JP2005518111A - 超広帯域通信システムにおける信号取得および追跡用モード・コントローラ - Google Patents

Abstract

ＵＷＢ受信機において動作モードを制御するシステムおよび方法が提供される。一態様では、本システムおよび方法は、動作モードを決定するに当たり、設定された数の信号サンプルを読み取り、モード・パラメータを推定し、モード確率を計算し、ついで有限ステート・マシンにおいて、モード確率の値に応じて追跡状態および取得状態の間で遷移を行う。種々のモード・コントローラの一例は、信号対ノイズ比計算器、信号およびノイズ電力推定器、およびＡＧＣ初期化回路を含む。

Description

関連特許文書の引用
本願は、２０００年１０月１０日に出願された米国特許出願第０９／６８５，１９７号、「超広帯域通信システムにおける信号取得および追跡用モード・コントローラ」（ＭＯＤＥ ＣＯＮＴＲＯＬＬＥＲ ＦＯＲ ＳＩＧＮＡＬ ＡＣＱＵＩＳＩＴＩＯＮ ＡＮＤ ＴＲＡＣＫＩＮＧ ＩＮ ＡＮ ＵＬＴＲＡＷＩＤＥＢＡＮＤ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮ ＳＹＳＴＥＭ）の一部継続出願であり、米国特許出願第０９／２０９，４６０号、「超広帯域幅スペクトル拡散通信システム」（ＵＬＴＲＡＷＩＤＥ ＢＡＮＤＷＩＤＴＨ ＳＰＲＥＡＤ−ＳＰＥＣＴＲＵＭ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ ＳＹＳＴＥＭ）の一部継続出願である。また、本願は、２００１年８月１０日に出願された米国仮特許出願第６０／３１１，１１４号、「超広帯域通信システムにおける信号取得および追跡用モード・コントローラ」（ＭＯＤＥ ＣＯＮＴＲＯＬＬＥＲ ＦＯＲ ＳＩＧＮＡＬ ＡＣＱＵＩＳＩＴＩＯＮ ＡＮＤ ＴＲＡＣＫＩＮＧ ＩＮ ＡＮ ＵＬＴＲＡＷＩＤＥＢＡＮＤ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮ ＳＹＳＴＥＭ）の優先権に基づく。これらの出願の各々の内容は、この引用によりその全体が本願にも含まれるものとする。

本発明は、超広帯域幅（ＵＷＢ）シグナリング技術を用いた無線周波数通信受信機、システムおよび方法に関する。更に特定すれば、本発明は、ＵＷＢ信号を取得するとき、および着信ＵＷＢ信号を追跡するときに受信機において制御してサービス品質を維持するように構成されたシステムおよび方法に関する。

ワイヤレス通信システムでは、送信機がデータを取り込み、これを変調し、得られた波形を増幅器およびアンテナに送り、アンテナが波形を電気信号から電磁放射線に変換する。この電磁放射線は、空中を伝搬し、受信機に接続されているアンテナによって電流に変換される。これらの電流（または電圧）は、次に増幅および処理され、その後変換器に送られて、電気信号からディジタル・サンプルに変換され、次いで処理されて信号からソース情報が抽出される。

受信機において特定のサービス品質を維持するために、受信機は着信信号上で「ロック」する。こうして、受信機は、着信信号の信号品質を監視し、デバイスを用いて、十分な品質の信号が受信されていない信号取得モード、または十分な品質の信号が受信されている信号追跡モードに受信機を切り換えるときを決定する。受信機の同期に関する更に詳細な説明は、プレンティス・ホール（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ）刊、ビー．スクラー（Ｂ． Ｓｋｌｅｒ）の「ディジタル通信」（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）（１９８８）の第８章に見られる。その内容全体は、この引用により本願にも含まれるものとする。

無線機の中には、受信機内にモード・コントローラを組み込んだものがある。モード・コントローラは、受信した着信信号を監視し、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）が許容可能なサービス品質を維持するのに十分か否か判断する。モード・コントローラがＳＮＲは十分でないと判断した場合、受信機は追跡モードから外され、取得モードに強制される。

無線機の中には、ＲＳＳＩ（受信信号強度表示）を用いてモード・コントローラをどのモードに、即ち、追跡または取得にするとよいか判断するものがある。ＲＳＳＩは、純粋に着信した信号強度を測定する。しかしながら、この種のコントローラに伴う問題として、ノイズ電力が著しく増大した場合、信号の品質が実際に低く許容できない場合であっても、信号強度はなおも許容可能を示すことがあげられる。

他の無線機には、２つのＲＳＳＩを用い、一方で信号電力を測定し、他方でノイズ電力を測定するものがある。ノイズ電力の測定は、いずれの信号も占有していないと思われるスペクトルの帯域外領域において行われる。ノイズが帯域外領域および帯域内領域において同一であると仮定すると、この測定は、帯域内領域に対して正確なノイズ電力を示すと考えられる。しかしながら、この仮定は正しくない場合もあり得る。想定した未占有領域が信号を含んでいると、仮定した信号電力の推定値に影響を及ぼす場合もある。加えて、帯域外ノイズ電力は、帯域内ノイズ電力と同一とは限らない。これらの無線機は、帯域内信号測定および帯域外ノイズ測定から、ＳＮＲを推定する。比較的狭い周波数範囲ではノイズは殆ど変化しないという基礎的な想定により、かかる技法は狭帯域システムでは威力を発揮する。ＵＷＢシステムでは、帯域外ノイズは何の意味もない。したがって、正しいＳＮＲの推定値が希求されている。

本発明者らは、無線機性能の正しい表示を得るためには、特にＵＷＢシステムでは、信号およびノイズ電力双方を測定し、双方の測定値を帯域内で取り込むべきであることを認識した。無線機性能の正しい表示が得られれば、モード・コントローラは、無線機の取得状態および追跡状態間で精度高く切り換えることが可能となり、許容ビット・エラー・レート（ＢＥＲ）でデータを受信すべきときには、受信機は信号を取得しようとして時間を費やすことから、システムのスループットに悪影響を及ぼすような取得ミスを防止することができる。更に、受信機がデータや許容できないＢＥＲを処理する原因となる誤った取得も防止することができる。

このようにシステムにおいて取得モードに誤って移行すると、例えば、着信信号のバースト・エラーや間欠的な信号の逸失が発生する虞れがある。ＵＷＢチャネルでは、着信信号がバースト的性質を有するため、特に当てはまる。これらバースト的な通信チャネルでは、受信機は、短い停止期間のために頻繁に追跡状態から切り換えられてしまい、もはや信号を受信できなくなる可能性がある。無線機は、受信停止時間が比較的短くても、再度信号を取得し許容できるＳＮＲを得ようとする。このように、無線機が再度信号取得しようとしている間に頻繁に受信が中断すると、システムの有効スループットに悪影響を及ぼす。

サービス品質（例えば、あるスループットにおける許容ＢＥＲ）の低下が極力抑えられるように、追跡状態および取得状態間で受信機がいつ遷移すればよいか効果的に判断することが、課題となっている。

本章の名称に合わせて、本発明から選択した特徴について、これより説明する。本発明の更に詳細な説明は、この文書全体の主題である。
本発明の目的は、背景ノイズに対する着信ＵＷＢ信号の信号電力を推定し、ＳＮＲを判定し、このＳＮＲから受信機を取得モードまたは追跡モードのどちらにすればよいかを判定する同期モード・コントローラを含むＵＷＢ受信機を提供することにある。

本発明の別の目的は、効率的にＳＮＲを計算し、受信機を取得モードまたは追跡モードのどちらにすればよいか判定する、プロセッサを用いたモード・コントローラを含むＵＷＢ受信機を提供することにある。

本発明のその他の特徴は、従来の通信システムおよび方法において先に特定した欠点およびその他の欠点を解決するものである。

これらおよびその他の目的は、ＵＷＢ送信を受信するように構成した無線受信機によって達成される。ここではいくつかの実施形態を開示するが、一実施形態では、信号対ノイズ比計算器を含み、他の実施形態では、信号およびノイズ電力推定器を含み、受信機が着信ＵＷＢ信号上でロックされているか否か、受信機を取得モードまたは追跡モードのどちらにすべきかについて判定を行う。

また、これらの目的の一部は、着信データ信号の取得または追跡に対して所望の動作モードを決定するモード・コントローラによって達成される。このモード・コントローラは、着信データ信号を受信し、着信データ信号に収容されているデータには依存しない着信データ信号の強度を示すデータ独立信号を出力するデータ依存性除去エレメント、データ独立信号を処理して第１の中間信号を決定する第１のプロセッサと、第１の中間信号に対して非線形関数を実行し、信号パラメータを決定する第１の非線形関数エレメントとを備えている信号経路、データ独立信号に対して非線形関数を実行し、第２の中間信号を決定する第２の非線形関数エレメントと、第２の中間信号を処理してノイズ関連パラメータを決定する第２のプロセッサとを備えているノイズ関連経路、ならびに信号パラメータおよびノイズ関連パラメータを処理して着信データ信号の相対的信号強度を示すモード制御パラメータを決定する第３のプロセッサを備えている。

更に、モード・コントローラは、第１のプロセッサと第１の非線形関数エレメントとの間にあり、第１の中間信号を第１のレートでサンプリングし、サンプリングした第１の中間信号を第１の非線形関数エレメントに出力する第１のサブサンプラも備えてもよい。更にまた、モード・コントローラは、第２のプロセッサと比較器との間に設けられ、信号パラメータを第２のレートでサンプリングし、サンプリングした信号パラメータを比較器に出力する第２のサブサンプラも備えてもよい。

更に、モード・コントローラは、着信信号をデータ依存性除去エレメントに入力する前に、着信信号に第１の倍率を乗算する入力スケーラを備えてもよい。第１の倍率は、２倍とすることができる。また、第１の倍率は、プログラム可能であってもよい。

更に、モード・コントローラは、信号パラメータを比較器に入力する前に、信号パラメータに第２の倍率を乗算する信号経路スケーラも備えてもよい。第２の倍率は、２倍とすることができる。また、第２の倍率は、プログラム可能であってもよい。

更に、モード・コントローラは、ノイズ関連信号を比較器に入力する前に、ノイズ関連信号に第３の倍率を乗算するノイズ関連経路スケーラも備えてもよい。第３の倍率は２倍とすることができる。また、第３の倍率は、プログラム可能であってもよい。

第１のプロセッサは、第１のフィルタであってもよい。第１のフィルタは、有限インパルス応答フィルタ、移動平均フィルタ、無限インパルス応答フィルタ、漏出積分フィルタ、またはその他の所望のフィルタのいずれであってもよい。同様に、第２のプロセッサは第２のフィルタであってもよい。第２のフィルタは、有限インパルス応答フィルタ、移動平均フィルタ、無限インパルス応答フィルタ、または漏出積分フィルタ、あるいは所望のフィルタのいずれであってもよい。

即ち、一実施形態では、第１のプロセッサは無限インパルス応答フィルタであり、一方、第２のプロセッサは漏出積分フィルタである。この場合、無限インパルス応答フィルタは、予測相関信号を近似するように整形してもよい。別の実施形態では、第１のプロセッサは第１の移動平均フィルタであり、第２のプロセッサは第２の移動平均フィルタである。

データ依存性除去エレメントは、着信信号の絶対値をデータ独立信号として出力する絶対値エレメントであってもよい。
第１の非線形関数エレメントは、第１の中間信号の二乗を信号パラメータとして出力する第１の二乗器である。同様に、第２の非線形関数エレメントは、データ独立信号の二乗を第２の中間信号として出力する第２の二乗器であってもよい。

また、これらの目的の一部は、着信データ信号の取得または追跡に対して所望の動作モードを決定するモード・コントローラによって達成される。このモード・コントローラは、着信データ信号を受信し、着信データ信号の絶対値を決定する絶対値エレメント、データ信号の絶対値を濾過し、第１の中間信号を決定する第１のフィルタと、第１の中間信号を二乗し、ノイズ関連パラメータを決定する第１の二乗器とを備えている信号経路、着信データ信号の絶対値を二乗して第２の中間信号を決定する第２の二乗器と、第２の中間信号を濾過し信号パラメータを決定する第２のフィルタとを備えているノイズ関連経路、および信号パラメータおよびノイズ関連パラメータを比較し着信データ信号の相対信号強度を示すモード制御パラメータを決定する比較器を備えている。

更に、モード・コントローラは、第１のフィルタと第１の二乗器との間に設けられ、第１の中間信号を第１のレートでサンプリングし、サンプリングした第１の中間信号を第１の二乗器に出力する第１のサブサンプラを備えてもよい。更に、モード・コントローラは、第２のフィルタと比較器との間に設けられ、信号パラメータを第２のレートでサンプリングし、サンプリングした信号パラメータを比較器に出力する第２のサブサンプラを備えてもよい。

更に、モード・コントローラは、着信信号を絶対値エレメントに入力する前に、着信信号に第１の倍率を乗算する第１のスケーラを備えてもよい。第１の倍率は２倍とすることができる。また、第１の倍率は、プログラム可能であってもよい。

更に、モード・コントローラは、信号パラメータを比較器に入力する前に、信号パラメータに第２の倍率を乗算する信号経路スケーラを備えてもよい。第２の倍率は２倍とすることができる。また、第２の倍率は、プログラム可能であってもよい。

更に、モード・コントローラは、ノイズ関連信号を比較器に入力する前に、ノイズ関連信号に第３の倍率を乗算するノイズ関連経路スケーラを備えてもよい。第３の倍率は２倍とすることができる。また、第３の倍率は、プログラム可能であってもよい。

第１のフィルタは、有限インパルス応答フィルタ、移動平均フィルタ、無限インパルス応答フィルタ、または漏出積分フィルタ、あるいはその他の所望のフィルタのいずれであってもよい。同様に、第２のフィルタは、有限インパルス応答フィルタ、移動平均フィルタ、無限インパルス応答フィルタ、または漏出積分フィルタ、あるいは所望のフィルタのいずれであってもよい。

即ち、一実施形態では、第１のプロセッサは無限インパルス応答フィルタであり、一方第２のプロセッサは漏出積分フィルタである。この場合、無限インパルス応答フィルタは、予測相関信号を近似するように整形することができる。別の実施形態では、第１のプロセッサは第１の移動平均フィルタであり、第２のプロセッサは第２の移動平均フィルタである。

また、これらの目的の一部は、超広域帯域幅受信機において着信データ信号の取得または追跡に対して所望の動作モードを決定するモード・コントローラによって達成される。このモード・コントローラは、着信データ信号の信号パラメータを決定する信号経路と、着信データ信号のノイズ基準パラメータを決定するノイズ系経路と、信号パラメータおよびノイズ関連パラメータを処理しモード制御パラメータを決定するプロセッサと、モード制御パラメータに基づいて取得モードと追跡モードとの間で遷移を行うコントローラとを備えている。

信号パラメータは、信号強度の推定値であってもよく、ノイズ基準パラメータは信号およびノイズの合計強度の推定値である。プロセッサは、比較器であってもよい。
更に、モード・コントローラは、信号パラメータを調整し、調整信号パラメータを発生するノイズ経路スケーラを備えてもよい。この場合、プロセッサは、信号パラメータの代わりに、調整信号パラメータを受け取ってもよい。

更に、モード・コントローラは、ノイズ基準パラメータを調整し、第２のノイズ基準パラメータを発生するノイズ経路スケーラを備えてもよい。この場合、プロセッサは、ノイズ基準パラメータの代わりに、調整ノイズ基準パラメータを受け取ってもよい。

信号経路は、フィルタ、およびその後段に乗算器を備えてもよい。ノイズ経路は、乗算器、およびその後段にフィルタを備えてもよい。
更に、モード・コントローラは、着信データ信号の絶対値を決定し、データ信号の絶対値を信号経路およびノイズ系経路に供給する絶対値ブロックを備えてもよい。

本発明およびその多くの付加的な利点は、以下の詳細な説明を参照しながら添付図面と関連付けて考慮することによって、一層良く理解されるであろう。図面を参照しながら、本発明の好適な実施形態について説明する。種々の図面を通じて、同様の参照番号は同一の部分または対応する部分を示すこととする。
［送受信機の構成］
図１は、本発明の好適な実施形態による超広帯域（ＵＷＢ）送受信機のブロック図である。図１に示すように、送受信機は、３つの主要構成要素、即ち、受信機１、無線コントローラおよびインターフェース３、ならびに送信機５を含む。受信機１は、受信アンテナ１０、フロント・エンド１５、ＵＷＢ波形相関器２０、および受信タイミング発生器２５を含む。送信機は、送信アンテナ４０、ＵＷＢ波形発生器４５、エンコーダ５０、および送信タイミング発生器５５を含む。

単一の無線コントローラおよびインターフェース３が受信機１および送信機５双方に供するように示されているが、代替実施形態では、受信機１および送信機５の各々に別個の無線コントローラおよびインターフェース３を含むこともできる。加えて、送信および受信間で切り換えられる単一のアンテナを、別個の受信および送信アンテナ１０および４０の代わりに用いることもできる。また、受信および送信タイミング発生器２５および５５も、組み合わせて単一のタイミング発生器とすることができ、あるいは別個のユニットとして維持することもできる。

無線コントローラおよびインターフェース３は、好ましくは、プロセッサを用いたユニットとし、１つ以上の特定用途集積回路（ＡＳＩＣ）または１つ以上のプログラム可能なプロセッサのようなハード・ワイヤ・ロジックで具体化される。動作において、無線コントローラおよびインターフェース３は、メディア・アクセス制御（ＭＡＣ）コントローラとして機能するか、あるいは受信機１および送信機５によって実施されるＵＷＢワイヤレス通信機能と、ＵＷＢ通信チャネルを用いて遠隔デバイスとデータを交換するアプリケーションとの間のＭＡＣインターフェースとして機能する。

送受信機が信号を受信しているとき、受信アンテナ１０は着信ＵＷＢ電磁波形を電気信号（または光信号）に変換し、この電気信号を無線フロント・エンド１５に供給する。波形の種類に応じて、無線フロント・エンド１５は、電気信号を処理し、当該信号のレベルおよび当該信号のスペクトル成分が、ＵＷＢ波形相関器２０における処理に適するようにする。この処理は、マッチド・フィルタリング、部分的マッチド・フィルタリング、単純なロール・オフなどのようなスペクトル整形を含んでもよい。

フロント・エンドの処理の後、次に、ＵＷＢ波形相関器２０は、着信信号を、タイミング発生器２５からのクロック信号に基づいて発生した異なる候補信号と相関付け、受信機１が着信信号と同期しているか否か判定し、同期している場合、受信した着信信号に収容されているデータを判定する。

タイミング発生器２５は、無線コントローラおよびインターフェース３の制御の下で動作し、クロック信号ＣＬＫ_Rを発生する。こクロック信号ＣＬＫ_Rは、ＵＷＢ波形相関器２０にて実行される相関プロセスにおいて用いられる。このクロック信号ＣＬＫ_Rの位相は、受信アンテナ１０で受信した着信信号に対して変化することが好ましい。ＵＷＢ波形相関器は、クロック信号ＣＬＫ_Rを用いて、内部的に相関信号を発生する。相関信号は、着信信号の一部と一致し、クロック信号ＣＬＫ_Rの位相を有する。内部で発生した相関信号（内部発生信号）および着信信号の位相が互いに整合している場合、ＵＷＢ波形相関器２０は、以降の処理のために、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）が高い信号を無線コントローラおよびインターフェース３に供給する。

概念的には、ＵＷＢ波形相関器２０は、内部信号を収容する相関ウィンドウを有すると見なすことができる。クロック信号の位相が着信信号のそれに対して変動すると、相関ウィンドウはずれる。次いで、容認できる相関結果が得られ、取得ロックを遂行したことを示すまで、相関ウィンドウを着信信号のスナップショットと比較する。

状況によっては、ＵＷＢ波形相関器２０の出力はデータ自体の場合もある。別の状況では、ＵＷＢ波形相関器２０は、単に中間相関結果を供給し、無線コントローラおよびインターフェース３が中間相関結果を用いて、データを判定し、受信機１が着信信号と同期しているときを判定する。

ＵＢＷ波形相関器２０は、２つの動作モード、即ち、信号追跡モード（「追跡モード」）および信号取得モード（「取得モード」）で動作する。取得モードを用いるのは、同期が未だ取られていない場合、または同期を逸したときであり、受信機１はかかる同期を達成するために動作する。追跡モードを用いるのは、同期が取られ、これを維持する必要があるときである。

取得モード中、無線コントローラおよびインターフェース３は、制御信号を受信機１に供給し、同期を取得する。この制御信号は、受信機１に、ＵＷＢ波形相関器２０内の相関ウィンドウをずらして着信信号の位相を合わせようとし、取得ロックを行うように命令する。即ち、これを遂行するには、所望の相関結果が得られるまで、タイミング発生器２５から出力されるクロックの位相および周波数を調節する。

一旦同期が取られたなら、受信機は追跡モードに入る。追跡モード中、送受信機は、同期を維持し高めるように動作する。即ち、無線コントローラおよびインターフェース３は、ＵＷＢ波形相関器２０からの相関結果を分析し、ＵＷＢ波形相関器２０内の相関ウィンドウ、即ち、タイミング発生器からの内部信号の位相を調節する必要があるか否かの判定を行う。

加えて、追跡モード中、受信機１は、データを無線コントローラおよびインターフェース３の入力ポート（「ＲＸ Ｄａｔａ Ｉｎ」）に供給し、一方無線コントローラおよびインターフェース３は、出力ポート（「ＲＸ Ｄａｔａ Ｏｕｔ」）を介して、このデータを外部プロセスに供給する。外部プロセスは、受信機によって受信されたデータ、または送信機５によって遠隔受信機に送信されるデータのいずれかを用いて行われる多数のプロセスのうちのいずれでもよい。

送受信機が信号を送信しているとき、無線コントローラおよびインターフェース３は、外部ソースからソース・データを入力ポート（「ＴＸ Ｄａｔａ Ｉｎ」）において受信する。次に、無線コントローラおよびインターフェース３は、このデータを、出力ポート（「ＴＸ Ｄａｔａ Ｏｕｔ」）を介して、送信機５のエンコーダ５０に印加する。また、無線コントローラおよびインターフェース３は、ＵＷＢパルスのシグナリング・シーケンスを識別する際に用いるための制御信号を送信機５に供給する。先に注記したように、本発明の実施形態では、受信機１および送信機５の機能は、合同資源、例えば、共通のタイミング発生器および／または共通のアンテナを用いてもよい。

エンコーダ５０は、ユーザ・コーディング情報およびデータを無線コントローラおよびインターフェース３から受け取り、このデータおよびコーディングを事前処理して、ＵＷＢ波形発生器４５にタイミング入力を供給する。一方、ＵＷＢ波形発生器４５は、形状および／または時間でエンコードしたＵＷＢパルスを生成し、データを遠隔地に搬送する。エンコーダ５０は、この機能を、送信タイミング発生器５５から受信したタイミング信号に応じて実行する。

エンコーダ５０は、必要な変調を行うために必要な制御信号を生成する。例えば、エンコーダ５０は、シリアル・ビット・ストリームを取り込み、前進誤り訂正（ＦＥＣ）アルゴリズム（例えば、リード・ソロモン・コード、ゴレイ・コード、ハミング・コード、畳み込みコード等のような）を用いてこれをエンコードすることができる。また、エンコーダ５０は、データをインターリーブして、バースト・エラーから保護する。また、エンコーダ５０は、白色化機能を適用して、「１」または「０」の長いストリングを防止する。また、エンコーダ５０は、ユーザ特定スペクトル拡散機能を適用し、所定長のチッピング・コードを発生し、これらを一群として送出し、１ビット（例えば、「１」ビットに対しては反転、「０」ビットに対しては非反転）を表すようにすることもできる。エンコーダ５０は、シリアル・ビット・ストリームを部分集合に分割し、ウェーブレット毎またはチッピング・コード毎に多数のビットを送出し、複数の制御信号を発生し、前述のような変調方式のいずれの組み合わせにも対応するようにする（例えば、ラティ（Ｌａｔｈｉ）の”Ｍｏｄｅｒｎ Ｄｉｇｉｔａｌ ａｎｄ Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍｓ”（最新ディジタルおよびアナログ通信システム）、ホルト、ラインハートおよびウィンストン（Ｈｏｌｔ、Ｒｉｎｅｈａｒｌｔ ａｎｄ Ｗｉｎｓｔｏｎ）に記載されている。その内容全体は、ここで引用したことにより、本願にも含まれるものとする）。

無線コントローラおよびインターフェース３は、入力ポート（「ＴＸ Ｄａｔａ Ｉｎ」）において受信したデータの発信元のユーザＩＤのような、何らかの識別を供給することができる。本発明の一実施形態では、このユーザＩＤは、送信シーケンス内に挿入し、情報パケットのヘッダであるかのようにすることができる。本発明の別の実施形態では、ユーザＩＤ自体を用いてデータをエンコードし、送信を受信する受信機が、データを解釈するためには、ユーザＩＤの先験知識を仮定するかまたは有することが必要となるようにする。例えば、エンコーディングを信号上に刻印する方法として、ＩＤを用いて、異なる振幅信号（例えば、振幅「ｆ］）を高速変調制御信号に適用することができる。

エンコーダ５０の出力は、ＵＷＢ波形発生器４５に印加され、ＵＷＢ波形発生器４５は、受信したコマンド信号に従って、パルス形状のＵＷＢパルス・シーケンスをパルス時点に生成する。これは、いくつかの異なる方式の１つでもよい。次に、ＵＷＢ発生器４５からの出力は、送信アンテナ４０に供給され、送信アンテナ４０はＵＷＢエネルギを受信機に送信する。

ＵＷＢ変調の一方式では、データをエンコードする際に、送信パルス（例えば、ＰＰＭ、チャープ等）の相対的間隔を用いることができる。別のＵＷＢ変調方式では、データをエンコードする際に、前述のように（および／またはラティに記載されているように）パルスの形状を利用することもできる。尚、本発明は、時間変調（例えば、パルス位置変調、チャープ等）を、パルスの形状を処理する別の変調方式と組み合わせることもできることを注記しておく。

以上の機能には、送信機５から送られるシンボル当たりに１つよりも多いデータ・ビットを通信するというような、利点がある。しかしながら、潜在的に重要度が高いものとしては、多数の拡散コード（例えば、各々がスパイク自己相関関数を有し、合同でピーク相互相関機能を有する等）を必要とするスペクトル拡散マルチ・ユーザ・システムを具体化するために、かかる技術を適用することである。

加えて、タイミング、位相、周波数、および振幅変調を組み合わせることによって、拡散コード機能の自由度が高まり、相互相関および自己相関特性の一層の最適化が可能となる。自己相関および相互相関特性が改善された結果、本発明によるシステムは能力が向上したことにより、多くの送受信機が互いに干渉せずに、近接して動作することが可能となる。

図２は、本発明の好適な実施形態による図１の送受信機の受信機ならびに無線制御およびインターフェース部のブロック図である。図２に示すように、ＵＷＢ波形相関器２０は、更に、パルス形成ネットワーク（ＰＦＮ）およびタイマ２０５、データ相関器２１０、ならびにエラー・チャネル相関器２１５を含む。無線コントローラおよびインターフェース３は、第１および第２のＡ／Ｄ変換器２２０、２２５、及びディジタル・コントローラ２３０を含む。受信機１ならびに無線コントローラおよびインターフェース３の動作について以下に説明する。

タイミング発生器２５から受信したクロック信号に基づいて、ＰＦＮおよびタイマ２０５は、一連の内部パルス、例えば、方形パルスまたはウェーブレット（即ち、内部発生信号）を発生し、データ相関器２１０およびエラー・チャネル相関器２１５双方に供給する。また、ＰＦＮおよびタイマ２０５は、制御信号をデータおよびエラー・チャネル相関器２１０および２１５に供給し、クロッキング・コマンドを第１および第２のＡ／Ｄ変換器２２０、２２５に供給する。制御信号は、データおよびエラー・チャネル相関器２１０、２１５の動作を制御し、クロッキング信号は、第１および第２のＡ／Ｄ変換器２２０、２２５に、データおよびエラー・チャネル相関器２１０および２１５のそれぞれの出力をサンプリングするように命令する。

第１および第２のＡ／Ｄ変換器２２０、２２５は、データおよびエラー・チャネル相関器２１０および２１５からのアナログ出力をそれぞれ受け取り、これらをディジタル信号に変換し、ディジタル・コントローラ２３０に供給する。一方、ディジタル・コントローラ２３０は、（取得のためまたは信号ロックを維持するためのいずれかに）十分な量の信号を受信したか否かの判定を行い、モード制御動作を実行し、受信機１が現在追跡モードまたは取得モードのどちらにあるべきか選択を行う。加えて、受信機１が追跡モードにある場合、ディジタル・コントローラ２３０は受信機タイミング発生器２５にも情報を供給し、信号ロックを改善する。

図３は、本発明の好適な実施形態による受信機におけるデータ経路のブロック図である。図３に示すように、フロント・エンド１５は増幅器３０５を内蔵し、データ相関器２１０はデータ・ミキサ３１０およびデータ積分器３１５を内蔵し、タイミング発生器２５は局部発振器（「ＬＯ」）３２０および位相コントローラ３２５を含む。

増幅器３０５は、着信信号をデータ相関器２１０に送出する前に、これを増幅する。代替実施形態では、必要に応じた数の動作を実行するようにフロント・エンドを改良することもできる。例えば、フィルタリングや、必要であれば、自動利得制御（ＡＧＣ）のような信号調節も行うことができる。

データ・ミキサ３１０は、フロント・エンド１５から増幅された着信信号、そしてＰＦＮおよびタイマ２０５から内部発生信号を受け取り、２つの信号を混合してオンタイム信号を発生する。次いで、オンタイム信号はデータ積分器３１５に供給され、データ積分器３１５は、ＰＦＮおよびタイマ２０５から受け取るリセット・コマンド間の時間期間にわたってオンタイム信号を積分する。データ積分器３１５が発生した積分オンタイム信号は、第１のＡ／Ｄ変換器を介して、ディジタル・コントローラ２３０に出力される。ディジタル・コントローラ２３０は、取得モードにおいて取得に成功したか否か、またはデータ・ロックが追跡モードにおいて維持されているか否かの判定を行う。

代替実施形態では、１つ以上の別の処理ユニット（増幅器、フィルタ等のような）によって分離された多数のミキサを用いることもできる。最初のミキサは入力信号をＩＦ信号に還元し、第２のミキサはこの信号をベースバンドに還元する。

図４は、本発明の好適な実施形態による受信機におけるエラー・チャネル経路のブロック図である。図４に示すように、フロント・エンド１５は増幅器３０５を内蔵し、エラー・チャネル相関器２１５は第１のエラー・チャネル・ミキサ４０５、第２のエラー・チャネル・ミキサ４１０、エラー・チャネル加算器４１５、およびエラー・チャネル積分器４２０を内蔵し、タイミング発生器２５は局部発振器３２０および位相コントローラ３２５を含む。

第１のエラー・チャネル・ミキサ４０５は、フロント・エンド１５から増幅された着信信号と、ＰＦＮおよびタイマ２０５から内部発生信号の第１のコピーとを受け取り、２つの信号を混合する。第２のエラー・チャネル・ミキサ４１０は、フロント・エンド１５から増幅着信信号と、ＰＦＮおよびタイマ２０５から内部発生信号の第２のコピーとを受け取り、２つの信号を乗算する。

第１および第２のエラー・チャネル・ミキサ４０５および４１０に供給される内部発生信号の第１および第２のコピーは、好ましくは、互いから設定量だけ遅延され、第１のエラー・チャネル・ミキサ４０５が第１の位相を有する内部発生信号を考慮し、第２のエラー・チャネル・ミキサ４１０が第２の位相を有する内部発生信号を考慮するようにする。これによって、エラー・チャネル相関器２１５は、内部信号に対する２つの異なる位相に基づいて相関値を考慮することが可能となる。この比較に基づいて、ディジタル・コントローラ２３０は内部信号の位相に対して必要な調節を決定することができる。

先に注記したように、代替実施形態では、１つ以上の他の処理ユニット（増幅器、フィルタ等のような）によって分離された多数のミキサを用いることができる。第１のミキサは入力信号をＩＦ信号に還元し、第２のミキサはこの信号をベースバンドに還元する。

実施態様では、着信信号に対する位相遅延は、機能的に、第１および第２のエラー・チャネル・ミキサ４０５、４１０に供給される信号を要求量だけ遅延させることによって、または第１および第２のエラー・チャネル・ミキサ４０５、４１０に供給される内部発生信号の第１および第２のコピーの位相を、中心位相から同じ量だけのところに位置付けることによって遂行することができる。

局部発振器３２０は、初期クロック信号を発生する。この信号は、着信信号と同じ周波数であることが好ましいが、必ずしもそうである必要はない。初期クロック信号ならびに無線コントローラおよびインターフェース３（特に、ディジタル・コントローラ２３０）からの位相制御信号に基づいて、位相コントローラ３２５は、特定の位相を有する内部発生信号を形成する。この位相は、信号を処理する際に、ディジタル・コントローラ２３０からの命令に応じて調節することができる。

本発明の好適な実施形態では、着信信号のチッピング・レート、初期クロック信号、および内部発生信号のチッピング・レートの周波数は通常１．３ＧＨｚであり、データ積分器３１５、エラー積分器４２０、および第２のＡ／Ｄ変換器２２５に供給されるリセット・コマンド、ならびに第１のＡ／Ｄ変換器２２０に供給されるクロッキング信号の周波数は、１００ＭＨｚである。しかしながら、代替実施形態では、これらの周波数を変化させてもよい。

図５は、本発明の好適な実施形態による受信機１のデータおよびエラー・チャネル経路を示すブロック図である。図５に示すように、ディジタル・コントローラ２３０は、データ・コード・プロセッサ５２０、エラー・チャネル・コード・プロセッサ５３０、およびモード・コントローラ５４０を含む。モード・コントローラ５４０は、更に、取得コントローラ５４５、ロック検出器５５０、およびエラー・チャネル・コントローラ５５５を含む。加えて、ＰＦＮおよびタイマ２０５から出力される内部信号の位相は、第１、第２、および第３の遅延５０５、５１０、５１５によって、２τ、０τ、および１τだけそれぞれ遅延される。

データ・コード・プロセッサ５２０およびエラー・チャネル・コード・プロセッサ５３０は、ディジタル領域にて、データ相関器２１０およびエラー・チャネル相関器２１５と同様の機能を実行する。データ相関器２１０が着信信号を内部発生信号と混合してアナログ領域で相関結果を得るように、データ・コード・プロセッサ５２０は、相当する機能をディジタル領域にて実行する。データ・コード・プロセッサ５２０は、単に着信ディジタル信号および内部発生ディジタル信号を受け、相関結果を実行する。エラー・チャネル・プロセッサ５３０は、ディジタル・エラー信号をディジタル・コードワードと相関付け、最終的なエラー値を生成する。

そして、データ・コード・プロセッサ５２０およびエラー・チャネル・コード・プロセッサ５３０は同じコード・ワード長を有する場合もあるが、これらは必ずしも同一である必要はない。例えば、データ・コード・プロセッサ５２０は、長さ５のコードワードを用いることができ、一方エラー・チャネル・コード・プロセッサは長さ１のコードワードを用いることができる。

これらのディジタル・コード・プロセッサ５２０および５３０は、望ましは、取り除くことができる（例えば、コード・ワード長を１に等しく設定すれば、エラー・チャネル・コード・プロセッサ５３０を取り除くことができる）が、これらを設けておくと、ディジタル相関の追加が可能となり、信号受信の信頼度を高めることができる。これらの構成の実施態様は、ディジタル・ロジックで実現されることを除いて、相関器２０において行われる動作に相当する。

データおよびエラー・チャネル・コード・プロセッサ５２０および５３０からの結果に基づいて、モード・コントローラ５４０は、受信機１がどちらのモードにあるか判定を行い、受信機１の取得または追跡を改善するために相関信号を供給する。受信機１が取得モードにある場合、取得コントローラ５４５は、信号が適正に取得されたか否かの判定を行う。肯定の場合、受信機を追跡モードに変更する。否定の場合、次のデータ信号のセットを待ち、別の取得判定を行う。

受信機１が追跡モードにある場合、ロック検出器５５０は、信号が追跡モードのままであればよいか否かの判定を行う。肯定の場合、次のデータ信号のセットを待ち、別の信号ロック判定を行う。否定の場合、受信機を取得モードに変更する。加えて、追跡モードにある場合、エラー・チャネル・コントローラ５５５は相関値を供給し、追跡を改善する。

第１、第２、および第３の遅延５０５、５１０、５１５は、データ・ミキサ３１０、第１のエラー・チャネル・ミキサ４０５、および第２のエラー・チャネル・ミキサ４１０の各々が、位相が若干異なる内部信号を受け取るように内部信号を遅延させる。これによって、データ相関器２１０は、着信信号に位相が十分に近い内部発生信号を受信することができ、エラー・チャネル相関器２１５は、データ相関器２１０が用いる内部発生信号の前後の設定量である位相を有する２つの内部発生信号を受信することができる。

図５に示す実施形態では、ＰＦＮおよびタイマ２０５が発生する内部発生信号の位相は、第１、第２、および第３の遅延５０５、５１０、および５１５によって、２τ、０τ、および１τだけそれぞれ遅延させることが好ましい（τは設定遅延量）。しかしながら、代替実施形態では、遅延は、内部発生信号ではなく、着信信号に適用することもできる。

図６は、本発明の好適な実施形態による取得コントローラまたはロック検出器のブロック図である。図６に示すように、取得コントローラ５４５またはロック検出器５５０は、第１のスケーリング・ミキサ６０５、絶対値ブロック６１０、第１の二乗器６１５、ノイズ経路フィルタ６２０、ノイズ経路サブサンプラ２２３、第２のスケーリング・ミキサ６２５、信号経路フィルタ６３０、信号経路サブサンプラ２２３、第２の二乗器６３５、第３のスケーリング・ミキサ６４０、および比較器６４５を含む。

この記載全体を通じて、「ノイズ経路」という用語を場合によっては用いる。この用語は、ノイズに関連する経路を意味し、ノイズ成分を含む。経路がノイズのみを搬送することを示唆することは意図していない。しかしながら、簡略化のため、場合によっては、ノイズ経路と呼ぶ場合もある。本記載において用いる場合、「ノイズ経路」および「ノイズ関連パス」という用語は、相互交換可能に用いることができるものとする。

この実施形態では、第１、第２、および第３のスケーリング・ミキサ６０５、６２５、および６４０は、それぞれ、倍率Ｋ₁、Ｋ₂、およびＫ₃で、種々の点において、取得コントローラ５４５によって処理される信号の振幅を調整するように作用する。最も単純な場合、これらの倍率は、一括してまたは個々に１に等しくすることができ、その場合、関連するスケーリング・ミキサを完全に取り除くことができる。これらの倍率Ｋ₁、Ｋ₂、およびＫ₃は、動作全体を通じて一定としてもよく、またはプログラム可能としてもよい。

別個の第２および第３のスケーリング・ミキサ６２５および６４０を有することによって、システムは事実上、第２のミキサの端数調整を可能にする。つまり、第２および第３の倍率Ｋ₂およびＫ₃が整数に限定されても、これらを第３の倍率Ｋ₃に対して正規化することができる。これは、信号経路は事実上、１の倍率を有し、一方、ノイズ経路はＫ₂／Ｋ₃の有効倍率を有するということを意味する。

実施形態によっては、倍率はあらゆる値を取ることができるが、他の実施形態では、倍率の一部を２の係数に設定することができる。これによって、関連するスケーリング・ミキサを、シフト・レジスタを用いて実現することができ、設計および実施が簡略化される。

処理中、絶対値ブロック６１０は、第１のスケーリング・ミキサ６０５から受け取った信号に対して絶対値機能を実行し、受け取った全ての負値をそれらに対応する正値に変換する。この絶対値信号は、次に、ノイズ経路（第１の二乗器６１５、ノイズ経路フィルタ６２０、および第２のスケーリング・ミキサ６２５）、および信号経路（信号経路フィルタ６３０、第２の二乗器６３５、および第３のスケーリング・ミキサ６４０）に供給される。

ノイズ経路では、最初に、第１の二乗器６１５において絶対値信号の二乗が算出され、次いで二乗信号がノイズ経路フィルタを通過し、必要に応じて、第２のスケーリング・ミキサ６２５によって、濾過した信号が調整される。これを信号経路の結果と組み合わせることによって、ノイズに基づくパラメータが生成される。これは、着信信号のノイズ強度の推定値となる。

ノイズ経路は、ノイズ経路サブサンプラ６２３を含んでもよく、これは、ノイズ経路フィルタ６２０の出力を周期的なレートで、周期的にサンプリングする。このレートは、例えば、４出力毎、１５出力毎、２２８出力毎等で変化させることができる。しかしながら、サンプリング・レートを均一に１に設定すると、即ち、あらゆる結果をサンプリングすると、ノイズ・パス・サブサンプラ２２３を全体的に省略することができる。

信号経路は、最初に、絶対値信号を信号経路フィルタ６３０において濾過し、次いで濾過した信号の二乗を第２の二乗器６３５によって算出し、必要に応じて、第３のスケーリング・ミキサ６４０によって二乗信号を調整する。これによって、着信信号の信号強度の推定値である信号パラメータが生成される。

信号経路は、信号経路サブサンプラ６３３を含んでもよく、これは、信号経路フィルタ６３０の出力を周期的なレートで、周期的にサンプリングする。このレートは、例えば、４出力毎、１５出力毎、２２８出力毎等で変化させることができる。しかしながら、サンプリング・レートを均一に１に設定すると、即ち、あらゆる結果をサンプリングすると、ノイズ・パス・サブサンプラ２２３を全体的に省略することができる。加えて、信号パス・サブサンプラ６３３のサンプリング・レートは、ノイズ・パス・サブサンプラ２２３のサンプリング・レートと同じである必要はない。

次に、比較器６４５は、ノイズに基づくパラメータと、ある閾値判断基準に基づく信号パラメータとを比較し、信号が適正に取得されたか否かの判定を行う。この閾値判定に基づいて、比較器６４５は、モード制御パラメータを出力する。モード制御パラメータは、受信機１を取得モードまたは追跡モードのどちらにすべきかを示す。好ましくは、出力信号が閾値よりも大きい場合、受信機は追跡モードにあるべきであり、出力信号が閾値よりも小さい場合、受信機１は取得モードに遷移すべきである。

この実施形態では比較器６４５が示されているが、代替実施形態では、更に複雑なプロセッサを用いて、信号パラメータおよびノイズに基づくパラメータを処理し、モード制御パラメータを発生することができる。例えば、かかるプロセッサは、信号パラメータおよびノイズに基づくパラメータに対して非線形数学的関数を実行し、この数学的関数の結果を用いて、モード制御パラメータを決定することができる。

ノイズおよび信号経路フィルタ６２０および６３０は、ノイズおよび信号強度に対して可能な限り最良の推定値が得られるように選択することが好ましい。取得コントローラ５４５の好適な実施形態では、漏出積分フィルタを、ノイズ経路フィルタ６２９として用い、二極無限インパルス応答フィルタを信号経路フィルタ６３０として用いている。ロック検出器５５０の好適な実施形態では、移動平均フィルタを、ノイズ経路フィルタ６２０および信号経路フィルタ６３０双方として用いている。しかしながら、種々のその他のフィルタも同様に用いることができる。

図７Ａは、本発明の好適な実施形態による漏出積分フィルタのブロック図である。図７Ａに示すように、漏出積分器は、第１のミキサ７０５、加算器７１０、遅延７１５、および第２のミキサ７２０を含む。

動作では、漏出積分フィルタは、第１のミキサ７０５において、着信信号を受信し、第１の倍率Ｇで調整する。調整後の着信信号は、次に加算器７１０に送られ、ここで、第２のミキサ７２０によって供給されるフィードバック信号と加算される。加算器７１０の出力は、フィルタ結果として出力され、更に遅延７１５に供給される。次に、遅延７１５の出力は、第２のミキサ７２０に供給され、第２の倍率Ｈに応じて調整される。つまり、漏出積分フィルタは、次の式にしたがって動作する。

ここで、ｘ_nは、着信信号の現在値、ｙｎはフィルタ結果の現在値、ｙ_n-1はフィルタ結果の前回値、そしてＧおよびＨはそれぞれ第１および第２の倍率である。

好ましくは、フィルタに安定性を備えるために第１および第２の倍率ＧおよびＨは、双方とも１よりも小さく設定される。好適な実施形態では、以下の式が真となる。

ここで、αは１よりも小さい実数である。しかしながら、第１および第２の倍率ＧおよびＨには、代わりの値を用いてもよい。

図７Ｂは、本発明の好適な実施形態による移動平均フィルタのブロック図である。図７Ｂに示すように、移動平均フィルタは、第１乃至第３の遅延７２５、７３０、および７３５、加算器７４０、ならびにスケーリング・ミキサ７４５を含む。

動作においては、図７Ｂの移動平均フィルタの実施形態は、第１の遅延７２５において着信信号を受け取り、遅延信号は第２および第３の遅延７３０および７３５を通過する。着信信号および第１乃至第３の遅延７２５、７３０、７３５からそれぞれ出力された第１乃至第３の遅延信号は、加算器７４０に入力として供給される。これらの値は、加算器７４０によって合計され、スケーリング・ミキサ７４５において倍率Ｄで調整される。この実施形態では、倍率は１／４に等しい。したがって、移動平均フィルタは、着信信号の現在値および着信信号の直前の３つの値の効果を平均化する。これは、式（３）に示す通りである。

ここで、ｙ_nは現フィルタ結果、ｘｎは着信信号の現在値、ｘ_n-1、ｘ_n-2、およびｘ_n-3は、着信信号の直前の３つの値である。

この実施形態では、入力信号の４つの値を平均化して、フィルタ結果を得る。この数は、必要に応じて、代替実施形態では増加または減少させてもよい。また、倍率Ｄは、この実施形態では１／４に等しいが、１を含むいずれの所望値にも容易に変更することができる。（Ｄ＝１）の場合、スケーリング・ミキサ７４５を省略することができる。

図７Ｃは、本発明の好適な実施形態による二極無限インパルス応答フィルタのブロック図である。図７Ｃに示すように、無限インパルス応答フィルタは、第１および第２の加算器７５０および７５５、第１および第２の遅延７６０および７６５、ならびに第１および第２のミキサ７７０および７７５を含む。

動作において、無限インパルス応答フィルタは、第１の加算器７５０において、現着信信号Ｘ_nを受信し、これを補正係数Ｃに加算して、現出力信号ｙ_nを得る。次に、出力信号を第１および第２の遅延７６０および７６５によって遅延して、第１および第２の遅延出力信号ｙ_n-1およびｙ_n-2をそれぞれ得る。これらの値を、第１および第２のスケーリング・ミキサ７７０および７７５において、第１および第２の倍率β₁およびβ₂によってそれぞれ調整する。次に、第２のスケーリング・ミキサ７７５の出力は、第２の加算器において、第１のスケーリング・ミキサ７７０の出力から減算され補正係数Ｃを発生する。補正係数Ｃは、次に、第１の加算器７５０にフィードバックされる。この補正係数Ｃは、第１および第２の遅延出力信号ｙ_n-1およびｙ_n-2、ならびに第１および第２の倍率β₁およびβ₂に応じて、正または負のいずれにすることもできる。したがって、無限インパルス応答フィルタは、以下の式にしたがって動作する。

ここで、ｘ_nは着信信号の現在値、ｙ_nはフィルタ結果の現在値、ｙ_n-1およびｙ_n-2はフィルタ結果の第１および第２の遅延値、そしてβ₁およびβ₂は、それぞれ、第１および第２の倍率である。

好ましくは、第２のスケーリング・ミキサ７７５の出力を第１のスケーリング・ミキサ７７０のそれから減算するが、代替実施形態ではこれを逆にすることもできる。同様に、追加の遅延および調整信号を供給し、補正係数Ｃを計算することも可能である。

図７Ｄは、本発明の好適な実施形態による有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタのブロック図である。図７Ｄに示すように、移動平均フィルタは、第１乃至第３のフィルタ７７２、７７４、および７７６、第１乃至第４のスケーリング・ミキサ７７８、７８０、７８２、および７８４、加算器７８６、ならびに第５のスケーリング・ミキサ７８８を含む。

動作において、図７ＤのＦＩＲフィルタの実施形態は、第１の遅延７２２において着信信号を受け取り、遅延信号は第２および第３の遅延７７４および７７６を通過する。着信信号および第１乃至第３の遅延７７２、７７４、７７６からそれぞれ出力された第１乃至第３の遅延信号が入力として第１乃至第４のスケーリング・ミキサ７７８、７８０、７８２、および７８４にそれぞれ供給される。

第１乃至第４のスケーリング・ミキサ７７８、７８０、７８２、および７８４の各々は、それぞれの入力信号を第１乃至第４の倍率α₁、α₂、α₃、およびα₄によって調整する。第１乃至第４のスケーリング・ミキサ７７８、７８０、７８２、および７８４の出力信号は、次に加算器７８６に供給され、合算される。次いで、第５のスケーリング・ミキサ７８８において、この和を第５の倍率Ｅによって調整する。

この実施形態では、第１乃至第５の倍率α₁、α₂、α₃、α₄、およびＥは、好ましくは、好適な入力フィルタ応答に一致するように選択する。式（６）は、１／４の第５の倍率Ｅを用いた場合のｙｎの出力式を示す。

ここで、ｙ_nは現フィルタ結果、ｘｎは着信信号の現在値、そしてｘ_n-1、ｘ_n-2、およびｘ_n-3は着信信号の３つの直前値である。

この実施形態では、入力信号の４つの値を調整し、合計してフィルタ結果を得る。この数は、必要に応じて、代替実施形態では増加または減少させてもよい。また、倍率Ｅは、この実施形態では１／４に等しいが、１を含むいずれの所望値にも容易に変更することができる。（Ｅ＝１）の場合、第５のスケーリング・ミキサ７８８を省略することができる。

図８は、図１のＵＷＢ送受信機の更に詳細なブロック図である。図８に示すように、ＵＷＢ送受信機は、アンテナ８００、送信／受信（Ｔ／Ｒ）スイッチ８０５、フロント・エンド８１５、スプリッタ８１０、複数の相関器２０₁〜２０_N、無線コントローラおよびインターフェース３、エンコーダ５０、波形発生器４５、１組のフィルタ８１５、増幅器８２０、およびタイミング発生モジュール８２５を含む。タイミング発生モジュール８２５は、出力信号発生器８２５₀、および複数の入力タイミング発生器８２５₁〜８２５_Nを含む。この実施形態では、多数のフィンガ（アームとも呼ぶ）が同時に着信信号を処理することができ、取得および追跡の速度および効率が向上する。

Ｔ／Ｒスイッチ８０５は、送受信機が送信しているかまたは受信しているかに応じて、アンテナ８００を増幅器８２０またはフロント・エンド１５のいずれかに接続する。代替実施形態では、Ｔ／Ｒスイッチ８０５は、別個の送信および受信アンテナを用いることを含む種々の方法で取り除くことができる。

アンテナ８００を介してエネルギを受信すると、受信エネルギはＴ／Ｒスイッチ８０５に接続され、Ｔ／Ｒスイッチ８０５はエネルギを無線フロント・エンド１５に着信信号として受け渡す。無線フロント・エンド１５は、濾過し、ノイズを抽出し、着信信号の振幅を調節した後、これをスプリッタ８１０に供給する。

スプリッタ８１０は、着信信号を、着信信号のＮ個のコピーに分割し、Ｎ個の着信信号をそれぞれの相関器２０₁〜２０_Nに印加する。相関器２０₁〜２０_Nの各々は、図８に示すように、タイミング発生モジュール８２５のそれぞれの入力タイミング発生器８２５₁〜８２５_Nからのクロック入力信号を受け取る。これら相関器の各々は、送受信機の異なるフィンガに対応する。

入力タイミング発生器８２５₁〜８２５_Nは、図８に示すように、位相および周波数調節信号を受け取るが、高速変調信号またはその他の制御信号を受け取ることもできる。また、無線コントローラおよびインターフェース３は、時間同期および変調制御のために、制御信号（例えば、位相、周波数および高速変調信号等）をタイミング発生モジュール８２５に供給することもできる。高速変調制御信号を用いると、例えば、チャープ波形、高速時間スケールＰＰＭ波形のようなＰＰＭ波形等を実施することができる。

図示しないが、無線コントローラおよびインターフェース３は、制御信号を、例えば、エンコーダ５０、波形発生器４５、フィルタ集合８１５、増幅器８２０、Ｔ／Ｒスイッチ８０５、フロント・エンド１５、相関器２０₁〜２０_N等に供給し、例えば、増幅器の利得、信号波形、フィルタの通過帯域およびノッチ関数、代替の復調および検出プロセス、ユーザ・コード、拡散コード、カバー・コード等を制御することもできる。

信号取得中、無線コントローラおよびインターフェース３は、相関器２０₁が受信機において生成した信号のタイミングを識別し着信信号のタイミングと一致させる試みにおいて、入力タイミング発生器８２５₁の位相入力を調節する。受信信号および内部発生信号の時間が互いに一致した場合、無線コントローラおよびインターフェース３は、高い信号強度即ち高いＳＮＲを検知し、追跡を開始し、受信機を受信信号と同期させる。

一旦同期が取れると、受信機は追跡モードで動作し、入力タイミング発生器８２５₁を連続する一連の位相調節によって調節し、入力タイミング発生器８２５₁および着信信号のタイミングにおけるあらゆる相違を抑制する。しかしながら、本発明の特徴は、既知の時間期間にわたる位相調節値の平均を検知することによって、無線コントローラおよびインターフェース３が入力タイミング発生器８２５１の周波数を調節し、位相調節値の平均を０にすることである。

この場合、周波数を調節するのは、入力タイミング発生器８２５₁と受信信号のクロッキングとの間には周波数のずれがあることが位相調節値のパターンから明らかであるからである。同様の動作は、入力タイミング発生器８２５₂〜８２５_Nにおいて行われ、受信機の各フィンガが、マルチパス（即ち、局在物体からの反射による異なる経路に沿った散乱）によって生ずる遅延のように、異なる量だけ遅延した信号を復元できるようにしてもよい。

図８における送受信機の特徴は、複数の追跡相関器２０₁〜２０_Nを含むことである。複数の相関器を設けることによって、種々の利点が得られる。第１に、一層素早く同期を取ることができる（即ち、並列の相関アームのセットを動作させ、異なるコード・ホイール・セグメント(code-wheel segment)にわたって強いＳＮＲ点を求めることによって）。第２に、受信動作モードの間、多数のアームは信号の異なるマルチパス成分を解明し、これにロックすることができる。コヒーレント加算(coherent addition)によって、ＵＷＢ通信システムは、異なるマルチパス信号成分からのエネルギを用いて受信信号を補強することにより、信号対ノイズ比を改善する。第３に、複数の追跡相関アームを設けることによって、１つのアームを用いて連続的にチャネルを走査し、他のアームで受信したものよりも良好な信号を得ることができる。

本発明の一実施形態では、走査アームが、データを復調するために用いられる別のアームよりも高いＳＮＲを有するマルチパス項を発見した場合、アームの役割を切り換える（即ち、ＳＮＲが高い方のアームを用いてデータを復調し、ＳＮＲが低い方のアームが検索を開始する）。このように、通信システムは変化するチャネル条件に動的に適応する。

無線コントローラおよびインターフェース３は、異なる相関器２０₁〜２０_Nから情報を受け取り、データをデコードする。また、無線コントローラおよびインターフェース３は、利得、フィルタ選択、フィルタ適応化等、フロント・エンド１５を制御したり、タイミング発生モジュール８２５によって同期や追跡動作を調節する制御信号も供給する。

加えて、無線コントローラおよびインターフェース３は、本発明の通信リンク構造と、ワイヤレスＵＷＢ通信リンクを用いて他の機能を実行するその他の上位アプリケーションとの間のインターフェースとしても機能する。これらの機能の一部は、例えば、範囲発見動作、ワイヤレス・テレフォニ、ファイル共有、携帯情報端末（ＰＤＡ）機能、埋め込み制御機能、位置検出動作等を含む。

図８に示す送受信機の送信部上において、出力タイミング発生器８２５₀は、無線コントローラおよびインターフェース３からのＵＷＢ波形をエンコードする際に用いる位相、周波数および／または高速変調調節信号も受け取る。データおよびユーザ・コード（制御信号を通じた）はエンコーダ５０に供給され、本発明の一実施形態の場合、時間変調を用いて、コマンド信号（例えば、Δｔ）を出力タイミング発生器８２５₀に受け渡し、パルスを送出する時点を提示する。このようにしてデータを送信波形にエンコードすることができる。

異なるパルスの波形をデータおよび／またはコードに応じて変調する場合、エンコーダ５０は、波形発生器４５において個々の波形を発生するために異なる形状を選択する方法として、コマンド信号を生成する。例えば、チャネル・シンボル毎にデータを多数のデータ・ビットに集合化することができる。次いで、波形発生器４５は、タイミング発生器８２５₀によって示された特定の時点において、要求された波形を生成する。次に、波形発生器の出力は、フィルタ集合８１５において濾過され、増幅器８２０において増幅された後、アンテナ８００を通じて、Ｔ／Ｒスイッチ８０５を介して送信される。

本発明の別の実施形態では、送信電力は非常に低く、送信機および受信機を交互に電源切断しつつ、他方はＴ／Ｒスイッチ８０５を必要とせずに動作する。また、本発明の実施形態の一部では、フィルタ集合８１５も増幅器８２０も必要でない。何故なら、所望の電力レベルおよびスペクトルは、波形発生器４５から直接的に使用可能であるからである。加えて、フィルタ集合８１５および増幅器８２０は、本発明の実施態様によっては、波形発生器４５に含ませることもできる。

開示したＵＷＢ通信システムの特徴は、例えば、高いチッピング・レートを用いて、ほぼ連続的な電力フローを有するように送信波形を形成可能なことであり、波形内の個々のウェーブレットはほぼ連続的に配される。この構成によって、システムは低いピーク電圧で動作でき、しかも十分な平均送信電力を生成し、効率的に動作することができる。その結果、例えば、１ボルト・レベルで動作するミクロン以下のジオメトリーのＣＭＯＳスイッチを用いて直接アンテナ８００を駆動し、増幅器８２０を不要とすることができる。このように、無線機全体を単一のモノリシック集積回路上に集積することができる。

ある動作条件の下では、システムは、フィルタ集合８１５がなくとも動作することができる。しかしながら、例えば、システムが別の無線システムと共に動作する場合、フィルタ集合８１５を用いれば、ノッチ機能を設けて、他の無線システムとの干渉を抑制することができる。このように、システムは、他の無線システムと同時に動作することができ、アンテナに直接接続された雪崩型デバイス(avalanching type device)を用い、内部にフィルタを含むことが困難な従来のデバイスよりも有利である。
［送受信機の信号］
前述の送受信機の好適な実施形態の動作について、図９〜図１４を参照しながらこれより説明する。この実施形態では、送受信機は情報の転送にバイフェーズ・モノパルスを用いる。図９〜図１１は、送信信号の種々の構成を示すタイミング図である。図１２Ａ〜図１４Ｃはエラー・チャネルの動作を示すタイミング図である。図１５は、本発明の好適な実施形態の実際の動作について、着信信号および相関信号を示すタイミング図である。
［バイフェーズ・モノパルス］
図９は、本発明の好適な実施形態によるバイフェーズ・モノパルス・ストリームのタイミング図である。図９に示すように、各バイフェーズ・モノパルス９００は、正のピークおよび負のピークが互いに隣接して形成された信号である。モノパルスは、必要に応じて極性を逆にすることができ、この極性の相違が情報を搬送するために用いられる。

本発明の好適な実施形態によれば、モノパルスを用いたデータ信号は、最も低いレベルの情報ビットを、アナログ・チップによって送信する。各アナログ・チップには、チップの期間、および対応するアナログ・チップ周波数Ｆ_ac（またはアナログ・チップ・レート）を示す、アナログ・チップ期間Ｔ_acが設定されており、情報の１ビットまたは部分的ビットを表す単一のモノパルスを含む。

モノパルスの特性上、モノパルスの幅を精度高く測定することは非常に難しい。しかしながら、モノパルスのピーク対ピーク・パルス幅Ｔ_pを測定することは比較的容易である。したがって、実用的な意味では、モノパルスＴ_pのアナログ・チップ期間Ｔ_acとピーク対ピーク・パルス幅との間の関係を設定し、ピーク対ピーク・パルス幅Ｔ_pをアナログ・チップ・期間Ｔ_acよりも少なくなるようにする。即ち、

好適な実施形態では、Ｔ_pはＴ_acの値のほぼ１／９である。

アナログ・チップ期間Ｔ_acは、隣接するモノパルス９００の対応するピーク間の時間として測定する。アナログ・チップの実際の開始点および終了点を、必要に応じて、選択することができるが、これらがモノパルス９００の時間間隔と重複しないことが条件となる。図９が示す実施形態では、アナログ・チップを、モノパルス９００の前後にほぼ等しい空所部分を有するものとして規定している。しかしながら、代替実施形態では、アナログ・チップの開始点および終了点の配置は、いかようにも変更することができる。好適な一実施形態では、ピーク対ピーク・パルス幅Ｔ_pは約８０ｐｓであり、一方アナログ・チップ期間Ｔ_acは約７７０ｐｓである。
［アナログ・コード・ワード］
個々のアナログ・チップを一緒に配列してアナログ・コード・ワードとし、データを任意のデータ・レートで転送する。各アナログ・コード・ワードは、転送する情報の１ビットまたは部分ビットに対応する。アナログ・コード・ワードは、アナログ・コード・ワードの期間を示すアナログ・コード・ワード期間Ｔ_aw、および関連するアナログ・コード・ワード周波数Ｆ_awを有する。これは、データ・レートに対応してもよいが、そうする必要もない。図１０Ａおよび図１０Ｂは、アナログ・コード・ワードの例を２つ示す。

図１０Ａは、本発明の好適な実施形態による１チップ・アナログ・コード・ワードを示すタイミング図である。この最も単純な例は、単一のアナログ・チップを含むアナログ・コード・ワードを有する。この場合、アナログ・コード・ワード期間Ｔ_awおよびアナログ・チップ期間Ｔ_acは同一である（即ち、アナログ・チップおよびアナログ・コード・ワードは同じ周波数で送信される）。図１０Ａに示すように、アナログ・チップの一方の特定的な配向はアナログ「１」に対応し、アナログ・チップの他方の配向はアナログ「０」に対応する。これは、代替実施形態では逆にすることもできる。

図１０Ｂは、本発明の好適な実施形態による５チップ・アナログ・コード・ワードを示すタイミング図である。この実施形態のアナログ・コード・ワードは、５つのアナログ・チップを含む。この場合、アナログ・コード・ワードの期間は、アナログ・チップ期間の５倍となる（即ち、アナログ・コード・ワードは、アナログ・チップの１／５の周波数で送信される）。

言い換えると、ｎ−チップのアナログ・コード・ワードについて、

となる。つまり、アナログ・チップ期間Ｔ_acおよびアナログ・コード・ワード当たりのアナログ・チップの数ｎが、アナログ・コード・ワードＴ_awの期間を決定する。

図１０Ｂに示すように、５つのアナログ・チップの特定の配向がアナログ「１」に対応し、この配向の逆がアナログ「０」に対応する。アナログ・コード・ワード内におけるチップ配向および配列の個々の選択は重要ではなく、必要に応じていかようにも変更可能である。重要なのは、アナログ「１」およびアナログ「０」コード・ワードが互いに逆であることである。

好適な一実施形態では、アナログ・コード・ワード当たり１３のアナログ・チップを含み、アナログ・チップ周波数を１．３ＧＨｚに設定する（７７０ｐｓアナログ・チップ期間）。その結果、アナログ・コード・ワードの周波数は１００ＭＨｚ（１０ｎｓアナログ・コード・ワード期間）となり、これは、毎秒１００Ｍビットの情報のアナログ・データ転送レートに対応する。

ピーク対ピーク・パルス幅Ｔ_p、アナログ・チップ期間Ｔ_ac、アナログ・チップ周波数Ｆ_ac、アナログ・コード・ワード当たりのアナログ・チップ数ｎ、アナログ・コード・ワード期間Ｔ_aw、およびアナログ・コード・ワード周波数Ｆ_awの種々のパラメータは、必要に応じて、送受信機に所望の性能特性を得るために、いかようにでも変更可能である。例えば、図１０Ａおよび図１０Ｂに開示した実施形態では、アナログ・チップ数ｎは異なるが、アナログ・コード・ワード期間Ｔ_awは同じである。これが意味するのは、任意のアナログ・コード・ワード期間Ｔ_awに対する送信電力を、図１０Ａの実施形態では単一のモノパルスにおいて用いるが、図１０Ｂの実施形態では５つのモノパルスに拡散するということである。代替実施形態では、必要に応じてこれらのパラメータを変更可能であることは明らかである。
［ディジタル・コード・ワード］
アナログ・コード・ワードをディジタル・コード・ワードに組み込んで、送受信機によって送信または受信される信号データを搬送することができる。この場合、アナログ・コード・ワードをディジタル・チップとして用いて、ディジタル・コード・ワードを作成する。したがって、各ディジタル・チップのディジタル・チップ期間Ｔ_dcは、アナログ・コード・ワード期間Ｔ_awに等しく、ディジタル・チップ周波数Ｆ_dwはアナログ・コード・ワード周波数Ｆ_awに等しい。言い換えると、

ディジタル・コード・ワードを作成する際に用いるディジタル・チップ（即ち、アナログ・コード・ワード）の数ｍは、送信の速度および信頼性に対する必要性のバランスを取ることによって決定する。その最も単純な形態では、ディジタル・コード・ワードは単一のディジタル・チップ（ｍ＝１）を含むことができ、したがってアナログ・コード・ワード周波数で送信することができる。ディジタル・コード・ワードのサイズが大きくなるに連れて、任意の距離および平均送信電力に対して、送信の信頼性が向上するが、実際のデータ送信速度は低下する。図１１は、ディジタル・コード・ワードの一例を示す。

図１１は、本発明の好適な実施形態による２チップ・ディジタル・コード・ワードのタイミング図である。この実施形態では、ディジタル・コード・ワードは２つのアナログ・チップ（ｍ＝２）を含む。この場合、ディジタル・コード・ワード期間Ｔ_dwは、ディジタル・チップ期間の２倍である（即ち、ディジタル・コード・ワードは、ディジタル・チップの周波数の半分で送信される）。言い換えると、

図１１に示すように、２つのディジタル・チップの１つの特定的な配列がディジタル「１」に対応し、この配向の逆がディジタル「０」に対応する。しかしながら、ディジタル・コード・ワード内におけるディジタル・チップの特定的な選択および配列は重要ではなく、必要に応じていかようにでも変更可能である。逆を用いるとデコーディングにおいてある利点があるが、これは必須ではない。例えば、ディジタル「１」は、アナログ「１１」で構成することもでき、一方ディジタル「０」はアナログ「０１」で構成することもできる。

加えて、ディジタル・コード・ワード当たりのディジタル・チップ数が１を超えて増加すると、ディジタル・コード・ワード当たり１ビットよりも多い二進情報をエンコードすることが可能となる。単に「０」または「１」をエンコードするのではなく、二進コード・ワードは「０」、「１」、「２」または「３」、あるいはディジタル・コード・ワード当たりのディジタル・チップ数によって許されるエンコーディングのその他のいずれのレベルでもエンコードすることができる。（注：これはアナログ・コード・ワードにも当てはまる）。

アナログ・コード・ワードに加えてディジタル・コード・ワードも用いることの利点の１つに、ディジタル・コード・ワードのサイズを動作中に容易に変更できることがあげられる。アナログ・コード・ワード当たりのアナログ・チップ数は、多くの場合、設計の間に固定されるが、ディジタル・コード・ワード毎のディジタル・チップの数は、必要に応じて動作中に変更することができる。これを行うと、例えば、所望の送信信頼性を変更することが可能となる。このように、送受信機は、アナログ送信レートに等しい最大データ送信レートで動作することができ、または送信レートを低下させるが信頼性を向上させて動作することもできる。

好適な一実施形態では、アナログ・コード・ワード周波数Ｆ_awを１００ＭＨｚ（１０ｎｓアナログ・コード・ワード期間Ｔ_aw）に設定する。これは、毎秒１００Ｍビットの情報のアナログ・データ転送レートに対応する。ディジタル・コード・ワードのサイズｍを１に設定した場合、ディジタル・コード・ワードは、１００ＭＨｚのディジタル・コード・ワードＦ_dwの周波数で送信される。これは、毎秒１００Ｍビットのディジタル・データ転送レートに対応する。しかしながら、ディジタル・コード・ワードのサイズを２に設定すると、ディジタル・コード・ワードＦ_dwは、５０ＭＨｚのディジタル・コード・ワード周波数（アナログ・コード・ワード周波数の半分）で送信され、これは毎秒５０Ｍビットのディジタル・データ転送レートに対応する。ディジタル・コード・ワードのサイズが大きくなるに連れて、ディジタル・コード・ワード周波数およびディジタル・データ転送レートが対応して低下する。究極的には、先に示したように、データ・レートおよび信頼性に所望のバランスが得られるまで、ディジタル・コード・ワードのサイズはいかようにも変更することができる。

最も重要なのは、このディジタル・コードワード長は異なる送信毎に変更可能なことである。干渉レベルが低くエラーの減少が期待できる場合、短いディジタル・コード・ワード長ｍを選択すれば、データ転送速度を最大限高めることができる。しかしながら、多量の干渉が予期される場合、選択するディジタル・コード・ワード長ｍを長くすることができるが、このためデータ転送速度は低下する。
［信号取得および追跡］
これより、図１２Ａ乃至図１４を参照しながら、取得および追跡動作について説明する。図１２Ａおよび図１２Ｂは、２つの信号間の位相差による着信バイフェーズ・モノパルス信号および内部発生バイフェーズ・モノパルス信号の相関結果を示すタイミング図である。具体的には、図１２Ａは、ＵＷＢ送受信機における着信信号および内部発生信号を示すタイミング図であり、図１２Ｂは、図１２Ａの着信信号および内部発生信号を比較した相関結果を示すタイミング図である。

図１２Ａに示すように、着信パルス１２０２、１２０４、および１２０６を含む着信信号１２００が、Ｔ_ac（即ち、アナログ・チップ期間）と呼ぶ、ある固定クロック間隔で到達する。一方、内部パルス１２１２、１２１４、および１２１６を含む内部発生信号１２１０が、着信パルスと同様に形成されるが、着信信号に対して未知の位相ずれΦ₀を伴う。次に、これら２つの信号を互いに比較して、２つの位相の近接度を示す相関結果を得る。

図１〜図８に開示した好適な実施形態では、着信信号１２００はアンテナ１０に到達し、フロント・エンド１５を通過して、取得相関器２１０に達する。内部発生信号１２１０は、タイミング発生器２５から受け取った信号に基づいて、ＰＦＮおよびタイマ２０５において形成される。着信信号１２００および内部発生信号１２１０は、次に、データ・ミキサ３１０（取得ミキサ）において乗算され、データ積分器３１５（取得積分器）において積分されて相関結果が得られ、取得モードにおいて用いられる。着信信号１２００および内部発生信号１２１０は、第１および第２のエラー・チャネル・ミキサ４０５および４１０（追跡ミキサ）において２箇所の遅延時点において乗算され、その結果を用いてエラー・チャネル（即ち、エラー信号）を得る。これは、着信信号および内部発生信号の位相が近いときに、着信信号および内部発生信号間の位相差Φ₀を判定するために用いることができる。エラー・チャネルは、追跡モード中に用いられる。

図１２Ｂは、着信信号の取得積分器３１５から出力された内部発生パルスとの相関結果１２２０を時間（または位相、何故なら、位相を走査するからである）の関数として簡略化して示す。この結果は、第１のＡ／Ｄ変換器２２０を介して、ディジタル・コントローラ２３０に渡され、ディジタル・コントローラ２３０はこの結果を用いて相関度を判定する。

取得相関器２１０において最大の相関となるのは、着信信号１２００および内部発生信号１２１０の位相が完全に整合したときである。初期状態では、２つの信号が互いに整合（同期）しているか否かは分からない。したがって、ＰＦＮおよびタイマ２０５において形成した内部パルス１２１２、１２１４、１２１６は、図１２Ａに示すように、着信信号１２００の着信パルス１２０２、１２０４、１２０６間に位置する場合もある。

不整合位相の場合、取得相関器２１０の出力の大きさは小さく、これは、信号の相関結果が小さいことを意味する。相関を最大にするには、取得相関器２１０において内部発生信号１２１０が着信信号１２００と同相になるまで、ディジタル・コントローラ２３０の制御の下で、ＰＦＮおよびタイマ２０５に取り付けられた位相コントローラ３２５の位相を変化させる。

取得相関器２１０からの出力の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）が任意の閾値Ｔ_Rを超過しない場合、ディジタル・コントローラ２３０は位相コントローラ３２５に信号を送り、内部発生信号１２１０の位相を調節する。こうして、取得相関器２１０において内部パルス１２１２、１２１４、１２１６が着信パルスと整合（同期）するまで、即ち最大の相関に達するまで、これらの位相をずらせる。

図１２Ｂは、取得相関器２１０における、着信信号と内部発生パルスとの相関結果１２２０を時間（または位相、何故なら、位相を走査するからである）の関数として示す。実際、相関器２１０の出力の大きさは、着信信号および内部発生信号間の位相差Φ₀の関数である。

所望の相関レベルにある相関関数の特定の部分を識別するために用いられるＳＮＲ閾値Ｔ_Rが設定される。相関結果１２２０を任意の時間（または位相）にわたって検査し、一例としてのＳＮＲ閾値Ｔ_Rよりも高い相関部分が発見されるまで続ける。相関がＳＮＲ閾値例Ｔ_Rよりも高い位相において、受信機は着信信号に同期したと見なすことができる。

図示を明確にするために、図１２Ｂでは、着信データ・ストリーム１２００は全て同じ方位のモノパルスから成ると想定する。しかしながら、バイフェーズ変調データは論述に影響を及ぼさない。また、図１２Ｂは、添加ノイズがない相関信号のみを示す。

時点１２２２に見られるように、信号の位相が完全に整合した場合、相関は最大となる。更に、時点１２２２は隣接する相関部分と共に、大きさ閾値Ｔ_Rよりも高い。閾値Ｔ_Rは、必要に応じて変更し、所望の相関レベルを得ることができる。実際、閾値Ｔ_Rは、必要な相関レベルが高くなったり、または低くなったりするに連れて、動作中に変更することができる。

図１３は、着信信号および内部発生信号間の位相差Φ₀の関数として、エラー信号の振幅を示す簡略タイミング図である。図１３に示すように、エラー・チャネル１３００は、着信信号および内部発生信号の位相が非常に異なる比較的平坦な部分Ｆ、着信信号および内部発生信号の位相がいくらか近くなった２カ所の曲線領域Ｃ₁およびＣ₂、ならびに着信信号および内部発生信号の位相が非常に近接したほぼ直線状の領域Ｌを有する信号である。

図１乃至図５に開示した実施形態では、エラー・チャネルは追跡相関器２１５の出力に対応する。追跡相関器は、取得位相より設定量だけ前の位相、および取得位相より設定量だけ後の位相において、着信信号を内部発生信号と混合する。

エラー・チャネル１３００が直線領域Ｌにある場合、その大きさは、着信信号および内部発生信号間の位相差に比例する。一旦、直線領域Ｌを離れると、エラー・チャネル１３００は位相差に対して劣った推定値となる。

図１３に示すように、早期追跡信号および後期追跡信号間で計算した差の振幅が０である場合、着信信号および内部発生信号間の位相差は０であり、相関を実行する必要はなくなる（エラー・チャネル上の点Ｐ₁）。早期追跡信号および後期追跡信号間で計算した差の振幅が正の値Ａ₊である場合、内部発生信号の位相は、任意の方向（エラー・チャネル上の点Ｐ₃）に量Φ₊だけ着信信号のそれからずれている。早期追跡信号および後期追跡信号間で計算した差の振幅が負の値Ａ_-である場合、内部発生信号の位相は、逆方向（エラー・チャネル上の点Ｐ₂）に量Φ_-だけ着信信号のそれからずれている。

エラー曲線の正確な形状、および位相差の判定方法は、追跡相関器２１５の実施態様によって異なる。
図１４Ａ乃至図１４Ｃは、図１２Ｂの相関曲線に関して追跡モードの動作を示すタイミング図である。図１２Ｂに示すように、着信信号を取得するのは、相関信号のＳＮＲ（この場合振幅）が閾値Ｔ_Rよりも高いときである。理想的には、これを行うのは、相関信号の振幅が最大のときである。しかしながら、相関信号は閾値Ｔ_Rよりも高い点にはあるが最大ではないという可能性の方が高い。加えて、信号が最初に完全な位相で取得されても、動作中に何らかの位相のずれがあり、取得点が、相関曲線上の最大点以外のどこかにずれる場合もあり得る。

したがって、一旦、着信信号を取得すると、受信機１は取得モードから脱して、追跡モードに入る。追跡モードでは、追跡相関器２１５が内部発生信号の位相が正しいか、高過ぎるか、または低過ぎるか判定を行い、それを補正する方法の指示を与える。

図１４Ａ乃至図１４Ｃは、取得位相について３つの可能な条件を示す。図１４Ａでは、取得位相Φ_A1は理想的な点にあり、図１４Ｂでは、取得位相Φ_A2は理想的な点よりも遅れており、図１４Ｃでは、取得位相Φ_A3は理想的な点よりも手前にある。各場合において、取得位相よりも設定量τだけ前に位相がずれた点、および取得位相よりも同じ設定量τだけ後ろに位相がずれた点に注目する。これら２つの点間に引いた線の傾斜の極性は、どのように取得位相を変更すべきかを示しており、傾斜の大きさは、どの程度取得位相を変更すべきかを示す。

図１４Ａは、第１の取得位相をΦ_A1として選択し、その結果、第１の追跡位相Φ_T1が第１の取得位相Φ_A1よりも量τだけ前となり、第２の追跡位相Φ_T2が第１の取得位相Φ_A1よりも量τだけ後になった状況を示す。第１の取得位相Φ_A1は、相関曲線上の第１の取得点Ａ₁に対応し、第１および第２の追跡位相Φ_T1およびΦ_T2は、それぞれ、相関曲線上の第１および第２の追跡点Ｔ₁およびＴ₂に対応する。

図１４Ａにおいて、第１の取得点は、相関曲線上の最大点にあり、したがって第１の取得位相は完全に正確である。その結果、第１および第２の追跡点Ｔ₁およびＴ₂の相関曲線上での大きさは同じとなる。したがって、第１および第２の追跡点Ｔ₁およびＴ₂間に引いた線の傾斜は０であり、第１の取得位相Φ_A1には変更が不要であることを示す。

図１４Ｂは、第２の取得位相をΦ_A2として選択し、その結果、第３の追跡位相Φ_T3が第２の取得位相Φ_A2よりも量τだけ前となり、第４の追跡位相Φ_T4が量τだけ第２の取得位相Φ_A2よりも量τだけ後になった状況を示す。第２の取得位相Φ_A2は、相関曲線上の第２の取得点Ａ₂に対応し、第３および第４の追跡位相Φ_T3およびΦ_T4は、相関曲線上の第３および第４の追跡点Ｔ₃およびＴ₄にそれぞれ対応する。

図１４Ｂでは、第２の取得位相Φ_A2はあるべき位置よりも高く、第２の取得点Ａ₂の大きさは、相関曲線上の最大点よりも低いことを意味する。更に、第３の追跡点Ｔ₃の大きさは、第４の追跡点Ｔ₄よりも大きい。したがって、第３および第４の追跡点Ｔ₃およびＴ₄間に引いた線の傾斜は負となり、このことは第２の取得位相Φ_A2を減少させなければならないことを示す。更に、第２の取得位相Φ_A2がずれて理想的な点から遠ざかるに連れて、第３および第４の追跡点Ｔ₃およびＴ₄間の線の傾斜は減少し、第２の取得位相Φ_A2の減少量をより大きくしなければならないことを示す。

図１４Ｃは、第３の取得位相をΦ_A3として選択し、その結果、第５の追跡位相Φ_T5が第３の取得位相Φ_A3よりも量τだけ前となり、第６の追跡位相Φ_T6が第３の追跡位相Φ_A3よりも量τだけ後になった状況を示す。第３の取得位相Φ_A3は、相関曲線上の第３の取得点Ａ₃に対応し、第５および第６の追跡位相Φ_T5およびΦ_T6は、相関曲線上の第５および第６の追跡点Ｔ₅およびＴ₆にそれぞれ対応する。

図１４Ｃにおいて、第３の取得位相Φ_A3はあるべき位置よりも低く、第３の取得点Ａ₃の大きさは、相関曲線上の最大点よりも低いことを意味する。更に、第５の追跡点Ｔ₅の大きさは、第６の追跡点Ｔ₆よりも小さい。したがって、第５および第６の追跡点Ｔ₅およびＴ₆間に引いた線の傾斜は正となり、このことは第３の取得位相Φ_A3を増大させなければならないことを示す。更に、第３の取得位相Φ_A3がずれて理想的な点から遠ざかるに連れて、第５および第６の追跡点Ｔ₅およびＴ₆間の線の傾斜は増加し、第３の取得位相Φ_A3の増大量をより大きくしなければならないことを示す。

したがって、任意の取得位相の両側における２つの追跡点間の線の傾斜を表示することができれば、非常に役立つであろう。図１４の直線領域Ｌにおけるエラー・チャネルは、まさにこのような推定である。着信信号および内部発生信号間の位相差Φ₀が小さく、エラー・チャネルが直線領域Ｌ内にある限りは、エラー・チャネル信号を用いて、２つの追跡点間の線の傾斜を計算することができ、次いでこの傾斜を用いて、内部発生信号の位相をどのように変更すべきか示すことができる。

この分析を行うには、内部発生信号について、各々量τだけ位相が離れた３つの遅延位相を得ればよい。第１の信号（量０τだけ遅延）を早期追跡信号として用い、第２の信号（量１τだけ遅延）を取得信号として用い、第３の信号（量２τだけ遅延）を後期追跡信号として用いる。これは、第１乃至第３遅延５０５、５１０、および５１５を有することによって、図１〜図５の実施形態において得られる。しかしながら、代替実施形態では、遅延を着信信号に適用し、内部発生信号は不変のまま通過することもできる。

図５に示すように、早期追跡信号を第１の追跡ミキサ４０５に供給し、後期追跡信号を第２の追跡ミキサ４１０に供給する。双方とも着信信号のコピーを受け取る。これら２つの混合動作の結果を追跡加算器４１５に送り、差を取る。図４および図５の好適な実施形態では、第２の追跡ミキサ４１０からの結果を第１の追跡ミキサ４０５の結果から減算する。これは、純粋に例示の目的のために示すに過ぎない。この動作は、逆にも容易に行うことができ、その場合、第１の追跡ミキサ４０５からの結果が第２の追跡ミキサ４１０の結果から減算される。この場合、異なるのは、追跡加算器４１５から出力される信号の極性だけである。

図１３は、追跡積分器４２０から出力されたエラー追跡結果を着信信号および内部発生信号間の位相差の関数として示す。この結果を、第２のＡ／Ｄ変換器２３０を介して、ディジタル・コントローラ２３０に受け渡し、ディジタル・コントローラ２３０はその結果を用いて、実際の取得位相の理想的な取得位相に対する近接度を判定し、理想的な取得位相に一層近づけるためにはどのように変更すべきかについて判断する。
［送受信機の動作］
図１５は、図１乃至図７に示したような、本発明の好適な実施形態の実際の動作における着信信号および相関信号を示すタイミング図である。
［信号特性］
図１乃至図７の送受信機において用いるには、形状変調ウェーブレット・シーケンスによってＵＷＢ信号を発生することが好ましく、この場合、形状変調ウェーブレットの発生時点も変調することができる。アナログ変調では、形状制御パラメータの少なくとも１つを、アナログ信号で変調する。更に通例では、ウェーブレットは、Ｍ個の可能な形状を取る。ディジタル情報をエンコードして、Ｍ個のウェーブレット形状および発生時点の一方またはその組み合わせを用いて、情報を伝達する。

前述の実施形態では、各ウェーブレットはバイフェーズのような２つの形状を用いて、１ビットを伝達する。本発明の別の実施形態では、各ウェーブレットは、ｑビットを伝達するように構成することもできる。ここで、Ｍ≧２^qである。例えば、直角位相または４レベル振幅変調を用いるというようにして、２ビットを伝達するように４つの形状を構成することもできる。本発明の別の実施形態では、各ウェーブレットはコード・シーケンスにおける「チップ」であり、シーケンスは、一群として、１つ以上のビットを伝達する。コードは、チップ・レベルにおいてＭ進であり、チップ毎にＭ個の可能な形状から選択する。

チップまたはウェーブレット・レベルでは、本発明の実施形態はＵＷＢ波形を生成する。ＵＷＢ波形を変調するには種々の技法があり、（ｉ）バイフェーズ変調信号（＋１、−１）、（ｉｉ）マルチレベル・バイフェーズ信号（＋１、−１、＋ａ１、−ａ１、＋ａ２、−ａ２、．．．、＋ａＮ、−ａＮ）、（ｉｉｉ）直角位相信号（＋１、−１、＋ｊ、−ｊ）、（ｉｖ）マルチフェーズ信号（１、−１、ｅｘｐ（＋ｊπ／Ｎ）、ｅｘｐ（−ｊπ／Ｎ）、ｅｘｐ（＋ｊπ２／Ｎ）、ｅｘｐ（−ｊπ２／Ｎ）、．．．、ｅｘｐ（＋ｊπ（Ｎ−１）／Ｎ）、ｅｘｐ（−ｊπ（Ｎ−１）／Ｎ））、（ｖ）マルチレベル・マルチフェーズ信号（ａ_iｅｘｐ（ｊ２πβ／Ｎ）｜ａ_i∈｛１、ａ１、ａ２、．．．、ａＫ｝、β∈｛０、１、．．．、Ｎ−１｝）、（ｖｉ）周波数変調パルス、（ｖｉｉ）パルス位置変調（ＰＰＭ）信号（恐らく異なる候補タイム・スロットにおいて送信された同一形状パルス）、（ｖｉｉｉ）Ｍ進変調波形ｇ_Bi（ｔ）、Ｂｉ∈（１、．．．、Ｍ｝、そして（ｉｘ）チャーピング・シグナリング方式(chirping signaling scheme)にしたがって送信されるマルチフェーズ・チャネル・シンボルのような、前述の波形のあらゆる組み合わせを含み、なおもこれらには限定されない。しかしながら、本発明は、前述の変調方式およびその他の変調方式（例えば、ラティ（Ｌａｔｈｉ）の”Ｍｏｄｅｒｎ Ｄｉｇｉｔａｌ ａｎｄ Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍｓ”（最新のディジタルおよびアナログ通信システム）、ホルト、ラインハルトおよびウィンストン（Ｈｏｌｔ、Ｒｉｎｅｈａｒｔ ａｎｄ Ｗｉｎｓｔｏｎ）、１９９８に記載されている。その内容全体は、この引用により本願にも含まれるものとする）の変形に適用可能であり、これは関連技術の当業者には認められよう。

波形のいくつかの例および関連する特性式についてこれより説明する。例えば、時間変調成分は、以下のように定義することができる。ｔ_iを（ｉ−１）番目のパルスとｉ番目のパルスとの間の時間間隔とする。すると、ｉ番目のパルスまでの全時間は、

となる。

信号Ｔ_iは、データ、拡散コードまたはユーザ・コードの一部、またはその何らかの組み合わせのためにエンコードすることができる。例えば、信号Ｔ_iは、等しく離間することができ、または拡散コードの一部とすることができる。この場合、Ｔ_iはチャープ、即ち、Ｔ_iのシーケンスのゼロ交差に対応し、ａおよびｋの所定のセットに対して

となる。ここで、ａおよびｋも、ユーザ・コードまたはエンコードしたデータに基づいて有限集合から選択することができる。

Ｍ進変調を用いた本発明の一実施形態について説明することができる。以下の式１１は、一例としての送信または受信パルス・シーケンスを表すために用いることができる。ここで、各パルスは、形状変調ＵＷＢウェーブレット、ｇ_Bi（ｔ−Ｔ_i）である。

上の式において、下付文字ｉは、送信または受信したＵＷＢパルス・シーケンスにおけるｉ番目のパルスを示す。ウェーブレット関数ｇは、Ｍ個の可能な形状を有し、したがってＢ_iは、データから、シーケンスにおけるｉ番目のＭ進変調形状の１つへのマッピングを表す。ウェーブレット発生器のハードウエア（例えば、ＵＷＢ波形発生器４５）は、ウェーブレットの形状を管理する数本の制御線（例えば、無線コントローラおよびインターフェース３から来る）を有する。したがって、Ｂ_iは、参照テーブルにおいてＭ個の所望のウェーブレット形状を生成する制御信号のＭ個の組み合わせを求めるためのインデックスと考えることができる。エンコーダ２１は、データ・ストリームおよびコードを組み合わせて、Ｍ進状態を発生する。波形相関器５ならびに無線コントローラおよびインターフェース９において復調を行い、元のデータ・ストリームを復元する。時間位置およびウェーブレット形状をパルス・シーケンスに組み込んで、情報の搬送、ユーザ・コードの実施等を行う。

前述の場合では、信号は、ｉ＝０から無限までのウェーブレットで構成されている。ｉを増分する毎に、１つのウェーブレットが生成される。以下の式１３は、汎用ウェーブレット・パルス関数を表すために用いることができ、その形状をパルス毎に変化させることにより、情報の搬送、またはユーザ・コードの実施等を行うことができる。

上の式において、関数ｆは基本ウェーブレット形状を定義し、関数ｈは単に関数ｆのヒルベルト変換である。パラメータＢ_i,jは、複素数であり、各ウェーブレット・パルスの大きさおよび位相を調節することができる。即ち、Ｂ_i,j＝ａ_i∠θ_iである。ここで、ａ_iは有限の振幅集合から選択され、θ_iは有限の位相集合から選択される。パラメータ｛Ｂ₁、2、Ｂ1、₃、．．．｝は、ウェーブレット形状を制御する汎用パラメータ群を表す。

一例としての波形シーケンスｘ（ｔ）は、ウェーブレット・パルス形状ｆの族に基づくことができ、ウェーブレット・パルス形状ｆは、以下の式１４で定義されるようなガウス波形の導関数(derivative)である。

上の式において、関数Ψ（）はｆ_Bi（ｔ）のピーク絶対値を１に正規化する。パラメータＢ1、₂は、パルス期間および中心周波数を制御する。パラメータＢ1、₃は、導関数の数であり、帯域幅および中心周波数を制御する。

別の一例としての波形シーケンスｘ（ｔ）は、以下の式１５に記述するような、ガウス重み付け正弦波関数である、ウェーブレット・パルス形状ｆの族に基づくことができる。

上の式において、ｂ_iはパルス期間を制御し、ω_iは中心周波数を制御し、ｋ_iはチャープ・レートを制御する。ガウス系以外にも、本発明に適用可能な重み付け関数があり、その例として、例えば、矩形、ハニング、ハミング、ブラックマン−ハリス(Blackman-Harris)、ニュトール(nutall)、カイザー(Kaiser)、チェビシェフ(Chebychev)等が含まれる。

波形シーケンスｘ（ｔ）の別の一例は、以下の式１６に記述するように、逆指数重み付け正弦波関数であるウェーブレット・パルス形状ｆの族に基づくことができる。

ここで、[B_i,2, B_i3, B_i4, B_i5, B_i6, B_i7, B_i8] = [t1_i, t2 _i, tr _i, tf _i, θ_i,ω_i,k _i ]である。

上の式において、立ち上がりエッジのターン・オン時点(leading edge turn on time)はｔ１によって制御され、ターン・オン・レートはｔｒによって制御される。立ち下がりエッジのターン・オフ時点はｔ２によって制御され、ターン・オフ・レートはｔｆによって制御される。ｔ＝０においてチャープが開始し、Ｔ_Dをパルス期間とすると、開始位相はθによって制御され、開始周波数はωによって制御され、チャープ・レートはｋによって制御され、停止周波数はω＋ｋＴ_Dによって制御される。パラメータ値の割り当て例として、ω＝１、ｔｒ＝ｔｆ＝０．２５、ｔ１＝ｔｒ／０．５１、およびｔ２＝Ｔ_D−ｔｒ／９とする。

本発明の特徴の１つは、ウェーブレット形状を制御するために用いられるＭ進パラメータ集合は、ＵＷＢ信号を形成するように選択されることであり、ｇ（ｔ）のパワー・スペクトルの中心周波数ｆ_cおよび帯域幅Ｂは、２ｆ_c＞Ｂ＞０．２５ｆ_cを満たす。尚、従来の式は、バイフェーズおよび直角信号（例えば、多くの場合ＩおよびＱと呼ばれる）を正弦項および余弦項として定義していることを注記しておく。しかしながら、この従来の定義はＵＷＢ信号には不適当であることは重要な注目点である。本発明は、かかる従来の定義を用いると、ＤＣオフセットの問題や性能の低下を招き得ることを認めている。

更に、帯域幅が．２５ｆ_cから遠ざかり、２ｆ_cに向かって移動するに連れて、かかる欠点が増々悪化する。ウェーブレット例（または、例えば、同時係属中の米国特許出願第０９／２０９，４６０号に記載されているもの。その内容は、この引用により本願にも含まれるものとする）の主要な属性は、先の式１２におけるｆもｈもＤＣ成分を有さず、しかもｆおよびｈがＵＷＢシステムに要求される広い相対帯域幅を呈するように、パラメータを選択することである。

同様に、Ｂ＞．２５ｆ_cの結果、ＵＷＢ信号のマッチド・フィルタ出力は、通例期間が数サイクルに過ぎず、または僅か１サイクルであることを注記しておく。
これより図１５を参照して、ＵＷＢウェーブレットの圧縮（即ち、コヒーレント・マッチド・フィルタで処理した）パルス幅を定義する。したがって、図１５では、ウェーブレットの時間ドメイン・バージョンはｇ（ｔ）を表し、フーリエ変換（ＴＦ）バージョンはＧ（ω）によって表される。これに応じて、マッチド・フィルタは複素共役Ｇ^*（ω）として表されるので、マッチド・フィルタの出力は、Ｐ（ω）＝Ｇ（ω）・Ｇ^*（ω）となる。時間ドメインにおけるマッチド・フィルタの出力を知見するには、Ｐ（ω）を逆フーリエ変換してｐ（ｔ）、圧縮された、即ち、マッチド・フィルタで処理したパルスを得る。圧縮パルスｐ（ｔ）の幅はＴｃによって定義される。Ｔｃは、図１６に示すように、ピークから６ｄＢ低い圧縮パルスＥ（ｔ）の包絡線上の点間の時間である。包絡線波形Ｅ（ｔ）は、以下の式１７で決定することができる。

ここで、ｐ^H（ｔ）はｐ（ｔ）のヒルベルト変換である。

したがって、先に記したパラメータ化した波形は、ＵＷＢウェーブレット関数の例であり、これを制御すれば、広いパラメータ空間で情報を伝達でき、その結果得られた優れた自己相関および相互相関関数でコードを形成することができる。ディジタル変調では、パラメータの各々は、伝達するディジタル・データを受け取るエンコーダに応じた所定のリストから選択される。アナログ変調では、伝達するアナログ信号のある関数（例えば、周期的に）にしたがって動的に少なくとも１つのパラメータを変化させる。
［取得および追跡］
先に注記したように、動作中、受信機は取得モードまたは追跡モードのいずれかで動作する。受信機が既に着信信号にロックされている場合、受信機は追跡モードにある。信号の完全性が大きく低下した場合、または未だロックされていない場合、受信機は取得モードに入り、信号を取得または再取得する。

取得モードでは、着信ＵＷＢ信号がアンテナ１０を通じて受信される。内部では、ＰＦＮおよびタイマ２０５が送信信号に適用されたコードに連続的に対応するパルス・ストリングを発生する。このパルス・ストリングは、次に、取得ミキサ３１０において着信信号と混合する。取得積分器３１５は、取得ミキサ３１０の出力を積分し、着信ＵＷＢ信号とＰＦＮおよびタイマ２０５が発生したパルス・ストリングとの間の相関を示す相関値を出力する。取得積分器３１５の出力が最大の相関値を有するのは、その２つの入力の位相が完全に整合しているときである。

初期状態では、２つの信号が互いに整列されているか否かわからない。ＰＦＮおよびタイマ２０５において形成された内部パルス・ストリームは、着信信号とは位相外れで配置してもよい。即ち、内部パルス・ストリームのパルスは、着信信号のパルスの間に現れる。この場合、取得積分器３１５から出力される相関値は小さくなる。これら２つの信号間で十分に高い相関を得るには、取得ミキサにおいて、発生するパルス・ストリームの位相が着信信号と十分密接に一致するまで、ＰＦＮおよびタイマ２０５におけるクロックの位相を位相コントローラ３２５によって変化させる。

これを制御するに当たり、取得積分器から出力される相関のＳＮＲに対して閾値Ｔ_Rを用いる。取得積分器３１５から出力される相関のＳＮＥが、設定された閾値よりも低い場合、ディジタル・コントローラ２３０は信号を位相コントローラ３２５に送り、発生する内部パルス・ストリームの位相を調節する。これを行うために、局部発振器３２０の位相を繰り返し調節して、着信信号と十分同相となるまで、内部パルス・ストリームの位相をずらしていく。このように、取得ミキサ３１０において着信信号と時間が整合するまで、内部パルス・ストリームの位相をずらし、こうして最大相関ＳＮＲを得る。最大相関ＳＮＲが得られる時点は、種々の取得ルーチンのいずれでも決定できる。

「最大相関ＳＮＲ」という用語を用いる場合、これは、絶対的な最大相関値ではなく、設定した閾値Ｔ_Rよりも高い相関ＳＮＲのことを言う。閾値を設定するレベルに応じて、「最大相関ＳＮＲ」の位置の数が変化する。

十分な品質の相関ＳＮＲ、即ち、絶対相関ＳＮＲまたは絶対相関ピークから許容できる距離以内の点が求められると、ディジタル・コントローラ２３０は、受信機１を追跡モードで動作させるように切換を行う。この時点では、着信信号の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を連続的に監視して、許容可能なサービス品質、例えば、許容可能なビット・エラー・レート（ＢＥＲ）のデータ・レートが維持されているか否か、第１のＡ／Ｄ変換器２２０の出力またはデータ・コード・プロセッサ５２０の出力における信号サンプル点のパターンを監視することによって判断する必要がある。

好適な実施形態では、第１のＡ／Ｄ変換器２２０は、アナログ・コードワード周波数Ｆ_awに等しいサンプリング・レートを有するように設定され、こうしてアナログ・コード・ワード当たり１つのサンプルを供給する。これらのサンプルの各々は、データ・ビット幅が３乃至８ビットであり、第１のＡ／Ｄ変換器２２０の実施態様によって異なる。したがって、着信ビットは、Ａまたは−Ａのいずれかのノイズのない値を有するサンプル点であり、ここでＡは信号の振幅である。振幅Ａは、着信信号「１」を示し、振幅−Ａは、着信信号「０」（「−１」で表す）を示す。しかしながら、着信信号におけるノイズのために、実際にはＡおよび−Ａ付近でビット・パターンのばらつきがある。

エンコーディングまたは信号反転が異なるために、着信信号の解釈も変化する場合がある。例えば、代替実施形態では、振幅Ａは容易に着信信号「０」を示すことができ、一方、振幅−Ａは「１」の着信信号を示すことができる。

信号電力は、ビット・パターンの絶対値の平均の二乗で表すことができ、ＵＷＢ信号の圧縮後の振幅と対応する。ノイズ電力は、その平均を中心とした分散によって与えられる。追跡が適正に進んでいるか否かの判定するためには、ＳＮＲを測定して、信号が十分なＳＮＲを有することを確認する必要がある。

本発明の好適な実施形態では、着信信号はバイフェーズ信号である。即ち、これは反転および非反転チャネル・シンボルによって伝達する。ＢＥＲは、理想的には、関数Ｑ（Ａ／σ）によって与えられ、ここでＡは信号の振幅であり、σはノイズの標準偏差である。一例として、許容ＢＥＲが１０^-2（１００個の着信ビットの内１つのエラーが許容される）の場合、システムは、エラーが１００着信ビットに対して１つ未満である限り、追跡モードを維持する。

バイフェーズ変調では、ＢＥＲはＳＮＲに関連がある。これを認識して、本発明者は、好適な動作モード、即ち、取得または追跡を確実に決定できるようにＳＮＲを推定する機構およびプロセスを実現した。このシステムでは、受信したサンプルをｘ_i＝ｂ_iＡ＋σｎ_iとする。ここで、ｂ_iはビット値、ｂ_iε｛−１、１｝、Ａは信号の振幅、ｎ_iはゼロ−平均単位分散、白色ガウス・ノイズであり、σはノイズ成分の標準偏差である。Ａ／σが２．３よりも大きい場合、｜ｘ_i｜の統計的特性は、Ａ＋σｎ_iの統計的特性とほぼ同一である。したがって、絶対値の適正な近似は、Ａ／σが十分に大きい、即ち、約２．３よりも大きい場合、

となる。

本発明のモード・コントローラは、有限ステート・マシンを実現する。図１６は、本発明の好適な実施形態によるモード・コントローラのステート図である。モード・コントローラは、開始状態１６００、取得状態１６０１、および追跡状態１６０２を含む。

取得状態１６０１では、取得コントローラ５４５は、取得動作モード中に着信信号を取得する。追跡状態１６０２では、エラー・チャネル・コントローラ５５５が着信信号を追跡し、ロック検出器５５０が追跡動作モード中の信号のＳＮＲを監視する。変数Ｌの値は、モード・コントローラが状態間で遷移すべきとき、および受信機が動作すべきモードを決定することによって、モード・コントローラを駆動する。つまり、Ｌはモード制御パラメータである。

動作中、モード・コントローラは初期状態１６００にて開始する。次に、状態１６０１において、取得コントローラ５４５は信号を取得し、Ｌの値を繰り返し判定する。
この好適な実施形態では、信号を取得するのに必要な設定取得閾値よりもＳＮＲが高い場合には、Ｌを１に等しく設定し、ＳＮＲが取得閾値よりも低い場合Ｌを−１に等しく設定する。したがって、モード・コントローラ５４０は、Ｌ＝−１の場合、状態１６０１に止まり、Ｌ＝１の場合追跡状態１６０２に遷移する。このプロセスは、モード・コントローラ５４０が追跡状態１６０２に遷移するまで（即ちＬ＝１となるまで）、動作中連続的に繰り返される。

一旦、モード・コントローラ５４０が追跡状態１６０２に遷移すると、次にエラー・チャネル・コントローラ５５５が信号を追跡する。ここでは、Ｌの値は、再度ロック検出器５５０によって繰り返し決定される。

好適な実施形態では、追跡を維持するのに必要な設定追跡閾値よりもＳＮＲが高い場合、Ｌを１に等しく設定し、ＳＮＲが追跡閾値よりも低い場合、Ｌを−１に等しく設定する。したがって、モード・コントローラ５４０は、Ｌ＝１の場合、状態１６０２に止まり、Ｌ＝−１の場合、取得状態に戻って、信号を再度取得する。このプロセスは、動作中連続的に繰り返される。

他の実施形態では、図１７に示すように、モード・コントローラ５４０は、多数の追跡状態を含むこともできる。図１７は、本発明の代替好適実施形態によるモード・コントローラの状態図である。図１７の実施形態では、モード・コントローラ５４０は、開始状態１７００、取得状態１７０１、および状態１７０２乃至１７０８に一例として示すＮ個の追跡状態を含む。この場合、Ｎは１よりも大きい整数である。

図１６のモード・コントローラ５４０と同様、図１７のモード・コントローラ５４０も初期状態１７００にて開始し、次いで取得状態１７０１において信号を取得する。取得は、取得状態１６０１に関して先に説明したように行われる。

取得後、モード・コントローラ５４０は第１の追跡状態１７０２に進み、Ｌを計算する。図１６の実施形態と同様、追跡を維持するために必要な設定追跡閾値よりもＳＮＲの方が高い場合、Ｌを１に等しく設定し、ＳＮＲが追跡閾値よりも低い場合、Ｌを−１に等しく設定する。

Ｌ＝１の場合、モード・コントローラ５４０は第１の追跡状態１７０２に止まり、Ｌ＝−１の場合、モード・コントローラ５４０は次の第２の追跡状態１７０４に遷移する。次いで、Ｌの値を再度決定する。モード・コントローラ５４０が引き続きＬ＝−１と計算した場合、モード・コントローラ５４０は次の第３の追跡状態１７０６以降を通って、第Ｎの追跡状態１７０８に遷移する。第１の追跡状態１７０２は、初期追跡状態と見なすことができ、第２乃至第Ｎの追跡状態１７０４〜１７０８は中間状態と見なすことができる。これら中間状態にある場合、受信機はなおも追跡モードにある。

しかしながら、第Ｎの追跡状態１７０８においてＬ＝−１の場合、モード・コントローラ５４０は、第Ｎの追跡状態１７０８を抜けて、取得状態１７０１に戻る。この時点で、モード・コントローラ５４０は受信機に信号を再度取得するように指令する。取得後、モード・コントローラ５４０は制御を第１の追跡状態１７０２に戻し、プロセスを繰り返す。

中間追跡状態１７０４乃至１７０８にある場合、Ｌ＝１の値があると、追跡状態ｉから追跡状態（ｉ−１）への遷移が生ずる。したがって、モード・コントローラは、信号完全性が低い短い期間から復帰することができる。

中間追跡状態１７０４乃至１７０８の機能は、受信機がノイズ・バーストを受信した場合に、直ちに再取得状態にジャンプするのを防止することである。モード・コントローラ５４０は、無線性能曲線の急峻性を高め、偶然的な信号アンロック(unlock)が発生しないことを保証するように構築されている。したがって、アンロックされ、曲線が急峻になるのにかかる時間が長くなる。これらの中間状態によって、受信機は、取得状態に入ることなく、間欠的なビット・エラーに耐えることが可能となる。中間状態数の増減によって、追跡プロセスをアンロックするのに要する時間量を調節することができる。

この機能は、バースト・エラーがあるときには特に有用である。これらバースト・エラーは、短期間にビット・エラーが増大する原因となる。しかしながら、信号が容易にアンロックされると、これら間欠的バースト・エラーのために信号が周波数再取得に向かい、システム・スループットを低下させる可能性がある。図１６および図１７に必要なモード・コントローラ５４０は、例えば、ＡＳＩＣのような、プログラマブル・プロセッサに具体化することができる。

図１７に示すモード・コントローラのステート・マシンの好適な実施形態は、３つの中間追跡状態を内蔵することができる。代替実施形態では、信号完全性の低い期間から復帰するのに許される時間量に応じて、これよりも多いまたは少ない中間追跡状態を選択することができる。
［モード・コントローラ−第１の好適な実施形態］
図６の実施形態は、モード・コントローラ５４０が、信号およびノイズ電力の推定に基づいて、受信機１が取得モードまたは追跡モードのどちらにあるべきか判断する場合を示す。この判断は、２つのパラメータ、即ち、信号強度ｓ₁の推定値、およびノイズおよび信号強度ｎ₁の推定値の計算から開始する。図１８は、図６の取得コントローラ５４５またはロック検出器５５０の具体的な実施形態のブロック図である。この実施形態では、第１および第３の倍率Ｋ₁およびＫ₂を１に設定し、第２の倍率Ｋ₃をＫに設定している。（Ｋ₁＝Ｋ₃＝１）なので、第１および第３のスケーリング・ミキサ６１５および６４０は取り除いてある。取得コントローラ５４５またはロック検出器５５０の動作について、以下に説明する。

式１９は、ｓ₁の計算を示す。ここで、着信信号におけるＢビットの組についてサンプルｘ₁を加算し、次いで二乗する。同様に、式２０は、ｎ₁の計算を示し、ｘ₁の二乗をＢビットの組について加算する。

ロック・パラメータＬは、信号がＳＮＲ要件を満たすか否かの判定である。ロック定数Ｋは、Ｌが１、即ち、信号が満たさなければならない閾値になる確率に影響を及ぼす。したがって、容認できるＳＮＲでは、ｓ₁はロック定数Ｋに等しい倍数だけｎ₁よりも大きいはずである。このように、本プロセスはｓ₁およびｎ₁を式２１において比較する。信号電力がノイズ電力よりも十分に大きい場合、Ｌ＝１となり、十分なＳＮＲを示す。逆に、信号電力が、ノイズ電力と比較して十分に大きくない場合、Ｌ＝−１となり、不十分なＳＮＲを示す。

ここで、ｓ₁およびｎ₁はランダム変数である。式２２〜式２４は、ｓ₁、ｎ₁、およびｓ₁−Ｋｎ₁の予測値を示し、式１８からの｜ｘ_i｜を式１９および式２０に代入して、予測値を求める。

ｋ_iはゼロ平均および単位分散であるので、Ｅ［（Σｋ_i）２］＝ＢおよびＥ［Σｋ_i］＝０である。

同様に、ｋ_i項を簡略化する。すると、

殆どの時間Ｌ＝１であることを確保するには、Ｅ（ｓ₁−Ｋｎ₁）＞０となる。等価的に、

ＢＥＲはＳＮＲの関数であるので、モード・コントローラは、式２５におけるＫおよびＢの値を変化させることによって、取得モードに入るべきＢＥＲ閾値を調節する。モード制御プロセスおよび機構に刺激を与えるのは、この数学的分析である。何故なら、これは低コストで信頼性が高い実施態様を可能にするからである。

式１９乃至式２５に記述した実施形態に示すように、ノイズおよび信号経路フィルタ６２０および６３０は、Ｂ倍にサブサンプルされる移動平均フィルタである。しかしながら、代替実施形態では異なるフィルタを用いることができる。この場合、式１９乃至２５は、選択したフィルタの挙動を考慮して変更することになる。加えて、第１および第３の倍率Ｋ₁およびＫ₂を１以外の値に等しく設定した場合、これらの値に対応する新たな定数を、必要な場合、式に追加することができる。

図１８に示すように、動作中、着信するサンプル・データ・ストリームｘ_iは絶対値ブロック６１０を通過し、着信サンプル・データ・ストリームの絶対値｜ｘ_i｜を決定する。次に、調整した着信信号の絶対値｜ｘ_i｜を並行計算において用い、ノイズ関連推定値ｎ₁および信号推定値ｓ₁を決定する。

ノイズ関連推定値ｎ₁を決定するには、第１の二乗器６１５において、調整した着信信号の絶対値｜ｘ_i｜を二乗し、ノイズ経路フィルタ６２０において二乗を濾過する。次に、ノイズ関連推定値ｎ₁を、第２のスケーリング・ミキサ６２５において倍率Ｋで調整し、調整したノイズ関連推定値Ｋｎ₁を比較器６４５に供給する。好ましくは、Ｋの値は最初に所望のＢＥＲに対応するように設定する。

信号推定値ｓ₁を決定するには、調整した着信信号の絶対値｜ｘ_i｜を、設定した数のサンプルにわたって信号経路フィルタ６３０において濾過し、次いで、第２の二乗器６３５において濾過した信号を二乗する。次に、信号推定値ｓ₁を比較器６４５に供給する。信号推定値は、比較器６４５に供給する前に、任意に調整することもできる。

比較器６４５において、信号推定値ｓ₁と調整したノイズ関連推定値Ｋｎ₁とを比較して、着信信号がロックされている確率を判定する。この比較によってロック・パラメータＬが得られる。Ｌをモード・コントローラのステート・マシン１８０５に入力する。この信号に基づいて、モード・コントローラのステート・マシン１８０５は現在の状態に止まるか、または異なる状態に遷移する。これについては図１６および図１７を参照して説明した。

比較器６４５はＬの値を出力する。これによって、信号が十分な品質を有し取得状態において取得できるか否か、または信号が十分な品質を有しているので追跡状態においてロックを維持できるか否か判断する。したがって、式２４における比率の直接計算は不要である。何故なら、式２４は、Ｋの値を設定するためにのみ用いられるからである。等価的に、Ｋの値は、シミュレーションに基づいて経験的に設定することができる。これは、多くの場合、ノイズおよび信号経路フィルタ６２０および６３０に一層複雑なフィルタを用いる場合に用いられる技法である。

図１９は、図６のモード・コントローラの実施形態にしたがって、取得状態１６０１、１７０１または追跡状態１６０２、１７０２、１７０４、１７０６、１７０８（図１６および図１７参照）のいずれかにおけるモード・コントローラ・ステート・マシン１８０５によって実行するステップを示す。

開始状態には係わらず、モード・コントローラ・ステート・マシン１８０５は、以下のステップを実行する。ステップＳ１９０２において、着信信号内の１組のビットＢを収集する。この１組Ｂ個のサンプルを用いて、現状態１６０１、１６０２、１７０１、１７０２、１７０４、１７０６、または１７０８は、１組の中間パラメータＳ１９０４を計算する。これら中間パラメータに基づいて、ステップＳ１９０６において出力パラメータを計算し、ステップＳ１９０８においてこの出力パラメータを出力として供給する。

中間パラメータは、好ましくは、信号パラメータおよびノイズ関連パラメータである。これらは、モード・コントローラの第１の好適な実施形態に関して先に説明したように、ｓ₁およびｎ₁とすることができる。また、モード・コントローラの第２および第３の好適な実施形態に関して、図２２を参照して以下で説明するように、これらは、Ｉおよびｇ、またはＩ₁およびｇ₁とすることもできる。これらのパラメータは、連続的に監視してもよいし、設定した周期でサンプリングしてもよい。

好ましくは、中間パラメータは「帯域内」で計算する。言い換えると、これらは同じ帯域幅内で計算する。
好適な実施形態では、出力パラメータは、ロック・パラメータＬと呼ばれるモード制御パラメータであり、１または−１の値を取る。ロック・パラメータＬは、モード・コントローラ・ステート・マシン１８０５が新たな状態に遷移すべきか、または新たな状態が何であるかを示す。

図１６および図１７ならびに関連する説明に示すように、ロック・パラメータＬは、１組Ｂ個のサンプルのＳＮＲが十分に高く新たな状態に遷移できるか否かを示す。図１６および図１７の実施形態では、ＳＮＲの値が十分に高いと、Ｌは１の値を有し、モード・コントローラ・ステート・マシン１８０５は追跡状態に移動するか、または更に低い追跡状態に遷移する。同様に、ＳＮＲが十分に低いと、Ｌは−１の値を有し、モード・コントローラ・ステート・マシン１８０５は、更に高い追跡状態に移動するか、または再度取得状態に遷移する。

モード・コントローラ・ステート・マシン１８０５の動作は、異なる状態にある場合には多少異なる場合もある。即ち、出力パラメータＳ１９０６を計算するステップは、取得モードにおいて実行する場合、追跡モードにおける場合と比較すると、多少異なる。

サブサンプル移動平均フィルタを用いない実施形態では、中間パラメータ、即ち、信号パラメータおよびノイズ関連パラメータを常に監視して、有効なロック時点の出現を検出することができる。実施形態の中には、ノイズおよび信号経路フィルタ６２０および６３０を、有限インパルス応答（ＦＩＲ）または無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタのいずれかとすることができるものもある。

かかる実施形態の一例では、図７Ｃに図示した形態のＩＩＲ信号フィルタ６２０を用いる。これは、図１２Ｂの自己相関パルスの形状に非常に良く似たインパルス応答を有するように設計されている。したがって、図１８の信号推定経路に、近似マッチド・フィルタが用いられている。

異なる構造でＦＩＲフィルタまたはＩＩＲフィルタを用いた同等の手法も用いることができる。図１８のノイズ関連経路において用いられる種類のフィルタの一例は、図７Ａに示す漏出積分フィルタまたは図７Ｂの移動平均フィルタである。他の形態のＦＩＲおよびＩＩＲフィルタも可能である。

図２０は、図１８の取得コントローラまたはロック検出器にしたがって、Ｋの種々の値に対する確率曲線の挙動を示すグラフであり、ノイズおよび信号経路フィルタ６２０および６３０に、サブサンプル移動平均フィルタを用いている。この実施形態では、Ｂに選択した値は１６であり、フィルタは１６倍にサブサンプリングされる。これらの曲線から、Ｋの値が大きい程、低いＢＥＲでＬを−１に駆動することがわかる。先に延べたように、この実施形態例におけるＢＥＲは、１０^-2に設定されている。これは、着信する１００ビット毎に１つのエラーを許容することを意味する。ＢＥＲが１０^-2よりも大きくなった場合、平均的に、モード・コントローラは、新しい信号を取得するように受信機を駆動する。取得は、システム・スループットの低下という観点からは「高価」であるので、ＢＥＲが１０^-2においてＬ＝１となる確率が高くなるように、取得定数Ｋ_Aを選択する。この好適な実施形態では、（Ｋ＝５０）である。

図２１は、３つの中間追跡状態（図１７参照）を有する、図１８におけるモード・コントローラ・ステート・マシン１８０５の性能曲線を示す。ロック・コントローラは（Ｂ＝１６）および（Ｋ＝５０）を用いる。この曲線を生成するには、最初に追跡状態に入った後に取得状態に入るのに必要な平均ビット数を計算する。この曲線から、ＢＥＲが１０^-2のとき、システムは１０００万ビット以内にアンロックされることが示されている。この曲線は、ＢＥＲが^-3のときに、システムが非常に長い時間量にわたってロックされ続けるように、劇的に増大する。
［モード・コントローラ−第２の好適な実施形態］
図２２は、図５のモード・コントローラにおける取得コントローラ５４５またはロック検出器５５０の代替実施形態を示す。図２２に示すように、取得コントローラ５４５またはロック検出器５５０は、絶対値ブロック２２０５、第１のフィルタ２２１０、第１のサブサンプラ２２１３、第１のスケーリング・ミキサ２２１５、第１の二乗器２２２０、第２の二乗器２２３０、第２のフィルタ２２３５、第２のサブサンプラ２２３８、第２のスケーリング・ミキサ２２４０、および比較器２２４５を含む。

一例として、図２２のロック検出器５５０による図１６および図１７からの追跡ステート・マシンの追跡状態１６０２、１７０２において行われるプロセスについて説明する。この実施形態では、ＳＮＲを算出するには、２つのパラメータＩおよびｇを計算する。式２６は、第１のフィルタ２３１０を移動平均フィルタと仮定した場合に、Ｉの期待値をどのように計算できるかを示唆する。更に、式２６は、第２のフィルタ２３３５が移動平均フィルタと仮定した場合に、ｇの期待値をどのように計算できるかを示唆する。

Ｉ²は信号電力を推定し、ｇ−Ｉ²はノイズ電力を推定する。すると、定義上、式２８はＳＮＲの直接推定値を示す。

前述のように、ＢＥＲはＳＮＲの関数であるので、所望のＢＥＲに対応するＳＮＲを決定し監視することができる。ＳＮＲが目標レベルＴｈ未満に低下した場合、モード・コントローラは、ロック・パラメータＬによって、アンロックステータスを検出することができる。つまり、本発明は、式２９においてＳＮＲを目標レベルと比較する。

図２２に示すように、着信ビット・ストリームｘ_iが絶対値ブロック２２０５において受信され、絶対値ブロック２２０５は着信ビット・ストリームｘ_iの絶対値を計算する。次に、この絶対値を第１のフィルタにおいて濾過し、第１のスケーリング・ミキサ２２１５において倍率１／Ｂと乗算し、Ｉを決定する。次に、このＩの値を二乗し、値Ｉ²を決定する。値ｇを決定するには、第２の二乗器２２３０においてｘ_iを二乗し、第２のフィルタ２２３５において二乗値を濾過する。次に、第２のスケーリング・ミキサ２２４０においてこの出力を１／Ｂと乗算する。次に、比較器２２４５は、Ｉおよびｇを比較して、ロック・パラメータＬを決定する。ロック・パラメータＬをコントローラに供給し、モード・コントローラがこれを用いて、受信機は追跡モードまたは取得モードのどちらにあればよいかの判定を行う。この場合も、図１７に示すように、追跡状態は、複数の下位状態を含んでもよく、ステート・コントローラは、多数の追跡下位状態間ならびに追跡状態および取得状態間で受信機を移動させることもできる。

第１のサブサンプラ２２１３は、第１のフィルタ２２１０と第１のスケーリング・ミキサ２２１５との間に設けることができる。第１のサブサンプラ２２１３は、周期的なレートで第１のフィルタ２２１０の出力をサンプリングする。このレートは、例えば、４出力毎、１５出力毎、２２８出力毎等で変化させることができる。しかしながら、サンプリング・レートを１に均一に設定した場合、即ち、全ての結果をサンプリングする場合、第１のサブサンプラ２２１３を省略することができる。同様に、第２のサブサンプラ２２３８は、第２のフィルタ２２３５と第２のスケーリング・ミキサ２２４０との間に設けることができる。前述と同様、そのサンプリング・レートを１に均一に設定した場合、即ち、全ての結果をサンプリングする場合、第２のサブサンプラ２２３８を省略することができる。第１および第２のサブサンプラ２２１３および２２３８のサブサンプリング時間は、同一である必要はない。

式２６乃至式２９に記載した実施形態に示すように、第１および第２のフィルタ２２１０および２２３５は加算器である。しかしながら、代替実施形態では、異なるフィルタを用いることもできる。この場合、式２６乃至２９も、選択したフィルタの挙動を考慮して変更される。
［モード・コントローラ−第３の好適な実施形態］
図２３は、本発明の取得コントローラ５４５またはロック検出器５５０の別の代替実施形態を示し、ここでは、モード・コントローラが取得モードまたは追跡モードのどちらにすればよいかを判定するのに先だって、ＡＧＣ初期化を用いている。ＡＧＣ初期化の間、ノイズ標準偏差ｖを推定する。

ノイズ分散を測定することによってＡＧＣを初期化するとき、量子化レベルを直接ＢＥＲに換算することができる。例えば、ＡＧＣ制御によってノイズ分散をある任意の値に設定する場合、Ａ／Ｄ変換器からの着信信号の振幅は、当該振幅に比例するＳＮＲを示唆する。比例定数は、ノイズ分散を設定したレベルに依存する。この値は直接ＢＥＲに換算される。したがって、信号取得に先だってノイズ分散を設定することによって、量子化レベルが直接ＢＥＲに換算される。

推定ノイズ標準偏差ｖを用いて、モード・コントローラ５４０は次に第１のＡ／Ｄ変換器２２０またはデータ・コード・プロセッサ５２０から出力される着信信号ｘ_iを単に監視すれば、適正なモードを決定することができる。

推定ノイズ標準偏差を調整し、着信信号ｘ_iの濾過後の（そして、潜在的にサブサンプリングした）絶対値と比較する。Ｌは、式３０に記述するように計算する。

ここで、ｑは着信ビット・ストリームの濾過後（そして恐らくサブサンプリングした）絶対値、Ｋ₅は倍率、そしてｖは推定ノイズ標準偏差である。

図２３に示すように、取得コントローラ５４５またはロック検出器５５０は、絶対値ブロック２３０５、フィルタ２３１０、サブサンプラ２３１５、スケーリング・ミキサ２３２０、および比較器２３２５を含む。

着信ビット・ストリームｘ_iは、絶対値ブロック２３０５において受信され、絶対値ブロック２３０５は、着信ビット・ストリームｘ_iの絶対値を計算する。次に、この絶対値はフィルタ２３１０において濾過され、ｑの値を決定する。推定ノイズ標準偏差ｖの値が、スケーリング・ミキサ２３２０において受け取られ、倍率Ｋ₅と乗算される。

次に、比較器２２４５がｑとＫ₅ｖとを比較して、ロック・パラメータＬを決定する。ロック・パラメータＬはコントローラに供給され、モード・コントローラによって用いられて、受信機が追跡モードまたは取得モードのどちらにあればよいかの判定を行う。この場合も、図１７に示すように、追跡状態は多数の下位状態を含んでもよく、ステート・コントローラも受信機を多数の追跡下位状態間、または追跡状態および取得状態の間で移動させることができる。

サブサンプラ２３１５は、フィルタ２３１０と比較器２３２５との間に設けることができる。サブサンプラ２２１５は、周期的なレートで第１のフィルタ２３１０の出力をサンプリングする。このレートは、例えば、４出力毎、１５出力毎、２２８出力毎等で変化させることができる。しかしながら、サンプリング・レートを１に均一に設定した場合、即ち、全ての結果をサンプリングする場合、サブサンプラ２２１５を省略することができる。

初期ノイズ分散推定値ｖを過小評価した場合、ＳＮＲは実際よりも高く見られる。一方、初期ノイズ分散推定値ｖを過大評価した場合、ＳＮＲは実際よりも低く見られる。しかし、ノイズ分散推定値ｖは、追跡モードにある間、絶対値データの拡散を監視することによって、周期的に更新することができるので、最終的には、ノイズ分散推定値ｖは妥当な値に集束する。

モード・コントローラについて３つの異なる実施形態を示したが、これらは例示および制限と見なしてしかるべきである。他の実施形態も可能である。加えて、取得および追跡の要件を満たすために必要であれば、取得および追跡のために種々の実施形態を混合および調和させることも可能である。
［大型システムにおける送受信機の使用］
図１乃至図８を参照して説明したＵＷＢ送受信機は、積層プロトコル・アーキテクチャの一部として、異なるアプリケーションとインターフェースする無線トランスポート機能を実行するために用いることもできる。かかる構成では、ＵＷＢ送受信機は、信号形成、送信、および受信機能を通信サービスとしてアプリケーションに対して実行し、アプリケーションは、有線Ｉ／Ｏポートと全く同様に、送受信機にデータを送り、送受信機からデータを受信する。更に、ＵＷＢ送受信機は、有線技術またはワイヤレス技術のいずれかによる他のデバイスへの相互接続を含み得る種々のデバイスのいずれにも、ワイヤレス通信機能を設けるために用いることもできる。つまり、図１のＵＷＢ送受信機は、固定構造を接続するローカル・エリア・ネットワーク（ＬＡＮ）の一部として、または例えば、移動デバイスを接続するワイヤレス・パーソナル・エリア・ネットワーク（ＷＰＡＮ）の一部として用いることもできる。

かかる実施態様のいずれにおいても、本発明の教示にしたがってプログラムされた従来の汎用マイクロプロセッサを用いて、本発明の全部または一部を、マイクロプロセッサ・システムに実装することができ便利である。このことは、マイクロプロセッサ・システムの技術における当業者には明白であろう。本発明の教示に基づいて、通常の知識を有するプログラマであれば、適切なソフトウエアを容易に準備することができる。これは、ソフトウエア技術の当業者には明白であろう。

図２４は、本発明の好適な実施形態によるプロセッサ・システム２４００を示す。この実施形態では、プロセッサ・システム２４００は、プロセッサ・ユニット２４０１、ディスプレイ２４１５、１つ以上の入力デバイス２４１７、カーソル制御部２４１９、プリンタ２４２１、ネットワーク・リンク２４２３、通信ネットワーク２４２５、ホスト・コンピュータ２４２７、インターネット・プロトコル（ＩＰ）ネットワーク２４２９、および移動デバイス２４３１を含む。プロセッサ・ユニット２４０１は、バス２４０３、プロセッサ２４０５、主メモリ２４０７、リード・オンリー・メモリ（ＲＯＭ）２４０９、記憶装置２４１１、および通信インターフェース２９１３を含む。代替実施形態では、種々のエレメントを省略する場合もある。

バス２４０３は、プロセッサ・ユニット全域にわたって情報を伝達するように動作する。これは、データ・バス、または情報を伝達するためのその他の通信機構であることが好ましい。

プロセッサ２４０５は、バス２４０３に接続されており、情報を処理するように動作する。
主メモリ２４０７は、ランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）またはその他のダイナミック記憶デバイス（例えば、ダイナミックＲＡＭ（ＤＲＡＭ）、スタティックＲＡＭ（ＳＲＡＭ）、同期ＤＲＡＭ（ＳＤＲＡＭ）、フラッシュＲＡＭ）とするとよい。これは、バス２４０３に接続され、情報やプロセッサ２４０５が実行する命令を格納することが好ましい。加えて、主メモリ２４０７は、プロセッサ２４０５によって実行される命令の実行中に一時的変数や中間情報を格納するために用いることもできる。

ＲＯＭ２４０９は、単純なリード・オンリー・メモリでよく、あるいは別の種類のスタティック記憶デバイス（例えば、プログラマブルＲＯＭ（ＰＲＯＭ）、消去可能ＰＲＯＭ（ＥＰＲＯＭ）、および電気的消去可能ＰＲＯＭ（ＥＥＰＲＯＭ（ＥＥＰＲＯＭ））とすることもできる。これは、バス２４０３に接続され、プロセッサ２４０５のために静止情報および命令を格納する。

記憶装置２４１１は、磁気ディスク、光ディスク、またはデータを格納するのに適していればその他のいずれの装置でもよい。これは、バス２４０３に供給および接続され、情報および命令を格納する。

また、プロセッサ・ユニット２４０１は、特殊目的論理デバイス（例えば、特定用途集積回路（ＡＳＩＣ））または構成変更可能な論理デバイス（例えば、単純なプログラマブル論理デバイス（ＳＰＬＤ）、複雑なプログラマブル論理デバイス（ＣＰＬＤ）、または再プログラム可能フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ））を含むこともできる。適切なデバイス用バス（例えば、小型システムインターフェース（ＳＣＳＩ）バス、改良型集積装置電子機器（ＩＤＥ）バス、または超直接メモリ・アクセス（ＤＭＡ）バス）を用いて、その他の着脱可能な媒体デバイス（例えば、コンパクト・ディスク、テープ、および着脱可能な光磁気媒体）、または固定の高密度媒体ドライブもプロセッサ・ユニット２４０１に追加してもよい。加えて、プロセッサ・ユニット２４０１は、コンパクト・ディスク読み取り装置、コンパクト・ディスク書き込み／読み取り装置、またはコンパクト・ディスク・ジュークボックスを含むことができ、これらの各々は、同じデバイス・バスまたは別のデバイス・バスに接続することができる。

プロセッサ・システム２４０１は、バス２４０３を通じて、ディスプレイ２４１５に接続することができる。ディスプレイ・ユニットは、陰極線管（ＣＲＴ）、液晶ディスプレイ、または情報をシステム・ユーザに表示するのに適した装置であれば他のいずれでもよい。ディスプレイ２４１５は、ディスプレイまたはグラフィックス・カードによって制御することができる。

また、プロセッサ・システム２４０１は、１つ以上の入力デバイス２４１７およびカーソル制御部２４１９にも接続され、情報およびコマンド選択をプロセッサ２４０５に伝達することが好ましい。１つ以上の入力デバイスは、キーボード、キーパッド、または情報およびコマンド選択を転送するその他のデバイスを含むことができる。カーソル制御部２４１９は、マウス、トラックボール、カーソル方向キー、または方向情報およびコマンド選択をプロセッサ２４０５に伝達し、ディスプレイ２４１５上でのカーソルの移動を制御するのに適したデバイスであればいずれでもよい。

加えて、プリンタ２４１２は、プロセッサ・システム２４０１が格納および／または発生したデータ構造またはその他のあらゆるデータのリストを印刷して提供することができる。

プロセッサ・ユニット２４０１は、主メモリ２４０７のようなメモリに収容されている１つ以上の命令の１つ以上のシーケンスを実行するプロセッサ２４０５に応答して、本発明の処理ステップの一部または全部を実行する。かかる命令は、記憶装置２４１１のような別のコンピュータ読み取り可能媒体から主メモリ２４０７に読み取ることができる。マルチ処理構成では、１つ以上のプロセッサを用いて、主メモリ２４０７に収容されている命令シーケンスを実行することもできる。代替実施形態では、ハード・ワイヤ回路をソフトウエア命令の代わりに、またはこれらと組み合わせて用いることもできる。このように、実施形態は、ハードウエア回路およびソフトウエアのいずれの特定的な組み合わせにも限定されない。

前述のように、プロセッサ・ユニット２４０１は、本発明の教示にしたがってプログラムされた少なくとも１つのコンピュータ読み取り可能媒体またはメモリを含み、データ構造、表、記録、またはその他のここに記載したデータを収容する。コンピュータ読み取り可能媒体のいずれか１つまたはその組み合わせに格納するものとして、本発明は、システム２４０１を制御し、本発明を実施する１つまたは複数のデバイス、およびシステム２４０１に人間のユーザと双方向処理させるソフトウエアを含む。かかるソフトウエアは、限定ではないが、デバイス・ドライバ、オペレーティング・システム、開発ツール、およびアプリケーション・ソフトウエアを含むことができる。更に、かかるコンピュータ読み取り可能媒体は、本発明を実施する再に実行する処理の全部または一部（処理が分散される場合）を実行するための、本発明のコンピュータ・プログラム生産物も含む。

本発明のコンピュータ・コード・デバイスは、あらゆる解釈されたコード機構または実行可能コード機構とすることができ、限定ではないが、スクリプト、解釈可能なプログラム、ダイナミック・リンク・ライブラリ、Ｊａｖａまたはその他のオブジェクト指向クラス、およびコンピュータ実行可能プログラムを含む。更に、本発明の処理の一部を分散すれば、性能、信頼性の向上、および／またはコスト低減を図ることができる。

「コンピュータ読み取り可能媒体」という用語は、ここで用いる場合、命令をプロセッサ２４０５に供給し実行する際に関与するあらゆる媒体のことを言う。コンピュータ読み取り可能媒体は、多くの形態を取ることができ、限定ではないが、不揮発性媒体、揮発性媒体、および伝送媒体を含む。不揮発性媒体は、例えば、光、磁気ディスクや、記憶装置２４１１のような光磁気ディスクを含む。揮発性媒体は、主メモリ２４０７のようなダイナミック・メモリを含む。伝送媒体は、同軸ケーブル、銅線、および光ファイバを含む。また、伝送媒体は、無線波や赤外線データ通信中に発生するような、音響または光波の形態を取ることもできる。

コンピュータ読み取り可能媒体の共通な形態は、例えば、ハード・ディスク、フロッピ・ディスク、テープ、光磁気ディスク、ＰＲＯＭ（ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、フラッシュＥＰＲＯＭ）、ＤＲＡＭ、ＳＲＡＭ、ＳＤＲＡＭ、またはその他のあらゆる磁気媒体、コンパクト・ディスク（例えば、ＣＤ−ＲＯＭ）、あるいはその他の光媒体、パンチ・カード、紙テープ、あるいは孔のパターンを有するその他の物理的媒体、搬送波、無搬送波伝送、あるいはシステムが読み取ることができるその他のあらゆる媒体を含む。

種々の形態のコンピュータ読み取り可能媒体は、１つ以上の命令の１つ以上のシーケンスをプロセッサ２４０５に供給し実行する際に必要となる場合がある。例えば、命令は当初遠隔コンピュータの磁気ディスク上に在中している場合がある。遠隔コンピュータは、本発明の全部または一部を実施するための命令を、遠隔地においてダイナミック・メモリにロードし、モデムを用いて電話回線上で命令を送ることができる。システム２４０１専用モデムが電話回線上でデータを受信し、赤外線送信機を用いて、このデータを赤外線信号に変換する。バス２４０３に接続されている赤外線検出器は、赤外線信号内に搬送されているデータを受信し、このデータをバス２４０３上に置くことができる。バス２４０３は、データを主メモリ２４０７に搬送し、ここからプロセッサ２４０５が命令を読み出して実行する。主メモリ２４０７が受け取る命令は、プロセッサ２４０５による実行の前または後のいずれかに、記憶装置２４１１に格納するという選択肢も可能である。

通信インターフェース２４１３は、ネットワーク２４２３に対する双方向ＵＷＢデータ通信接続を設け、ネットワーク・リンク２４２３は通信ネットワーク２４２５に接続されている。通信ネットワーク２４２５は、ローカル・エリア・ネットワーク（ＬＡＮ）、パーソナル・エリア・ネットワーク（ＰＡＮ）等とすることができる。たとえば、通信インターフェース２４１３は、ネットワーク・インターフェース・カードとすることができ、通信ネットワークは、パケット交換ＵＷＢ可能ＰＡＮ(UWB-enabled PAN)とすることができる。別の一例として、通信インターフェース２４１３は、ＵＷＢアクセス可能非対称ディジタル加入者回線（ＡＤＳＬ）カード、ディジタル統合サービス・ネットワーク（ＩＳＤＮ）カード、または対応する形式の通信回線へのデータ通信接続を設けるモデルとすることもできる。

また、通信インターフェース２４１３は、ＵＷＢ接続以外の双方向ワイヤレス通信接続を設けるハードウエア、またはネットワーク・リンク２４２３に対するハード・ワイヤ接続を含むこともできる。このように、通信インターフェース２４１３は、図１または図８のＵＷＢ送受信機を、ネットワーク・リンク２４２３に対するハード・ワイヤおよび非ＵＷＢワイヤレス通信接続を含む万能インターフェースの一部として組み込むことができる。

ネットワーク・リンク２４２３は、通例、１つ以上のネットワークを通じて、他のデータ・デバイスに対するデータ通信を行う。例えば、ネットワーク・リンク２４２３は、ＬＡＮを通じて、ホスト・コンピュータ２４２７に、またはＩＰネットワーク２４２９を通じてデータ通信サービスを提供するサービス・プロバイダが運用するデータ機器に接続を設けることができる。更に、ネットワーク・リンク２４２３は、通信ネットワーク２４２５を通じて、移動デバイス２４３１、例えば、パーソナル・データ・アシスタント（ＰＤＡ）、ラップトップ・コンピュータ、またはセルラ電話機に接続を設けることもできる。

通信ネットワーク２４２５およびＩＰネットワーク２４２９双方は、電気、電磁、または光信号を用いてディジタル・データ・ストリームを搬送することが好ましい。種々のネットワークを通じた信号、およびネットワーク・リンク２４２３上にあり通信インターフェース２４１３を通じた信号は、システム２４０１間でディジタル・データを搬送するが、情報を輸送する搬送波の形態例である。プロセッサ・ユニット２４０１は、通信ネットワーク２４２５、ネットワーク・リンク２４２３、および通信インターフェース２４１３を通じて、通知を送信し、プログラム・コードを含むデータを、受信することができる。

以上の教示を参照すれば本発明の多数の変更や改良が可能であることは明らかである。したがって、添付した特許請求の範囲内において、本発明は、ここに具体的に記載した以外でも実施可能であることは理解されるべきである。

本発明の好適な実施形態による超広帯域（ＵＷＢ）送受信機のブロック図。 本発明の好適な実施形態による図１の送受信機の受信機ならびに無線制御およびインターフェース部のブロック図。 本発明の好適な実施形態による図２の受信機の取得経路のブロック図。 本発明の好適な実施形態による図２の受信機の追跡経路のブロック図。 本発明の好適な実施形態による図２の受信機の取得経路および追跡経路を示すブロック図。 本発明の好適な実施形態による図５の取得コントローラのブロック図。 本発明の好適な実施形態による漏出積分フィルタのブロック図。 本発明の好適な実施形態による移動平均フィルタのブロック図。 本発明の好適な実施形態による二局無限インパルス応答フィルタのブロック図。 本発明の好適な実施形態による有限インパルス応答フィルタのブロック図。 図１のＵＷＢ送受信機の更に詳細なブロック図。 本発明の好適な実施形態によるバイフェーズ・モノパルス・ストリームのタイミング図。 本発明の好適な実施形態による１チップ・アナログ・コード・ワードを示すタイミング図。 本発明の好適な実施形態による５チップ・アナログ・コード・ワードを示すタイミング図。 本発明の好適な実施形態による２チップ・ディジタル・コード・ワードを示すタイミング図。 着信信号およびＵＷＢ送受信機内部で発生した信号を示すタイミング図。 図１２Ａの着信信号および内部発生信号を比較した相関結果を示すタイミング図。 着信信号および内部発生信号の位相が閉じているときの着信信号および内部発生信号間の位相差を示すエラー・チャネルのタイミング図。 図１２Ｂの相関曲線に関する追跡モードの動作を示すタイミング図。 図１２Ｂの相関曲線に関する追跡モードの動作を示すタイミング図。 図１２Ｂの相関曲線に関する追跡モードの動作を示すタイミング図。 本発明の好適な実施形態の実際の動作に対する着信信号および相関信号を示すタイミング図。 本発明の好適な実施形態によるモード・コントローラのステート図。 本発明の代わりの好適な実施形態によるモード・コントローラのステート図。 図６の取得コントローラまたはロック検出器の具体的な実施形態のブロック図。 図１８の取得コントローラの実施形態にしたがって、図１６および図１７の取得ステート・マシンによって実行するステップを示す図。 図１８の取得コントローラまたはロック検出器によるＫの種々の値に対する確立曲線の挙動を示すグラフ。 （Ｂ＝１６）および（Ｋ＝５０）とした場合の図１８の取得コントローラまたはロック検出器の性能曲線を示す図。 図５のモード・コントローラにおける取得コントローラ５４５またはロック検出器５５０の代替実施形態を示す図。 ＡＧＣの初期化を用いて、モード・コントローラを取得モードまたは追跡モードのどちらにするとよいか判断する、本発明の取得コントローラまたはロック検出器の別の代替実施形態を示す図。 本発明の好適な実施形態によるプロセッサ・システムを示す図。

Claims (3)

1. 着信データ信号の取得または追跡に対して所望の動作モードを決定するモード・コントローラであって、
   前記着信データ信号を受信して、該着信データ信号に含まれるデータには依存しない前記着信データ信号の強度を示すデータ独立信号を出力するデータ依存性除去エレメントと、
   信号経路であって、
   前記データ独立信号を走査して、第１の中間信号を決定する第１のプロセッサと、
   前記第１の中間信号に対して非線形関数を実行して、信号パラメータを決定する第１の非線形関数エレメントとを備える前記信号経路と、
   ノイズ関連経路であって、
   前記データ独立信号に対して非線形関数を実行して、第２の中間信号を決定する第２の非線形関数エレメントと、
   前記第２の中間信号を走査して、ノイズ関連パラメータを決定する第２のプロセッサとを備える前記ノイズ関連経路と、
   前記信号パラメータおよび前記ノイズ関連パラメータを処理して、前記着信データ信号の相対的信号強度を示すモード制御パラメータを決定する第３のプロセッサとを備えるモード・コントローラ。
2. 着信データ信号の取得または追跡に対して所望の動作モードを決定するモード・コントローラであって、
   前記着信データ信号を受信して、該着信データ信号の絶対値を決定する絶対値エレメントと、
   信号経路であって、
   前記データ信号の絶対値を濾過して、第１の中間信号を決定する第１のフィルタと、
   前記第１の中間信号を二乗して、ノイズ関連パラメータを決定する第１の二乗器とを備える前記信号経路と、
   ノイズ関連経路であって、
   前記着信データ信号の絶対値を二乗して、第２の中間信号を決定する第２の二乗器と、
   前記第２の中間信号を濾過して、信号パラメータを決定する第２のフィルタとを備える前記ノイズ関連経路と、
   前記信号パラメータおよび前記ノイズ関連パラメータを比較して、前記着信データ信号の相対信号強度を示すモード制御パラメータを決定する比較器とを備えるモード・コントローラ。
3. 超広域帯域幅受信機において着信データ信号の取得または追跡に対して所望の動作モードを決定するモード・コントローラであって、
   前記着信データ信号の信号パラメータを決定する信号経路と、
   前記着信データ信号のノイズ基準パラメータを決定するノイズ系経路と、
   前記信号パラメータおよび前記ノイズ関連パラメータを処理して、モード制御パラメータを決定するプロセッサと、
   前記モード制御パラメータに基づいて、取得モードと追跡モードとの間で遷移を行うコントローラとを備えるモード・コントローラ。

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