使用与接收流分离的信号发送流是众所周知的。这些处理流中的每个包括它自己的组成部分，并能够在不严重影响伴随的流的情况下操作。这样的结构特别地具有增大电路成本和尺寸的缺点。特别地，至少需要两个混频器5和7，一个用于接收阶段，将高频信号转换为中频；另一个用于发送阶段，将来自处理单元的信号转换为高频。在毫米频带(millimetric frequency band)中，特别地，这些元件能够集成在被称为MMIC的微波集成电路上，MMIC是根据英语的微波单片集成电路(Monolithic Microwave Integrated Circuit)的首字母简略词。然而，在设计阶段，集成在这种类型的电路上的这些元件的个数和尺寸是要考虑的至关紧要的标准。
图1表示根据现有技术的射频收发器系统。系统1包括天线2、切换设备3、处理单元4、本地振荡器5和两个混频器6与7。
在接收阶段，由天线2接收的频率为RF的信号SRF由切换设备3发送至第一混频器6的第一输入端6a。通过组合信号SRF和由本地振荡器5在第二输入端6b上提供的频率为FOL的信号，第一混频器6在输出端6c上产生与处理单元4的操作兼容的中频信号SFI。
在发送阶段，处理单元4在第二混频器7的第一输入端7c上提供频率为FI的信号SFI。通过组合信号SFI和本地振荡器5在第二输入端7b上提供的频率为FOL的信号，第二混频器7在输出端7c上产生频率为RF的信号SRF′。然后信号SRF′被切换设备3发送到天线2，天线2能够发送该信号。
发明内容
本发明的一个目的是特别地使用对于发送和接收流公共的单个混频器，在接收阶段和发送阶段中抑制不需要的频率。为了这个目的，本发明的一个目的是提供双向信号混频器，适于根据两种模式操作：
○接收模式，组合包括频率分量RF和镜像分量频率IM的无线电信号SRF+IM和频率为FOL的信号SFOL，以产生具有中频FI的信号SFI。
○发射模式，组合具有中频FI的信号SFI和频率为FOL的信号SFOL，以产生无线电信号SRF，
该混频器至少包括：
○四个混频单元，每个混频单元适于组合两个信号以产生一个输出信号，该输出信号相对于这两个信号中的第一个信号发生频率转换，
○第一移相装置，适于在每个混频单元上分配信号SFOL，
○第二移相装置，适于在接收模式中在每个混频单元上分配信号SRF+IM的功率，
○第三移相装置，适于在接收模式中组合来自所述混频单元的多个信号以产生不包含频率分量IM的信号SFI，该被组合的多个信号包括反相的镜像频率分量IM和同相的频率分量FI，
第三移相装置还适于在发射模式中在每个混频单元上分配信号SFI的功率，第二移相装置还适于在发射模式中组合来自所述混频单元的多个信号以产生不包含频率分量FOL的无线电信号SRF，该被组合的多个信号包括反相的频率分量FOL和同相的频率分量RF。移相装置最好工作在模拟模式中。
根据一个实施例，第一移相装置包括至少一个耦合器，该耦合器适于将输入信号的功率分配给两个输出信号，第一输出信号SFOL 90°相对于第二输出信号SFOL 0°移相。
第一移相装置可包括功率分配器和两个耦合器，所述功率分配器在每个耦合器的一个输入端上分配信号SFOL的功率，每个耦合器将它的输入信号的功率分配给两个输出信号，第一输出信号SFOL 90°相对于第二输出信号SFOL 0°移相。
第二移相装置可包括至少三个耦合器，第一耦合器的第一输入-输出端连接到第二耦合器的一个输入-输出端，第一耦合器的第二输入-输出端连接到第三耦合器的一个输入-输出端，第二和第三耦合器连接到混频单元，以便：
○在第二和第三耦合器的输出端分配由第一耦合器的一个输入-输出端接收到的信号SRF+IM的功率，
○和/或组合由第二和第三耦合器接收到的多个信号以在第一耦合器的一个输入-输出端上产生信号SRF。
第三移相装置包括至少三个耦合器，第一耦合器的第一输入-输出端连接到第二耦合器的一个输入-输出端，第一耦合器的第二输入-输出端连接到第三耦合器的一个输入-输出端，第二和第三耦合器连接到混频单元，以便：
○在第二和第三耦合器的输出端分配由第一耦合器的一个输入-输出端接收到的信号SRF+IM的功率，
○和/或组合由第二和第三耦合器接收到的多个信号以在第一耦合器的一个输入-输出端上产生信号SRF。
本发明还涉及一种用于实现上述的双向信号混频器的方法，包括以下步骤：
○在时间间隔Δt1中组合频率为RF的输入信号和频率为FOL的输入信号，以在输出端产生频率为FI的信号
○在与Δt1有时间偏移的时间间隔Δt2中组合频率为FI的输入信号和频率为FOL的输入信号，以在输出端产生频率为RF的信号。
本发明还涉及一种射频收发器系统，其包括至少一个包括上述特征的双向混频器。
附图说明
其它的特性和优点将从以下关于附图的说明性的无限制性的详细描述中对读者变得明显，其中：
图1显示了根据现有技术的射频收发器系统，该图已被描述过，
图2显示了根据本发明的包括双向混频器的射频收发器系统，
图3显示了根据本发明的混频器的示例实施例，具有对应于接收阶段的信号传播方向的箭头标记，
图4显示了根据本发明的混频器的示例实施例，具有对应于发送阶段的信号传播方向的箭头标记，
图5显示了根据本发明的混频器的示例使用。
具体实施方式
图2显示了根据本发明的双向混频器9的收发器系统，使得在接收阶段和发送阶段的信号能够被转换。
系统8根据半双工模式运行，其详细操作将在下文描述。系统8包括双向混频器9、信号处理器设备10、天线11和提供转换频率的本地振荡器12。混频器9包括第一输入端9b、第二输入端9d、输入-输出端9a和输出端9c。系统9按如下示例描述运行。
在时间间隔Δt1期间，系统8运行在接收模式，也即是天线11接收外部信号。这些信号被发送到混频器9，随后发送到处理单元10。例如，当间隔Δt1完成时，天线11切换到时间间隔Δt2期间的发送模式。混频器9不必须包括切换设备来从一种模式切换到另外一种模式。例如，在输入-输出端9a上的信号的存在和不存在足够用来定义操作模式。来自处理单元10的信号然后被发送到混频器9，随后到天线11，天线11将其发送出去。当时间间隔Δt2完成时，天线11再次切换为接收模式，并持续间隔Δt1，循环再次开始。
混频器9是所述双向的，因为它能够在两个方向上进行频率转换，也就是它将信号从频率A转换至频率B，和从频率B转换为频率A。
在接收阶段，双向混频器9在输入-输出端9a上从天线11设备接收频率为RF的信号SRF，在第一输入端9b上接收本地振荡器12产生的频率为Fol的信号FOL。然后，混频器9的任务是将信号SRF转换为输出端9c上传送的、降低的中频FI的信号SFI，中频FI等于|RF-Fol|。例如，混频器可用在射频发送器/接收器中，其接收40Ghz频率RF的载波，并将该信号转换到5Ghz中频FI。在这种情况下，本地振荡器传送频率RF-FI为35Ghz的信号，或频率RF+FI等于45Ghz的信号。在本说明书的示例实施例中，转换频率Fol被选为低于RF，从而Fol＝RF-FI。
然而，输入信号SRF可以有噪声。特别地，它可能包含等于Fol-Fi的频率IM的寄生频率分量，通常被所属领域的技术人员称为镜像频率。由于混频器9工作在宽频谱带，所以频率为IM的这个噪声SIM可以被转换为等于FI的频率|IM-Fol|，并且通过增加到有用信号中干扰来自输出端9c的信号。根据本发明的混频器9执行抑制镜像频率IM，来自输出端9c的信号由两个主要频率分量组成：FI和Fol。不需要的频率Fol易于被过滤，因为它一般比FI频率高很多。
在发送阶段，混频器9在第二输入端9d接收频率为FI的信号SFIT，在第一输入端9b接收频率为Fol的信号SFOL，信号SFOL可由与接收阶段相同的本地振荡器12产生。然后，混频器9的任务是将信号SFIT转换为在输入-输出端9a输出的更高频率RF的信号。天线11随后将发射该信号。
混频器9使用通常具有大功率的信号SFOL执行频率转换，以进行发射。如下文所述，混频器可以在输出端发送一部分具有输入频率的功率。然而，应当避免在输入-输出端9a发送分量Fol，因为Fol很接近RF，它越接近RF，FI就越小，那么通过滤波将该频率Fol移除将会困难。根据下文描述和图3相关的方法，混频器9因此进行频率Fol的抑制，来自输入-输出端9a的信号由单一频率分量RF组成。
根据另一实施例，系统8包括两个天线，第一个用于发射信号，第二个用于接收信号。在那种情况下，链路13可以是分离的，例如使用功率分配器，功率分配器的一个输入端连接到第一天线，而另一个输入端连接到第二天线。该实施例未在图中显示。
此处未描述的滤波或放大装置还可以设置在连接混频器9至系统8的其它元件10、11和12的路径上。
图3显示了本发明的一个示例实施例，带有对应于接收阶段的信号传播方向的箭头标记。
双向混频器9能使用无源元件制作，例如第一耦合器14、第二耦合器15、第三耦合器16、第四耦合器17、第五耦合器18、第六耦合器25、第七耦合器26以及第八耦合器27，但也包括有源元件，例如第一混频单元19、第二混频单元20、第三混频单元21和第四混频单元22。
第五耦合器18包括第一输入-输出端18a、第二输入-输出端18b、第三输入-输出端18c和第四输入-输出端18d。从第一输入-输出端18a输入的信号的功率被分配到输入-输出端18b和18c。在第三输入-输出端18c，信号被移相90°输出，而它直接被没有移相地发送到第二输入-输出端18b。第四输入-输出端18d仅连接到阻性负载23。其它的耦合器14、15、16、17、25和26，除了第八耦合器27以外，均以同样方式操作，执行移相90°。第八耦合器27包括四个输入-输出端，第一输入-输出端27a、第二输入-输出端27b、第三输入-输出端9c和第四输入-输出端9d。当两个信号分别通过第一输入-输出端27a和第二输入-输出端27b进入时，它们的功率被组合以在第三输入-输出端9c上输出。当信号被第四输入-输出端9c接收时，其功率在第一和第二输入-输出端27a、27b上分配。来自第一输入-输出端27a的信号被移相180°，然而来自第二输入-输出端27b的信号不被移相。
第一混频单元19包括第一端口19a、第二端口19b和第三端口19c。它的功能特别地组合频率分别为A和B的两个输入信号以在输出端产生包括频率分量A、B、A+B和|A-B|的信号。有用的频率分量是A+B和|A-B|，因为这些频率分量能够使输入频率转换为更低的频率，例如用于接收，或转换为更高的频率，例如用于发送。不需要的频率分量例如可以在输出端过滤。在此处描述的操作中，第一端口19a保持为输入端，其它两个端口19b和19c以相反的方式操作，根据混频器9是处于接收还是发送模式，可交替地变成单元19的输入端或输出端。下文描述的其它混频单元20、21和22以同样方式操作。
在接收阶段，输入信号SRF穿过第五耦合器18，第五耦合器18在它的第三输入-输出端18c上生成移相90°的同频率的信号SRF 90°，而它在第二输入-输出端18b产生与SRF相同频率和相同相位的信号SRF 0°。另一方面，输入信号SRF可包含和镜像频率IM＝Fol-FI相关的噪声。该频率的噪声SIM有潜在的麻烦，因为它由混频单元转换到中频FI，从而对有用信号造成干扰。含有噪声的信号SRF+SIM随后被发送到第一耦合器18，信号SRF 0°+SIM 0°和SRF 90°+SIM 90°分别从该耦合器的第二输入-输出端18b和第三输入-输出端18c发送出来。根据同样的原理，信号SRF 0°+SIM 0°和SRF 90°+SIM 90°分别通过第一输入-输出端16a和17a穿过第三和第四耦合器16和17以经历移相90°。因此，第三和第四耦合器16和17的第二和第三输入-输出端16c、16b、17b和17c都产生噪声频率为RF的信号，但是每个均具有它们自己的相移。来自第三耦合器16的第三输入-输出端16c和第四耦合器17的第二输入-输出端17b的信号SRF 90°+SIM 90°被移相90°，来自第三耦合器16的第二输入-输出端16b的信号SRF 0°+SIM 0°没有被移相，而来自第四耦合器17的第三输入-输出端17c的信号SRF 180°+SIM 180°被移相180°。
同样地，本地振荡器12产生的信号SFOL在穿过功率分配器24以将信号分配给第一和第二耦合器14和15的两个第一输入-输出端14a和15a之后，被发送到第一和第二耦合器14和15。根据与第三和第四耦合器16和17同样的原理，从第一和第二耦合器14和15发出的信号具有相同的频率Fol，但是具有不同的相位。来自第一和第二耦合器14和15的第三输入-输出端14c和15c的信号SFOL 90°被移相90°，而来自第一和第二耦合器14和15的第二输入-输出端14b和15b信号SFOL 0°未被移相。
根据另一实施例，在第一和第二耦合器14和15的输出端产生的信号SFOL 0°和SFOL 90°是通过使用单个偶合器产生的，该单个偶合器接收由本地震荡器12产生的信号SFOL。功率分配器随后被放置在所述耦合器的两个输出端以将两个信号SFOL 0°和SFOL 90°的功率分配成功率基本上相等的四个信号。然后这四个信号在输出端被分配，以便于连续地提供与前述实施例所产生的相同的相移，意味着具有两个偶合器。
进入每个混频单元19、20、21和22的第一和第三端口(19a和19c)、(20a和20c)、(21a和21c)、(22a和22c)的信号产生下面的组合：
○在第一混频单元19 SFOL 90°和SRF 90°+SIM 90°
○在第二混频单元20 SFOL 0°和SRF 0°+SIM 0°
○在第三混频单元21 SFOL 0°和SRF9 0°+SIM 90°
○在第四混频单元22 SFOL 90°和SRF 180°+SIM 180°
根据上述混频单元的操作，在混频单元输出的频率分量是：Fol、RF、IM、RF+Fol、IM+Fol和FI＝RF-Fol＝Fol-IM。分量Fol、RF、IM和RF+Fol是不需要的，但是随后易于被过滤，因为这些频率与FI偏离甚远。为了更清楚，这些分量尽管潜存在于频谱中，但将在下面的描述中被忽略。频率分量FI来自RF-Fol和Fol-IM两者，因此在输出端的频谱易受从频率IM转换产生的信号的干扰。这个寄生信号必须被移除。
来自第三混频单元21的第二端口21b的频率为FI的信号SFI 90°是频率为RF的相移90°的信号SRF 90°被频率为Fol的信号SFOL 0°转换的结果。镜像频率IM的噪声SIM 90°也被转换为频率为FI的信号SFI/IM -90°。然而，信号SFI/IM -90°与来自分量RF的信号SFI 90°反相。让我们想起IM＝Fol-FI，因此IM-Fol＝-FI，而RF-Fol＝FI。因此，在第三混频单元21的第二端口21b的输出端，存在频率为FI的信号SFI 90°+SFI/IM -90°。同样的方式，第四单元22处理互相移相90°的输入信号SFOL 90°和SRF 180°+SIM 180°，相应地，来自第四混频单元22的第二端口22b的信号与来自21b的信号相同。对于第一和第二单元19和20，输入信号SFOL 90°和SRF 90°+SIM 90°以及SFOL 0°和SRF 0°+SIM 0°彼此间没有相移。因此，在第一和第二混频单元的第二端口19b和20b的输出，存在非移相信号SFI 0°+SFI/IM 0°。
来自第一和第四混频单元19和22的第二端口19b和22b的信号在第六耦合器25中再次被组合，以及来自第二和第三混频单元20和21的第二端口20b和21b的信号在第七耦合器26中再次被组合。
因此，第六耦合器25通过它的第三输入-输出端25c接收来自第一混频单元的第二端口19b的信号SFI 0°+SFI/IM 0°，通过它的第二输入-输出端25b接收来自第四混频单元的第二端口22b的第二信号SFI 90°+SFI/IM -90°。同样地，来自第二混频单元20的第二端口20b的信号SFI 0°+SFI/IM 0°通过第七耦合器26的第三输入-输出端26c进入第七耦合器26，来自第三混频单元的第二端口21b的信号SFI 90°+SFI/IM -90°通过第七耦合器26的第二输入-输出端26b进入第七耦合器26。由第六和第七耦合器的第三输入-输出端25c和26c进入的信号被移相90°。因此，下面的组合被执行：
○对于第六耦合器25，SFI 0°+90°+SFI/IM 0°+90°(第三输入-输出端25c移相)和SFI 90°+SFI/IM -90°(第二输入-输出端25b不移相)，
○对于第七耦合器26，SFI 0°+90°+SFI/IM 0°+90°(第三输入-输出端26c移相)和SFI 90°+SFI/IM -90°(第二输入-输出端26b不移相)，
在输入端之间的功率基本上是平均分配的，因此从第六耦合器的第一输入-输出端25a发出的信号SFI 0°+90°+SFI/IM 0°+90°+SFI 90°+SFI/IM -90°＝SFI 90°以第六耦合器的第二输入-输出端25b进入的信号SFI 90°两倍的功率输出，这是由于组合了从第二和第三输入-输出端25b和25c进入的两个信号。由于第七耦合器26对相同输入的信号施加了与耦合器25同样的操作，所以也从第七耦合器的第一输入-输出端26a输出信号SFI 90°。信号SFI/IM随着基本上具有相同功率的反相的SFI/IM 90°和SFI/IM -90°的重新组合而被消除。混频器9因此在接收阶段进行镜像频率的抑制。
最终，来自第六和第七耦合器的第一输入-输出端25a和26a的信号SFI 90°在第八耦合器27中再次被组合。这两个信号被第八耦合器的第一和第二输入-输出端27a和27b接收，并被组合在混频器9的输出端9c上输出。
总而言之，在混频器9的输入-输出端9a进入的信号SRF+SIM与在混频器9的第一输入-输出端9b进入的信号SFOL组合，产生在混频器9的输出端9c上输出的信号SFI 90°。随后在输出端9c被发送的、来自混频单元19、20、21、22的频率分量Fol、RF和RF+Fol可以易于被过滤，因为这些频率和FI偏离甚远。
相位偏移应用于三组耦合器。包含第一和第二耦合器(14，15)的第一组是使来自本地振荡器12的信号能被移相的第一装置。包含第三、第四和第五耦合器(16，17，18)的第二组是使频率为RF的信号能被移相的第二装置。包含第六、第七和第八耦合器(25，26，27)的第三组是使第二频率FI能被移相的第三装置。
图4代表本发明的实施例，带有在发送阶段的信号传播方向的箭头标记。
在该阶段，信号SFI通过混频器的第二输入端9d被发送到混频器。然后第八耦合器27在它的第一和第二输入-输出端27a和27b上分配信号SFI。来自第八耦合器27的第一输入-输出端27a的信号SFI 180°相对于输入信号SFI被移相180°，而来自第八耦合器27的第二输入-输出端27b的信号SFI 0°未被移相。随后信号SFI 180°经第六耦合器25的第一输入-输出端25a穿过第六耦合器25，信号SFI 0°经第七耦合器26的第一输入-输出端26a进入第七耦合器26。当信号SFI 180°和SFI 0°都已穿过这两个耦合器25和26时，每个信号都再次被分成两个信号。来自第六和第七耦合器25和26的第二输入-输出端25b和26b的信号SFI 180°和SFI 0°不被移相，而分别来自第六和第七耦合器的第三输入-输出端25c和26c的信号SFI -90°和SFI 90°各自移相90°。如前面在接收阶段的描述，第六和第七耦合器25和26被连接到混频单元19、20、21、22。在混频器9的第二输入-输出端9b上切换的初始信号SFI随后在混频单元19、22、21、20的第二端口19b、22b、21b、20b上被分配，以每个之间连续的方式相位偏差90°：
○在第一混频单元19的第二端口19b上，频率为FI的移相-90°的信号SFI -90°，
○在第四混频单元22的第二端口22b上，频率为FI的移相180°的信号SFI 180°，
○在第三混频单元21的第二端口21b上，频率为FI的不移相的信号SFI 0°，
○在第二混频单元20的第二端口20b上，频率为FI的移相90°的信号SFI 90°。
并行地，对于该发送阶段，本地振荡器传送频率为Fol的信号SFOL，该信号被第一和第二耦合器14和15发送和移相。每个混频单元随后接收频率为FI和Fol的两个信号，但是每组信号有不同的相位组合。实际上，
○第一混频单元19组合在第二端口19b上的信号SFI -90°和在第一端口19a上的信号SFI 90°，
○第二混频单元20组合在第二端口20b上的信号SFI 90°和在第一端口20a上的信号SFOL 0°，
○第三混频单元21组合在第二端口21b上的信号SFI 0°和在第一端口21a上的信号SFOL 0°，
○第四混频单元22组合在第二端口22b上的信号SFI 180°和在第一端口22a上的信号SFOL 90°。
根据上述混频单元的操作，在混频单元输出端的频率分量是FI、Fol、IM＝Fol-FI和RF＝FI+Fol。分量FI、Fol和IM是不需要的。分量FI随后可易于被过滤，因为FI和RF偏离甚远，因此在下面的描述中FI将被忽略。另一方面，分量Fol和IM潜在地足够靠近RF，特别是靠近和RF相关的带通滤波器。因此，它们必须被移除。
因此，在混频单元的输出端，得到：
○在第一混频单元19的第三端口19c上，
SFI+Fol -90°+90°+SFol-FI 90°-(-90)°+SFol 90°＝SRF 0°+SIM 180°+SFo l90°，
在第二混频单元20的第三端口20c上，
SFI+Fo l90°+0°+SFol-FI 0°-90°+SFol 0°＝SRF 90°+SIM -90°+SFol 0°，
○在第三混频单元21的第三端口21c上，
SFI+Fol 0°+0°+SFol-FI 0°-0°+SFol 0°＝SRF 0°+SIM 0°+SFol 0°，
○在第四混频单元22的第三端口22c上，
SFI+Fol 180°+90°+SFol-FI 90°-180°+SFo l90°＝SRF -90°+SIM -90°+SFo l90°，
根据与接收阶段同样的原理，信号在第三、第四和第五耦合器16、17和18中再次被组合。
从第一混频单元19的第三端口19c输出的信号SRF 0°+SIM 180°+SFol 90°经过第三耦合器16的第三输出-输出16c被发送到第三耦合器16，并被移相90°。从第二混频单元20的第三端口20c输出的信号SRF 90°+SIM -90°+SFol 0°不被移相。因此，第三耦合器16进行下面的组合：
(SRF 0°+90°+SIM 180°+90°+SFol 90°+90°)+(SRF 90°+SIM -90°+SFol 0°)，来自第三耦合器16的第一输入-输出端16a的信号因此是SRF 90°+SIM -90°，功率基本上等于输入功率的总和。随着功率基本上相等的反相信号SFOL 180°和SFOL 0°的组合，分量Fol已被移除。同样的原理在耦合器17中进行下面的组合：
(SRF 0°+SIM 0°+SFol 0°)+(SRF -90°+90°+SIM -90°+90°+SFol 90°+90°)。因此来自第三耦合器17的第一输入-输出端17a的信号是SRF 0°+SIM 0°，功率基本上等于输入功率的总和。再次，输入信号的组合致使频率Fol在输出端被抑制。
然后，来自第三和第四耦合器16和17的两个第一输入-输出端16a、17a的两个信号通过分别穿过第五耦合器18的第二和第三输入-输出端18b和18c，再次在第五耦合器18中被组合。下面的组合被执行：
(SRF 90°+SIM -90°)+(SRF 0°+90°+SIM 0°+90°)。由于第五耦合器18的第二和第三输入-输出端18b和18c的功率基本上是相等的，第五耦合器18通过组合反相的两个分量SIM -90°和SIM 90°来进行镜像频率的抑制。因此，来自第五耦合器18的第一输入-输出端18a的信号是SRF 90°。
总而言之，进入混频器9第二输入端9d的信号SIF与进入混频器9第一输入端9b的信号SFOL组合，产生在混频器9的输入-输出端9a上输出的信号SRF 90°。来自混频单元的频率分量Fol和IM因反相信号的巧妙组合而被移除。来自混频单元、并在输入-输出端9a被发送的频率FI可易于被过滤，因为RF和FI偏离甚远。
根据另一实施例，本地振荡器12能发送等于RF+FI的频率Fol。在那种情况下，混频器执行的频率转换使得频率为RF的信号可再次在输出端获得，但是要移除的镜像频率等于Fol+Fi，而不再等于Fol-Fi。混频器的结构在这个替换实施例中保持有效。事实上，为使信号RF穿过第一输入-输出端18d，耦合器应当简单地调整为适用于频率Fol，应当交换第五耦合器的第一和第四输入-输出端18d和18a的连接。最好选择等于RF-FI的频率Fol，因为这样更易于处理小频率。
本发明的一个优点是在混频器中直接进行镜像频率的抑制。这避免了增加滤波器经常损害电路的尺寸，有时甚至无法集成在MMIC上。
本发明的另一优点是给予了混频器更大功率线性度。事实上，当输入功率变得非常大时，每个混频单元易受输出功率的饱和现象的影响，并因此丢失线性特性。特别地，每个混频单元的特征在于它在1dB压缩点上的的输出功率。我们知道，1dB压缩点是在代表输出功率是输入功率的函数的曲线上，输出功率和它的线性期望功率之间的偏离达到1dB时的点。由于在接收模式中下游输出耦合器25、26和27中的功率重新组合以及在发送模式中上游耦合器16、17和18中的功率重新组合，包括有相同1dB压缩点的四个并行混频单元19、20、21和22的混频器的1dB压缩点高于单独每个混频单元的1dB压缩点。
图5表示用于毫米范围通信应用的包括单个混频器的示例电路。
电路50包括双向混频器9、倍频器51、低噪声放大器52、第一压控放大器53、耦合元件54和第二压控放大器55。
电路50包括两个主要部分。第一部分50a包括混频器9、低噪声放大器52、第一压控放大器53和倍频器51。第二部分50b包括耦合元件54和第二压控放大器55。
第一部分50a包括在毫米频带运行的元件，这使得该部分电路能够集成在MMIC上。混频器9连接到倍频器51，倍频器51接收本地振荡器产生的信号，混频器9连接到低噪声放大器52，低噪声放大器52接收天线信号，混频器9连接到第一压控放大器53，第一压控放大器53使将要发送的信号被放大，并且混频器9连接到耦合元件54。另一方面，耦合元件54通过第二压控放大器55接收在中频FI的信号，耦合元件54也发送在频率FI的信号。
耦合元件54包括运行在中频FI的第六、第七和第八耦合器25、26、27。在描述的例子中，频率FI等于5Ghz。该频率太低而不能够将体积太大的第二部分50b放到集成电路上，由于这个原因，第二部分50b的组成元件例如可以由在印制电路上分离的离散元件或线路构成。

Claims (7)

1.双向信号混频器，适于根据两种模式操作：
在接收模式下，组合输入的包括频率分量RF和镜像频率分量IM的无线电信号SRF+IM和来自本地振荡器的频率为FOL的信号SFOL，以产生具有中频FI的输出的信号SFI，
在发射模式下，组合具有中频FI的信号SFI和频率为FOL的信号SFOL，以产生输出的无线电信号SRF，
该混频器至少包括：第一移相装置、第二移相装置、第三移相装置、以及四个混频单元，其中，
在所述接收模式下：
所述第一移相装置(14、15)适于在所述四个混频单元中的每个混频单元上分配信号SFOL，
所述第二移相装置(16、17、18)适于在所述每个混频单元上分配信号SRF+IM，
所述每个混频单元适于组合在所述每个混频单元上分配信号SFOL而得的频率为FOL的信号SFOL’和在所述每个混频单元上分配信号SRF+IM而得的包括所述频率分量RF和所述镜像频率分量IM的信号SRF+IM’，以产生一个包含频率分量FI和所述镜像频率分量IM的输出信号SFI’，该组合的输出信号相对于信号SRF+IM’发生频率转换，所述第三移相装置(25、26、27)适于在接收模式下组合来自所述每个混频单元的多个输出信号以产生不包含所述镜像频率分量IM的信号SFI，该被组合的多个输出信号包括反相的多个所述镜像频率分量IM和同相的多个所述频率分量FI，
在所述发射模式下：
所述第三移相装置还适于在所述每个混频单元上分配信号SFI，
所述第一移相装置还适于在所述每个混频单元上分配信号SFOL，
所述每个混频单元还适于组合在所述每个混频单元上分配信号SFOL而得的频率为FOL的信号SFOL’和在所述每个混频单元上分配信号SFI而得的具有所述中频FI的信号SFI’以产生一个具有频率分量FOL、所述镜像频率分量IM和所述频率分量RF的输出信号SRF+IM+FOL，该组合的输出信号相对于信号SFI’发生频率转换，
所述第二移相装置还适于组合来自所述每个混频单元的多个输出信号以产生不包含频率分量FOL的无线电信号SRF，其中该被组合的多个输出信号包括反相的多个所述频率分量FOL和同相的多个所述频率分量RF。
2.根据权利要求1的双向信号混频器，其中，第一移相装置包括至少一个耦合器，该耦合器适于将输入信号的功率分配给两个输出信号，第一输出信号SFOL 90°相对于第二输出信号SFOL 0°移相。
3.根据权利要求1的双向信号混频器，其中，第一移相装置包括功率分配器和两个耦合器，所述功率分配器在每个耦合器的一个输入端上分配信号SFOL的功率，每个耦合器将它的输入信号的功率分配给两个输出信号，第一输出信号SFOL 90°相对于第二输出信号SFOL 0°移相。
4.根据权利要求1的双向信号混频器，其中，第二移相装置包括至少三个耦合器，第一耦合器的第一输入-输出端连接到第二耦合器的一个输入-输出端，第一耦合器的第二输入-输出端连接到第三耦合器的一个输入-输出端，第二和第三耦合器连接到混频单元，以便：
○在第二和第三耦合器的输出端分配由第一耦合器的一个输入-输出端接收到的信号SRF+IM的功率，
○和/或组合由第二和第三耦合器接收到的信号以在第一耦合器的一个输入-输出端上产生信号SRF。
5.根据权利要求1的双向信号混频器，其中，第三移相装置包括至少三个耦合器，第一耦合器的第一输入-输出端连接到第二耦合器的一个输入-输出端，第一耦合器的第二输入-输出端连接到第三耦合器的一个输入-输出端，第二和第三耦合器连接到混频单元，以便：
○在第二和第三耦合器的输出端分配由第一耦合器的一个输入-输出端接收到的信号SFI的功率，
○和/或组合由第二和第三耦合器接收到的信号以在第一耦合器的一个输入-输出端上产生信号SFI。
6.一种使用根据权利要求1的双向混频器对信号进行混频的方法，至少执行以下步骤：
-在时间间隔Δt1中组合频率为RF的输入信号和来自本地振荡器的频率为FOL的输入信号，以在输出端产生频率为FI的信号，
-在与时间间隔Δt1不重叠的时间间隔Δt2中，组合频率为FI的输入信号和来自本地振荡器的频率为FOL的输入信号，以在输出端产生频率RF的信号。
7.包括至少一个根据权利要求1的双向信号混频器的射频收发器系统。
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