CN1311645C - 用于甚宽带通信系统中信号获取和跟踪的模式控制器 - Google Patents

Abstract

提供了一种控制UWB接收器中的操作模式的系统和方法。在一个变型中，该系统和方法通过读取设定数量的信号样本，估计模式参数，计算模式概率并且根据模式概率的数值在有限状态机中在跟踪和获取状态之间进行切换，确定操作模式。模式控制器的示例性版本包含信噪比计算器，信号和噪声功率估测器和AGC初始化电路。

Description

用于甚宽带通信系统中 信号获取和跟踪的模式控制器

相关专利文献

本专利申请是2000年10月10日提交的美国专利申请09/685,197，″用于甚宽带通信系统中信号获取和跟踪的模式控制器″和美国专利申请09/209,460，″甚宽带扩频通信系统″的部分延续。本专利申请要求2001年8月10日提交的美国临时专利申请60/311,114，″用于甚宽带通信系统中信号获取和跟踪的模式控制器″的优先权。这里完整地参考引用了所有这些专利申请的内容。

技术领域

本发明涉及使用甚宽带(UWB)信号传输技术的射频通信接收器，系统和方法。更具体地，本发明涉及一种系统和方法，其被构造成当获得UWB信号和跟踪传入UWB信号时在接收器中进行控制以保持业务质量。

背景技术

在无线通信系统中，发送器得到数据，对其进行调制，并且将所得到的波形发送到放大器和天线，而天线将波形从电信号转换成电磁辐射。这种电磁辐射通过空中传播，并且被连接到接收器的天线转换成电流。这些电流(或电压)接着在被发送到将电信号转换成数字样本的转换器之前进行放大和处理，并且随后从信号中提取源信息。

为了在接收器上保持特定的业务质量，接收器″锁定″到传入信号上。于是，接收器监视传入信号的信号质量，并且使用设备确定接收器何时应当处于没有接收质量足够的信号的信号获取操作模式，或接收质量足够的信号的信号跟踪操作模式。在″数字通信″，第8章，B.Sklar，Prentice Hall，1988中可找到有关接收器同步的更加详细的描述，这里参考引用了该文献的整个内容。

某些无线设备将模式控制器引入到接收器中。模式控制器监视接收传入信号并且确定信噪比(SNR)是否足以保持可接受的业务质量。如果模式控制器确定SNR不足够，接收器被强制脱离跟踪模式并且进入获取模式。

某些无线设备使用RSSI(接收器信号强度指示器)确定模式控制器应当处于什么模式，即跟踪或获取模式。RSSI单纯测量传入信号强度。然而这类控制器的问题是当噪声功率显著提高时，信号强度仍然表明可接受，而事实上信号质量是含噪声和不可接受的。

其它无线设备使用两个RSSI，一个测量信号功率，而另一个测量噪声功率。在频谱中任何信号基本未占用的带外区域内测量噪声功率。假定噪声在带外区域和带内区域中是相同的，此测量基本指示出带内区域的精确噪声功率。然而这种假设可能不正确。假定未占用区域可能包含会影响假定噪声功率的估计的信号。另外，带外噪声功率可能不同于带内噪声功率。这些无线设备根据带内信号测量和带外噪声测量估计SNR。有关噪声在相对较小的频率范围内变化很小的基础假设允许将这种技术应用于窄带系统。UWB系统的带外噪声则没有意义。因此期望得到SNR的更真实的估计。

本发明人认识到，为了得到无线性能的真实指示，应当测量信号和噪声功率，并且两种测量应当在带内进行，尤其是对于UWB系统。无线性能的真实指示允许模式控制器在无线设备的获取和跟踪状态之间进行精确切换，从而防止错过获取，以及虚假获取，其中错过获取对系统吞吐率有不利的影响，因为在其应当以可接受比特差错率(BER)接收数据时会花费时间尝试获得信号，而虚假获取导致接收器处理数据和不可接受的BER。

在传入信号易于出现例如突发错误或间歇信号损失的系统中会出现这种到获取模式的错误转变。传入信号的突发性质对于UWB信道尤其真实。在这些突发通信信道中，接收器会因为短中断而频繁地强制脱离跟踪状态，从而不再接收信号。无线设备尝试重新获得信号以便得到可接受的SNR，尽管接收中断时间相对较短。无线设备尝试重新获取时的这种频繁的接收中断对系统的有效吞吐率有不利的影响。

以业务质量(例如，某个吞吐率下的可接受BER)的退化最小的方式有效确定接收器何时应当在跟踪状态和获取状态之间进行切换是一个挑战。

发明内容

如这个部分的标题所示，现在仅提供有关本发明的选定特征的简要描述。有关本发明的更加完整的说明应当以全部文件为准。

本发明的一个目的是提供一种包含同步模式控制器的UWB接收器，同步模式控制器估计传入UWB信号相对于背景噪声的信号功率以确定SNR，并且根据SNR确定接收器是否应当处于获取或跟踪模式。

本发明的另一个目的是提供一种包含模式控制器的UWB接收器，模式控制器使用处理器高效计算SNR，以确定接收器是否应当处于获取或跟踪模式。

本发明的另一个特征是克服常规通信系统和方法的上述和其它不足。

通过被构造成接收UWB传输的无线接收器来实现这些和其它目的。虽然这里公开了若干实施例，然而一个实施例会包含信噪比计算器，而另一个实施例会包含信号和噪声功率估测器，用于检测接收器是否锁定到传入UWB信号，以及接收器是否应当处于获取或跟踪模式。

这些目的中的某些目的也可通过一种模式控制器来达到，所述模式控制器确定用于获取或跟踪传入数据信号的期望操作模式。模式控制器包括：数据相关性清除单元(data dependence removal element)，用于接收传入数据信号，并且输出独立于传入数据信号中包含的数据、指示传入数据信号的强度的数据无关信号；信号路径，包括用于操作数据无关信号以确定第一中间信号的第一处理器；和第一非线性函数单元，用于对第一中间信号执行非线性函数以确定信号参数；噪声相关路径，其包括用于对数据无关信号执行非线性函数以确定第二中间信号的第二非线性函数单元；第二处理器，用于操作第二中间信号以确定噪声相关参数；和第三处理器，用于处理信号参数和噪声相关参数以确定指示传入数据信号的相对信号强度的模式控制参数。

模式控制器还可以包括位于第一处理器和第一非线性函数单元之间的第一子采样器，用于以第一速率对第一中间信号进行采样，并且向第一非线性函数单元输出采样的第一中间信号。模式控制器也可以包括位于第二处理器和比较器之间的第二子采样器，用于以第二速率对信号参数进行采样，并且向比较器输出采样的信号参数。

模式控制器还可以包括输入定标器(scaler)，用于在向数据相关性清除单元输入传入信号之前将其与第一比例系数相乘。第一比例系数可以是系数2。第一比例系数也可以是可编程的。

模式控制器还可以包括信号路径定标器，用于在向比较器输入信号参数之前将其与第二比例系数相乘。第二比例系数可以是系数2。第二比例系数也可以是可编程的。

模式控制器还可以包括噪声相关路径定标器，用于在向比较器输入噪声相关信号之前将其与第三比例系数相乘。第三比例系数可以是系数2。第三比例系数也可以是可编程的。

第一处理器可以是第一滤波器。第一滤波器可以是有限脉冲响应滤波器，滑动平均滤波器，无限脉冲响应滤波器，泄漏积分滤波器或任何其他期望滤波器。类似地，第二处理器可以是第二滤波器。第二滤波器可以是有限脉冲响应滤波器，滑动平均滤波器，无限脉冲响应滤波器，泄漏积分滤波器或任何其他期望滤波器。

尤其是，在一个实施例中，第一处理器是无限脉冲响应滤波器，而第二处理器是泄漏积分滤波器。在这种情况下，无限脉冲响应滤波器可以被构造成逼近期望的相关信号。在另一个实施例中，第一处理器是第一滑动平均滤波器，而第二处理器是第二滑动平均滤波器。

数据相关性清除单元可以是输出传入信号的绝对值以作为数据无关信号的绝对值单元。

第一非线性函数单元是输出第一中间信号的平方以作为信号参数的第一平方器。同样地，第二非线性函数单元可以是输出数据无关信号的平方以作为第二中间信号的第二平方器。

这些目的中的某些目的也可通过一种模式控制器来达到，所述模式控制器确定用于获取或跟踪传入数据信号的期望操作模式。模式控制器包括：绝对值单元，用于接收传入数据信号并确定传入数据信号的绝对值；信号路径，包括用于对数据信号的绝对值进行滤波以确定第一中间信号的第一滤波器；和第一平方器，用于对第一中间信号进行平方以确定噪声相关参数；噪声相关路径，包括用于对传入数据信号的绝对值进行平方以确定第二中间信号的第二平方器；和第二滤波器，用于对第二中间信号进行滤波以确定信号参数；和比较器，用于比较信号参数和噪声相关参数以确定指示传入数据信号的相对信号强度的模式控制参数。

模式控制器还可以包括位于第一滤波器和第一平方器之间的第一子采样器，用于以第一速率对第一中间信号进行采样，并且向第一平方器输出采样的第一中间信号。模式控制器也可以包括位于第二滤波器和比较器之间的第二子采样器，用于以第二速率对信号参数进行采样，并且向比较器输出采样的信号参数。

模式控制器还可以包括输入定标器，用于在向绝对值单元输入传入信号之前将其与第一比例系数相乘。第一比例系数可以是系数2。第一比例系数可以是可编程的。

模式控制器还可以包括信号路径定标器，用于在向比较器输入信号参数之前将其与第二比例系数相乘。第二比例系数可以是系数2。第二比例系数可以是可编程的。

模式控制器还可以包括噪声相关路径定标器，用于在向比较器输入噪声相关信号之前将其与第三比例系数相乘。第三比例系数可以是系数2。第三比例系数可以是可编程的。

第一滤波器可以是有限脉冲响应滤波器，滑动平均滤波器，无限脉冲响应滤波器，泄漏积分滤波器或任何其他期望滤波器。类似地，第二滤波器可以是有限脉冲响应滤波器，滑动平均滤波器，无限脉冲响应滤波器，泄漏积分滤波器或任何其他期望滤波器。

尤其是，在一个实施例中，第一处理器是无限脉冲响应滤波器，而第二处理器是泄漏积分滤波器。在这种情况下，无限脉冲响应滤波器可以被构造成逼近期望的相关信号。在另一个实施例中，第一处理器是第一滑动平均滤波器，而第二处理器是第二滑动平均滤波器。

这些目的中的某些目的也可通过甚宽带接收器中的一种模式控制器来达到，所述模式控制器确定用于获取或跟踪甚宽带接收器的期望操作模式。模式控制器包括：用于确定传入数据信号的信号参数的信号路径；用于确定传入数据信号的基于噪声的参数的基于噪声的路径；用于处理信号参数和噪声相关参数以确定模式控制参数的处理器；和控制器，用于根据模式控制参数在获取模式和跟踪模式之间进行切换。

信号参数可以是信号强度的估计，而基于噪声的参数是信号加噪声强度(signal plus noise strength)的估计。处理器可以是比较器。

模式控制器还可以包括信号路径定标器，用于对信号参数进行定标以产生定标信号参数。处理器接着可以接收定标信号参数而不是信号参数。

模式控制器还可以包括噪声路径定标器，用于对基于噪声的参数进行定标以产生定标的基于噪声的参数。处理器接着可以接收定标的基于噪声的参数，而不是基于噪声的参数。

信号路径可以包括后跟平方器的滤波器。噪声路径可以包括后跟滤波器的平方器。

模式控制器还可以包括绝对值模块，用于确定传入数据信号的绝对值，并且向信号路径和基于噪声的路径提供数据信号的绝对值。

附图说明

可以容易地更加全面地理解本发明及其许多附带优点，因为参照以下结合附图所进行的详细描述可更好地理解本发明和所述优点，其中：

图1是基于本发明优选实施例的甚宽带(UWB)收发器的模块图；

图2是图1中基于本发明优选实施例的收发器的接收器，以及无线控制和接口部分的模块图；

图3是图2中基于本发明优选实施例的接收器的获取路径的模块图；

图4是图2中基于本发明优选实施例的接收器的跟踪路径的模块图；

图5的模块图说明了图2中基于本发明优选实施例的接收器的获取和跟踪路径；

图6是图5中基于本发明优选实施例的接收器的获取控制器的模块图；

图7A是基于本发明优选实施例的泄漏积分滤波器的模块图；

图7B是基于本发明优选实施例的滑动平均滤波器的模块图；

图7C是基于本发明优选实施例的双极无限脉冲响应滤波器的模块图；

图7D是基于本发明优选实施例的有限脉冲响应滤波器的模块图；

图8是图1的UWB收发器的更加详细的模块图；

图9是基于本发明优选实施例的二相单脉冲流的时序图；

图10A的时序图根据本发明的优选实施例示出了单码片模拟码字；

图10B的时序图根据本发明的优选实施例示出了5码片模拟码字；

图11的时序图根据本发明的优选实施例示出了2码片数字码字；

图12A的时序图示出了传入信号和UWB收发器中本地产生的信号；

图12B的时序图示出了将图12A的传入信号和本地产生的信号进行比较的相关结果；

图13的误差信道的时序图，当传入信号和本地产生的信号相位接近时，所述误差信道指示传入信号和本地产生的信号之间的相位差；

图14A到14C的时序图针对图12B的相关曲线示出了跟踪模式的工作；

图15的时序图示出了用于本发明优选实施例的实际操作的传入信号和相关信号；

图16是基于本发明优选实施例的模式控制器的状态图；

图17是基于本发明可选优选实施例的模式控制器的状态图；

图18是图6的获取控制器或锁定检测器的具体实施例的模块图；

图19根据图18的获取控制器的实施例示出了图16和17的获取状态机执行的步骤；

图20的图表根据图18的获取控制器或锁定检测器示出了K的各个数值的概率曲线的行为；

图21针对(B＝16)和(K＝50)示出了图18的获取控制器或锁定检测器的性能曲线；

图22示出了图5中模式控制器的获取控制器545或锁定检测器550的可选实施例；

图23示出了本发明的获取控制器或锁定检测器的另一个可选实施例，其中AGC初始化被用于确定模式控制器是否应当处于获取或跟踪模式；

图24图解了基于本发明优选实施例的处理器系统。

具体实施方式

现在参考附图描述更详细本发明的优选实施例。在所有附图中，用类似的附图标记表示相同或相应的部分。

收发器设计

图1是基于本发明优选实施例的甚宽带(UWB)收发器的模块图。如图1所示，收发器包含3个主要部件，即接收器1，无线控制器和接口3，以及发送器5。接收器1包含接收天线10，前端15，UWB波形相关器20和接收定时产生器25。发送器包含发送天线40，UWB波形发生器45，编码器50和发送定时产生器55。

虽然图中单个无线控制器和接口3用于接收器1和发送器5，然而可选实施例可以包含用于接收器1和发送器5中的每个的分立无线控制器和接口3。另外，在发送器和接收器之间切换的单独天线可以被用来取代分立的接收和发送天线10和40。接收和发送定时产生器25和55也可以被合并成单个定时发生器，或者可以保持为分立的单元。

无线控制器和接口3最好是基于处理器的单元，其通过硬连线逻辑，例如通过一或多个专用集成电路(ASIC)，或者通过一或多个可编程处理器实现。在操作中，无线控制器和接口3或者充当介质访问控制(MAC)控制器，或者充当通过接收器1和发送器5实现的UWB无线通信功能，与使用UWB通信信道和远程设备交换数据的应用之间的MAC接口。

当收发器正接收信号时，接收天线10将传入的UWB电磁波形转换成电信号(或光学信号)，并且向无线前端15提供此电信号。根据波形的类型，无线前端15处理电信号，使得信号的电平和信号的频谱分量适于UWB波形相关器20中的处理。这种处理可以包含频谱整形，例如匹配滤波，部分匹配滤波，简单滚降等等。

在前端处理之后，UWB波形相关器20接着使根据来自定时发生器25的时钟信号产生的不同候选信号与传入信号相关，以确定接收器1是否与传入信号同步，并且如果同步，确定接收的传入信号中包含的数据。

定时发生器25在无线控制器和接口3的控制下工作，以提供在UWB波形相关器20执行的相关处理中使用的时钟信号CLK_R。这个时钟信号CLK_R具有一个相位，该相位最好相对接收天线10上接收的传入信号而发生改变。UWB波形相关器使用时钟信号CLK_R在本地产生与传入信号的一部分匹配，并且具有时钟信号CLK_R的相位的相关信号。当本地产生的相关信号(本地产生的信号)和传入信号彼此相位对准时，UWB波形相关器20向无线控制器和接口3提供高信噪比(SNR)数据以进行后续处理。

概念上，UWB波形相关器20可以被认为具有包含本地信号的相关窗口。当时钟信号的相位相对传入信号的相位发生改变时，相关窗口被移动。接着将相关窗口与传入信号的瞬时抽样相比较，直到针对两个信号获得可接受的相关结果，其表明已经实现获取锁定。

在某些情况下，UWB波形相关器20的输出是数据本身。在其它情况下，UWB波形相关器20简单地提供中间相关结果，其中无线控制器和接口3使用中间相关结果确定数据，并且确定接收器1何时与传入信号同步。

UWB波形相关器20在两个操作模式下工作，即信号跟踪模式(″跟踪模式″)和信号获取模式(″获取模式″)。当同步没有出现或已经丢失同步，并且接收器1正试图实现这种同步时，使用获取模式。当同步已经出现并且需要保持同步时，使用跟踪模式。

在获取模式期间，无线控制器和接口3向接收器1提供控制信号以获得同步。这个控制信号指示接收器1滑动UWB波形相关器20内的相关窗口以尝试和匹配传入信号的相位，并且实现获取锁定。尤其是，通过调节从定时发生器25输出的时钟的相位和频率，直到获得期望的相关结果，来实现此目的。

一旦获得同步，接收器进入跟踪模式。在跟踪模式期间，收发器进行操作以保持和改进同步。尤其是，无线控制器和接口3分析来自UWB波形相关器20的相关结果以确定UWB波形相关器20中的相关窗口，即来自定时发生器的本地信号的相位是否需要调节。

另外，在跟踪模式期间，接收器1向无线控制器和接口3的输入端口(″接收数据输入″)提供数据，而无线控制器和接口3则通过输出端口(″接收数据输出″)向外部过程提供此数据。外部过程可以是利用通过接收器1接收的数据，或将通过发送器5发送到远程接收器的数据而执行的若干过程中的任何一个。

当收发器正发送信号时，无线控制器和接口3在输入端口(″发送数据输入″)上从外部源接收源数据。无线控制器和接口3接着通过输出端口(″发送数据输出″)向发送器5的编码器50提供数据。无线控制器和接口3还向发送器5提供用于识别UWB脉冲的信令序列的控制信号。如上所述，在本发明的某些实施例中，接收器1和发送器5的功能可以使用共同的资源，例如公共定时发生器和/或公共天线。

编码器50从无线控制器和接口3接收用户编码信息和数据，并且预处理数据和编码以提供UWB波形发生器45的定时输入。UWB波形发生器45接着产生按照波形和/或时间编码的UWB脉冲，以便向远程位置传送数据。编码器50根据从发送定时产生器55接收的定时信号执行这个功能。

编码器50产生控制信号，该控制信号是产生需要的调制所必需的。例如，编码器50可以得到串行位流并且利用前向纠错(FEC)算法(例如里德-索罗蒙码，格雷码，汉明码，卷积码等等)对其进行编码。编码器50也可以对数据进行交织以防止突发错误。编码器50也可以提供白化功能以防止出现″1″或″0″的长串。编码器50也可以提供特定于用户的扩频功能，例如产生作为一个表示比特(例如″1″比特的反相比特和″0″比特的非反相比特等等)的组来发送的预定长度码片化代码。编码器50可以将串行位流分割成子集，以便每个子波或每个码片化代码发送多个比特，并且产生多个控制信号以便影响如上所述的调制方案的任何组合(例如在Lathi，″Modern Digital and AnalogCommunications Systems″，Holt，Rinehart和Winston，1998中描述的，这里参考引用其整个内容)。

无线控制器和接口3可以提供有关在输入端口(″发送数据输入″)上从其接收数据的数据源的某种标识，例如用户ID等等。在本发明一个实施例中，这个用户ID可以被插入在传输序列中，好象信息分组的组头。在本发明的其它实施例中，用户ID本身可以被用来对数据进行编码，使得接收传输的接收器需要假定或具有关于用户ID的先验知识，以便了解数据。例如，ID可以被用来向快速调制控制信号提供不同的幅度信号(例如具有幅度″f″)，以作为向信号施加编码的方式。

来自编码器50的输出被提供给UWB波形发生器45，UWB波形发生器45接着根据其接收的命令信号产生具有按照脉冲时间的脉冲波形，其可以是任意数量的不同方案中的一个。UWB产生器45的输出接着被提供到发送天线40，发送天线40接着向接收器发送UWB能量。

在一个UWB调制方案中，可以使用传输脉冲(例如PPM，啁啾等等)的相对间隔对数据进行编码。在其它UWB调制方案中，可以如上所述(和/或Lathi中描述的)使用脉冲的形状(shape)对数据进行编码。应当注意，本发明能够组合时间调制(例如脉冲位置调制，啁啾等等)和其它操作脉冲的形状的调制方案。

以上能力有许多优点，例如从发送器5每个符号发送不止一个数据比特，等等。然而一个可能更加重要的性质是应用这种技术来实现扩频多用户系统，该系统需要多个扩频码(例如每个扩频码均具有尖峰自相关功能，并且共同具有低峰交叉相关功能，等等)。

另外，定时，相位，频率和幅度调制的组合为扩频码功能增加了额外的自由度，从而允许更加优化交叉相关和自相关特性。由于改进了自相关和交叉相关特性，本发明的系统改进了能力，从而允许许多收发器单元在接近的位置工作，但不受彼此的干扰的影响。

图2是图1中基于本发明优选实施例的收发器的接收器，以及无线控制和接口部分的模块图。如图2所示，UWB波形相关器20还包含脉冲形成网络(PFN)和定时器205，数据相关器210，以及误差信道相关器215。无线控制器和接口3包含第一和第二A/D转换器220和225，以及数字控制器230。下面会描述接收器1和无线控制器和接口3的操作。

根据从定时发生器25接收的时钟信号，PFN和定时器205产生一系列本地脉冲，例如矩形脉冲或子波(即，本地产生的信号)，其被提供给数据相关器210和误差信道相关器215。PFN和定时器205还向数据和误差信道相关器210和215提供控制信号，并且向第一和第二A/D转换器220和225提供时钟命令。控制信号控制数据和误差信道相关器210和215的操作，并且时钟信号指示第一和第二A/D转换器220和225对数据和误差信道相关器210和215的相应输出进行采样。

第一和第二A/D转换器220和225分别从数据和误差信道相关器210和215接收模拟输出，并且将其转换成数字信号，而数字信号则被提供给数字控制器230。数字控制器230接着确定是否接收到质量足够的信号(用于获取或保持信号锁定)，并且执行模式控制操作以选择接收器1当前应当处于跟踪模式还是获取模式。另外，如果接收器1处于跟踪模式，数字控制器230还向接收定时产生器25提供信息以改进信号锁定。

图3是基于本发明优选实施例的接收器中的数据路径的模块图。如图3所示，前端15包含放大器305；数据相关器210包含数据混合器310和数据积分器315；而定时发生器25包含本地振荡器(″LO″)320和相位控制器325。

放大器305在向数据相关器210发送传入信号之前对其进行放大。在可选实施例中，前端可以根据需要被修改成执行尽可能少的操作。例如，也可以根据需要执行滤波和诸如自动增益控制(AGC)的信号调节。

数据混合器310从前端15接收放大的传入信号，从PFN和定时器205接收本地产生的信号，并且混合两个信号以产生按时信号(on-time signal)。按时信号接着被提供给数据积分器315，数据积分器315在介于从PFN和定时器205接收的复位命令之间的时间段上对按时信号进行积分。通过第一A/D转换器向数字控制器230输出数据积分器315产生的积分按时信号，数字控制器230确定在获取模式是否出现成功获取，或者在跟踪模式是否保持数据锁定。

可选实施例可以使用被一或多个其它处理单元(诸如放大器，滤波器等等)分隔的多个混合器。第一混合器将输入信号降低至IF信号，第二混合器将信号降低至基带。

图4是基于本发明优选实施例的接收器中的误差信道路径的模块图。如图4所示，前端15包含放大器305；误差信道相关器215包含第一误差信道混合器405，第二误差信道混合器410，误差信道加法器415和误差信道积分器420；而定时发生器25包含本地振荡器320和相位控制器325。

第一误差信道混合器405从前端15接收放大的传入信号，从PFN和定时器205接收本地产生的信号的第一复本，并且混合两个信号。第二误差信道混合器410从前端15接收放大的传入信号，从PFN和定时器205接收本地产生的信号的第二复本，并且将两个信号相乘。

提供给第一和第二误差信道混合器405和410的本地产生的信号的第一和第二复本最好彼此延迟一个设置量，使得第一误差信道混合器405考察具有第一相位的本地产生的信号，而第二误差信道混合器410考察具有第二相位的本地产生的信号。这允许误差信道相关器215根据本地信号的两个不同的相位考察相关数值。根据这个比较，数字控制器230可以确定对本地信号相位的必要调节。

如上所述，可选实施例可以使用被一或多个其它处理单元(诸如放大器，滤波器等等)分隔的多个混合器。第一混合器将输入信号降低至IF信号，第二混合器将信号降低至基带。

在实现时，通过将提供给第一和第二误差信道混合器405和410的传入信号延迟一个所需的量，或者通过将提供给第一和第二误差信道混合器405和410的本地产生的信号的第一和第二复本的相位定位成与中央相位相距相同的量，可以在功能上实现传入信号的相位延迟。

本地振荡器320产生初始时钟信号。这个信号最好和传入信号具有相同频率，尽管不必如此。根据初始时钟信号和来自无线控制器和接口3(具体为数字控制器230)的相位控制信号，相位控制器325产生具有特定相位的本地产生的信号。当处理信号时，可以根据来自数字控制器230的指令调节这个相位。

在本发明的一个最优实施例中，传入信号的码片速率，初始时钟信号和本地产生的信号的码片速率全部标称(nominally)具有1.3GHz的频率，而提供给数据积分器315，误差积分器420和第二A/D转换器225的复位命令，以及提供给第一A/D转换器220的时钟信号具有100MHz的频率。然而在可选实施例中，这些频率可以改变。

图5的模块图示出了基于本发明优选实施例的接收器1的数据和误差信道路径。如图5所示，数字控制器230包含数据码处理器520，误差信道码处理器530和模式控制器540。模式控制器540还包含获取控制器545，锁定检测器550和误差信道控制器555。另外，从PFN和定时器205输出的本地信号的相位分别通过第一，第二和第三延迟505，510和515被延迟量值2τ，0τ和1τ。

数据码处理器520和误差信道码处理器530执行的功能在数字领域与数据相关器210和误差信道相关器215类似。正象数据相关器210混合传入信号和本地产生的信号以获得模拟领域的相关结果那样，数据码处理器520在数字领域执行类似的功能。数据码处理器520简单地接收传入数字信号和本地产生的数字信号，并且执行相关结果。误差信道处理器530使数字误差信号和数字码字相关以产生最终误差值。

虽然数据码处理器520和误差信道码处理器530可以具有相同的码字长度，然而不必如此。例如，数据码处理器520可以使用长度为4的码字，而误差信道码处理器530可以使用长度为1的码字。

必要时可以省略这些数字码处理器520和530(例如，如果码字长度被设置成等于1，则可以省略误差信道码处理器530)，但是其存在允许要接收的信号具有更高的可靠性，因为其允许进行附加的数字相关。这些单元的实现类似于相关器20中执行的操作，除了以数字逻辑的方式实现之外。

根据来自数据和误差信道码处理器520和530的结果，模式控制器540确定接收器1处于哪个模式，并且提供校正信号以改进接收器1的获取或跟踪。当接收器1处于获取模式时，获取控制器545确定是否已经适当获得信号。如果是，它将接收器改变成跟踪模式；如果不是，它等待下一组数据信号以进行另一次获取确定。

当接收器1处于跟踪模式时，锁定检测器550确定信号是否应当保持在跟踪模式。如果是，它等待下一组数据信号以进行另一次信号锁定确定；如果不是，它将接收器改变为获取模式。另外，当处于跟踪模式时，误差信道控制器555提供校正值以改进跟踪。

第一，第二和第三延迟505，510和515延迟本地信号，使得数据混合器310，第一误差信道混合器405和第二误差信道混合器410均接收相位略微不同的本地信号。这允许数据相关器210接收其相位足够接近传入信号的相位的本地产生的信号，并且允许误差信道相关器215接收两个本地产生的信号，其具有的相位是位于数据相关器210使用的本地产生的信号前后的设置量。

在图5示出的实施例中，PFN和定时器205产生的本地产生的信号的相位最好分别通过第一，第二和第三延迟505，510和515被延迟2τ，0τ和1τ(其中τ是设定延迟量)。然而在可选实施例中，可以改变这些延迟量和位置。另外，延迟可以被提供给传入信号而不是本地产生的信号。

图6是基于本发明优选实施例的获取控制器或锁定检测器的模块图。如图6所示，获取控制器545或锁定检测器550包含第一定标混合器605，绝对值模块610，第一平方器615，噪声路径滤波器620，噪声路径子采样器223，第二定标混合器625，信号路径滤波器630，信号路径子采样器223，第二平方器635，第三定标混合器640和比较器645。

在整个说明书中有时会使用术语″噪声路径″。这个术语是指包含噪声分量的噪声相关路径。它并不意味着路径只传递噪声。然而为了简单，它有时会被称作噪声路径。在本说明书中，术语″噪声路径″和″噪声相关路径″可以互换使用。

在这个实施例中，第一，第二和第三定标混合器605，625和640分别按照比例系数K₁，K₂和K₃将获取控制器545处理的信号的幅度定标在各个点上。在最简单的情况下，这些比例系数可以共同或单独等于1，在这种情况下可以完全省略相关的定标混合器。这些比例系数K₁，K₂和K₃可以在整个操作中是常数，或可以是可编程的。

通过具有分立的第二和第三定标混合器625和640，系统可允许第二混合器进行分数(fractional)定标。于是，即使第二和第三比例系数K₂和K₃被限制成整数，也可以针对第三比例系数K₃对其进行规格化。这意味着信号路径可具有比例系数1，而噪声路径具有K₂/K₃的有效比例系数。

虽然在某些优选实施例中比例系数可以取任意数值，然而在其它实施例中，某些比例系数可以被设置成系数2。这允许使用移位寄存器实现相关定标混合器，从而简化设计和实现。

在处理期间，绝对值模块610对从第一定标混合器605接收的信号执行绝对值功能，以便将接收的所有负数值转换成其相应的正数值。这种绝对值信号接着被提供给噪声路径(第一平方器615，噪声路径滤波器620和第二定标混合器625)和信号路径(信号路径滤波器630，第二平方器635和第三定标混合器640)。

噪声路径首先在第一平方器615上对绝对值信号进行平方，接着传送平方信号通过噪声路径滤波器620，并且根据需要用第二定标混合器625对滤波信号进行定标。这种与信号路径组合的结果产生了基于噪声的参数，它是对传入信号的噪声强度的估计。

噪声路径可以包含噪声路径子采样器623，噪声路径子采样器623以可以改变的周期性速率，例如每当第4个输出，每当第15个输出，每当第228个输出等等，周期性地对噪声路径滤波器620的输出进行采样。然而如果采样速率被均匀地设定为1，即对每个结果进行采样，则可以完全省略噪声路径子采样器223。

信号路径首先在信号路径滤波器630上对绝对值信号进行滤波，接着用第二平方器635对滤波信号进行平方，并且根据需要用第三定标混合器640对平方信号进行定标。这产生了一种信号参数，该信号参数是对传入信号的信号强度的估计。

信号路径信号可以包含信号路径子采样器633，信号路径子采样器623以可以改变的周期性速率，例如每当第4个输出，每当第15个输出，每当第228个输出等等，周期性地对信号路径滤波器630的输出进行采样。然而如果采样速率被均匀地设定为1，即对每个结果进行采样，则可以完全省略噪声路径子采样器223。另外，信号路径子采样器633的采样速率不必与噪声路径子采样器223的采样速率相同。

比较器645接着根据某些阈值条件比较基于噪声的参数和信号参数，以确定是否已经适当获得信号。根据这种阈值确定，比较器645输出模式控制参数，该模式控制参数指示接收器1是否应当处于获取或跟踪模式。最好是，如果输出信号高于阈值，则接收器1应当处于跟踪模式，而如果输出信号低于阈值，则接收器1应当切换到获取模式。

虽然在这个实施例中示出了比较器645，然而可选实施例可以使用更加复杂的处理器来处理信号参数和基于噪声的参数，以产生模式控制参数。例如，这种处理器可以对信号参数和基于噪声的参数执行非线性数学函数，并且使用该数学函数的结果确定模式控制参数。

最好选择噪声和信号路径滤波器620和630以提供有关噪声和信号强度的最优可能估计。在获取控制器545的优选实施例中，泄漏积分滤波器被用作噪声路径滤波器620，并且双极无限脉冲响应滤波器被用作信号路径滤波器630。在锁定检测器550的优选实施例中，滑动平均滤波器被用作噪声路径滤波器620和信号路径滤波器630。然而也可以使用各种其它的滤波器。

图7A是基于本发明优选实施例的泄漏积分滤波器的模块图。如图7A所示，泄漏积分器包含第一混合器705，加法器710，延迟715和第二混合器720。

在操作中，泄漏积分滤波器在第一混合器705上接收传入信号，其中用第一比例系数G对其进行定标。定标的传入信号接着被发送给加法器710，其中将其与第二混合器720提供的反馈信号相加。加法器710的输出作为滤波结果，并且也被提供给延迟715。延迟715的输出接着被提供给第二混合器720，其中根据第二比例系数H对其进行定标。于是泄漏积分滤波器根据以下等式工作。

y_n＝Gx_n+Hy_n-1      (1)

其中x_n是传入信号的当前数值，y_n是滤波结果的当前数值，y_n-1是滤波结果的前一数值，而G和H分别是第一和第二比例系数。

第一和第二比例系数G和H最好均小于1，以便为滤波器提供稳定性。在一个最优实施例中，以下等式成立：

G＝α(2)

H＝(1-α)(3)

其中α是小于1的实数。然而可以使用第一和第二比例系数G和H的可选数值。

图7B是基于本发明优选实施例的滑动平均滤波器的模块图。如图7B所示，滑动平均滤波器包含第一至第三延迟725，730和735，加法器740以及定标混合器745。

在操作中，图7B的滑动平均滤波器的实施例在第一延迟725上接收传入信号，并且传送延迟信号通过第二和第三延迟730和735。传入信号和第一至第三延迟725，730，735分别输出的第一至第三延迟信号作为输入被提供给加法器740。这4个数值在加法器740上相加在一起，并且在定标混合器745中通过比例系数D定标。在这个实施例中比例系数等于1/4。于是如等式(3)所示，滑动平均滤波器对传入信号的当前数值，以及传入信号的前3个数值的结果求平均值。

$y_n=\frac{x_n+x_{n-1}+x_{n-2}+x_{n-3}}{4}---\left(4\right)$

其中y_n是当前滤波结果，x_n是传入信号的当前数值，x_n-1，x_n-2和x_n-3是传入信号的前3个数值。

在这个实施例中，对输入信号的4个数值求平均值以获得滤波结果。在可选实施例中，可根据需要增加或减少这个数量。并且，虽然在这个实施例中比例系数D等于1/4，然而可以容易地将其改变成任意期望数值，包含1。如果(D＝1)，则可以省略定标混合器745。

图7C是基于本发明优选实施例的双极无限脉冲响应滤波器的模块图。如图7C所示，无限脉冲响应滤波器包含第一和第二加法器750和755，第一和第二延迟760和765，和第一和第二混合器770和775。

在操作中，无限脉冲响应滤波器在第一加法器750上接收当前传入信号x_n，其中将其与校正系数C相加以获得当前输出信号y_n。接着通过第一和第二延迟760和765延迟输出信号，以分别获得第一和第二延迟输出信号y_n-1和y_n-2。分别在第一和第二定标混合器770和775中通过第一和第二比例系数β₁和β₂对这些数值进行定标。接着在第二累加器755中从第一定标混合器770的输出中减去第二定标混合器775的输出以产生校正系数C，接着校正系数C被反馈给第一加法器750。根据第一和第二延迟输出信号y_n-1和y_n-2，以及第一和第二比例系数β₁和β₂的数值，这个校正值C可以为正或负。于是无限脉冲响应滤波器根据以下等式工作。

y_n＝x_n+(β₁y_n-1-β₂y_n-2)        (5)

其中x_n是传入信号的当前数值，y_n是滤波结果的当前数值，y_n-1和y_n-2是滤波结果的第一和第二延迟数值，而β₁和β₂分别是第一和第二比例系数。

最好从第一定标混合器770的输出中减去第二定标混合器775的输出，尽管其在可选实施例中可以是相反的。同样地，可以提供附加的延迟和定标信号以计算校正系数C。

图7D是基于本发明优选实施例的有限脉冲响应(FIR)滤波器的模块图。如图7D所示，滑动平均滤波器包含第一至第三延迟772，774和776，第一至第四定标混合器778，780，782和784，加法器786，和第五定标混合器788。

在操作中，图7D的FIR滤波器的实施例在第一延迟722上接收传入信号，并且传送延迟信号通过第二和第三延迟774和776。传入信号和分别从第一至第三延迟772，774，776输出的第一至第三延迟信号作为输入被分别提供给第一至第四定标混合器778，780，782和784。

第一至第四定标混合器778，780，782和784分别通过第一至第四比例系数α₁，α₂，α₃和α₄对其相应的输入信号进行定标。第一至第四定标混合器778，780，782和784的输出信号接着被提供给加法器786，加法器786将它们相加在一起。接着在第五定标混合器788中通过第五比例系数E对和数进行定标。

在这个实施例中，最好选择第一至第五比例系数α₁，α₂，α₃，α₄和E以匹配优选输入滤波器响应。等式(6)示出了当使用1/4的第五比例系数E时y_n的输出等式：

$y_n=\frac{{\mathrm{\α}}_1{x}_n+{\mathrm{\α}}_2{x}_{n-1}+{\mathrm{\α}}_3{x}_{n-2}+{\mathrm{\α}}_4{x}_{n-3}}{4}---\left(6\right)$

其中y_n是当前滤波结果，x_n是传入信号的当前数值，x_n-1，x_n-2和x_n-3是传入信号的前3个数值。

在这个实施例中，对输入信号的4个数值定标和相加以获得滤波结果。在可选实施例中，可根据需要增加或减少这个数量。并且比例系数E可以是任意期望数值，包含1。如果(E＝1)，则可以省略第五定标混合器788。

图8是图1的UWB收发器的更加详细的模块图。如图8所示，UWB收发器包含天线800，发送器/接收器(T/R)开关805，前端15，分割器810，多个相关器20₁-20_N，无线控制器和接口3，编码器50，波形发生器45，一组滤波器815，放大器820和定时发生器模块825。定时发生器模块825包含输出定时发生器825₀，和多个的输入定时发生器825₁-825_N。这个实施例允许多个″耙指(fingers)″(也被称作″臂(arms)″)同时处理传入信号，从而提高获取和跟踪的速度和效率。

根据收发器是否在发送或接收，T/R开关805将天线800连接到放大器820或前端15。在可选实施例中，可以通过各种方式省略T/R开关805，包含使用分立的发送和接收天线。

当通过天线800接收能量时，接收能量被耦合到T/R开关805，T/R开关805将能量作为传入信号传送给无线前端15。在提供传入信号给分割器810之前，无线前端15进行滤波，提取噪声并调节传入信号的幅度。

分割器810将传入信号分割成传入信号的N个复本，并且向不同的相关器20₁-20_N提供N个传入信号。相关器20₁-20_N中的每个从图8所示的定时发生器模块825的相应输入定时发生器825₁-825_N接收时钟输入信号。这些相关器中的每个对应于收发器的不同″耙指″。

如图8所示，输入定时发生器825₁-825_N接收相位和频率调节信号，但是也可以接收快速调制信号或其它控制信号。无线控制器和接口3也可以向定时发生器模块825提供控制信号(例如相位，频率和快速调制信号等等)以进行时间同步和调制控制。快速调制控制信号可以被用来实现例如啁啾波形，PPM波形(例如快速时间定标PPM波形)等等。

虽然未示出，无线控制器和接口3还向例如编码器50，波形发生器45，滤波器组815，放大器820，T/R开关805，前端15，相关器20₁-20_N(对应于图1的UWB波形相关器20)等等提供控制信号，以便控制例如放大器增益，信号波形，滤波器通带和标记功能(notch functions)，可选解调和检测处理，用户码，扩频码，覆盖码(cover codes)等等。

在信号获取期间，无线控制器和接口3调节输入定时发生器825₁的相位输入，以尝试使相关器20₁识别接收器上产生的信号的定时，并将其与到达信号的定时匹配。当接收信号和本地产生的信号彼此时间一致时，无线控制器和接口3检测出高信号强度或高SNR，并且开始跟踪，使得接收器与接收信号同步。

一旦同步，接收器会工作在跟踪模式，其中通过连续的相位调节系列操作调节输入定时发生器825₁，以抵消输入定时发生器825₁和传入信号的任何定时差。然而本发明的一个特征是，通过检测已知时间段上相位调节的均值，无线控制器和接口3调节输入定时发生器825₁的频率，使得相位调节的均值为零。

在这种情况下频率得到调节，因为根据相位调节的模式可以发现在输入定时发生器825₁和接收信号的时钟之间存在频率偏移。可以在输入定时发生器825₂-825_N上执行类似操作，使得接收器的每个″耙指″可以恢复被延迟不同量值，例如多路径(即本地物体的反射导致的沿着不同路径的散射)导致的延迟的信号。

图8的收发器的一个特征在于，它包含多个跟踪相关器20₁-20_N。通过提供多个相关器，可获得若干优点。第一，可以更加快速地实现同步(即，通过操作并行相关臂组以发现不同码盘(code-wheel)分段上的强SNR点)。第二，在接收操作模式期间，多个臂可以解析和锁定到信号的不同多路径分量。通过相干加法，UWB通信系统使用来自不同多路径信号分量的能量来加强接收信号，从而改进信噪比。第三，通过提供多个跟踪相关器臂，也可以使用一个臂连续扫描信道以得到优于其它臂上正接收的信号的信号。

在本发明一个实施例中，如果，并且当扫描臂发现其SNR高于被用来解调数据的另一臂的多路径项时，切换臂的角色(即，具有更高SNR的臂被用来解调数据，而具有较低SNR的臂开始搜寻)。通过这种方式，通信系统动态适应改变的信道状况。

无线控制器和接口3从不同相关器20₁-20_N接收信息并且对数据进行解码。无线控制器和接口3还提供控制信号以控制前端15，例如增益，滤波器选择，滤波器调整等等，并且通过定时发生器模块825调节同步和跟踪操作。

另外，无线控制器和接口3充当本发明的通信链路特征和使用无线UWB通信链路执行其它功能的其它高层应用之间的接口。这些功能中的某些功能包含例如执行范围搜寻操作，无线电话，文件共享，个人数字助理(PDA)功能，嵌入控制功能，位置发现操作等等。

在图8示出的收发器的发送器部分，输出定时发生器825₀还从无线控制器和接口3接收用于编码UWB波形的相位，频率和/或快速调制调节信号。数据和用户码(通过控制信号)被提供给编码器50，其中在本发明的使用时间调制的实施例的情况下，编码器50向输出定时发生器825₀传送命令信号(例如Δt)以提供据以发送脉冲的时间。通过这种方式，可以将数据编码成发送波形。

当根据数据和/或代码调制不同脉冲的形状时，编码器50产生命令信号以作为选择用于在波形发生器45中产生特定波形的不同形状的方式。例如，数据可以被组合成每信道符号多个数据比特。波形发生器45接着在定时发生器825₀指示的特定时间产生要求的波形。通过T/R开关805，在通过天线800发送之前，波形发生器的输出接着在滤波器组815中被滤波，并且在放大器820中放大。

在本发明的另一个实施例中，发送功率足够低，使得无需T/R开关805，发送器和接收器便可以简单地交替关闭，而另一个处于工作状态。并且在本发明的某些实施例中，滤波器组815和放大器820均不需要，因为可直接从波形发生器45得到期望的功率电平和频谱。另外，根据本发明的实现，滤波器组815和放大器820可以被包含在波形发生器45中。

所公开的UWB通信系统的一个特征在于，例如通过使用高码片速率，可以使发送波形具有几乎连续的功率流，其中波形中的各个子波几乎背靠背地定位。这种构造允许系统在低峰电压下工作，然而产生足够的平均发送功率以便有效工作。结果，亚微米(sub-micron)几何尺寸的CMOS开关，例如工作在1伏电压下的CMOS开关可以被用来直接驱动天线800，使得不需要放大器820。通过这种方式，全部无线设备可以被集成在单独的单片集成电路上。

在某些工作条件下，系统可以在没有滤波器组815的情况下工作。然而如果系统要和例如另一个无线系统一起工作，滤波器组815可以被用来提供标记功能以限制其它无线系统的干扰。通过这种方式，系统可以同时与其它无线系统一起工作，从而提供胜过常规设备的优点，其中常规设备使用直接连接到天线的雪崩型设备，使得它难以在其中包含滤波器。

收发器信号

现在参照图9-14描述上述收发器的优选实施例的操作。在这个实施例中，收发器使用二相单脉冲来传送信息。图9-11的时序图示出了发送信号的各种排列；图12A-14C的时序图示出了误差信道的操作；而图15的时序图示出了用于本发明优选实施例的实际操作的传入信号和相关信号。

二相单脉冲

图9是基于本发明优选实施例的二相单脉冲流的时序图。如图9所示，每个二相单脉冲900是具有彼此邻近形成的正峰和负峰的信号。单脉冲的极性可以根据需要而被反置，并且这种极性差被用来传递信息。

根据本发明的优选实施例，使用单脉冲的数据信号通过模拟码片发送最低级的信息比特。每个模拟码片具有指示码片持续时间的设定模拟码片周期T_ac，和相应的模拟码片频率F_ac(或模拟码片速率)，并且包含表示信息的比特或部分比特的单独单脉冲。

不幸的是，由于单脉冲的性质，非常难以精确测量单脉冲的宽度。然而，相对易于测量单脉冲的峰-峰脉冲宽度T_p。因此，实际上，有必要设置模拟码片周期T_ac和单脉冲的峰-峰脉冲宽度T_p之间的关系，使得峰-峰脉冲宽度T_p被设置成低于模拟码片周期T_ac，即：

T_p＜T_ac    (7)

在优选实施例中，T_p大约是T_ac的数值的1/9。

模拟码片周期T_ac被测量为邻近单脉冲900上的相应峰之间的时间。可以根据需要选择模拟码片的实际开始和结束点，假定它们不与单脉冲900的时间间隔重叠。图9示出了一个实施例，其中模拟码片被定义成在单脉冲900前后具有大约相等的死区部分。然而在可选实施例中，可以改变模拟码片的开始和结束点的位置。在一个优选实施例中，峰-峰脉冲宽度T_p为大约80ps，而模拟码片周期T_ac为大约770ps。

模拟码字

各个模拟码片被一起排序成模拟码字，以便按指定数据速率传送数据，其中每个模拟码字对应于要传送的信息的比特或部分比特。模拟码字具有指示模拟码字持续时间的模拟码字周期T_aw，和相关的模拟码字频率F_aw。这可以对应于数据速率，尽管不必如此。图10A和10B示出了模拟码字的两个例子。

图10A的时序图根据本发明的优选实施例示出了单码片模拟码字。这个简单例子具有包含单独模拟码片的模拟码字。在这种情况下，模拟码字周期T_aw和模拟码片周期T_ac相同(即，按照相同频率发送模拟码片和模拟码字)。如图10A所示，模拟码片的一个特定取向对应于模拟″1″，而模拟码片的另一个取向对应于模拟″0″。这在可选实施例中可以是相反的。

图10B的时序图根据本发明的优选实施例示出了5码片模拟码字。这个实施例具有包含5个模拟码片的模拟码字。在这种情况下，模拟码字周期是模拟码片周期的5倍(即，按照模拟码片频率的1/5发送模拟码字)。

换言之：

T_aw＝n*T_ac    (8)

对于n码片模拟码字。于是，模拟码片周期T_ac和每个模拟码字的模拟码片数量n决定模拟码字的周期T_aw。

如图10B所示，5个模拟码片的特定取向对应于模拟″1″，而该取向的逆取向对应于模拟″0″。模拟码字内码片取向和排列的特定选择不是关键的，而是可以根据需要改变。重要的是模拟″1″和模拟″0″码字彼此反置。

一个优选实施例包含每个模拟码字13个模拟码片，并且设置1.3GHz的模拟码片频率(770ps模拟码片周期)。这导致100MHz(10ns模拟码字周期)的模拟码字频率，其对应于每秒100兆位信息的模拟数据传送速率。

可以根据需要改变峰-峰脉冲宽度T_p，模拟码片周期T_ac，模拟码片频率F_ac，每个模拟码字的模拟码片数量n，模拟码字周期T_aw和模拟码字频率F_aw这样的各种参数，以实现收发器的期望性能特性。例如，图10A和10B公开的实施例具有相同的模拟码字周期T_aw，无论模拟码片数量n有何不同。这意味着在图10A的实施例的单独单脉冲中使用指定模拟码字周期T_aw的发送功率，但是在图10B的实施例中扩展在5个单脉冲上。可选实施例显然可以根据需要改变这些参数。

数字码字

模拟码字可以被合并成数字码字，数字码字传递收发器发送或接收的信号数据。在这种情况下，模拟码字被用作数字码片以产生数字码字。于是，每个数字码片具有等于模拟码字周期T_aw的数字码片周期T_dc，和等于模拟码字频率F_aw的数字码片频率F_dw。换言之：

T_dc＝T_aw    (9)

F_dc＝F_aw    (10)

通过均衡传输速度和可靠性的需求，确定被用来形成数字码字(即模拟码字)的数字码片的数量m。在其最简单的形式中，数字码字可以包含单独的数字码片(m＝1)，所以可以按照模拟码字频率进行发送。随着数字码字的尺寸的提高，传输可靠性和平均发送功率在指定范围内提高，但是实际数据传输速度降低。图11示出了数字码字的例子。

图11的时序图根据本发明的优选实施例示出了2码片数字码字。这个实施例具有包含两个模拟码片(m＝2)的数字码字。在这种情况下，数字码字周期T_dw是数字码片周期的双倍(即按照数字码片的频率的一半发送数字码字)。换言之：

T_dw＝m*T_dc    (11)

如图11所示，两个数字码片的一个特定排列对应于数字″1″，而该取向的反置对应于数字″0″。然而数字码字内数字码片的特定选择和排列不是关键的，而是可以根据需要改变。虽然在使用相反的排列时在解码方面有一定的优点，然而这不是必要的。例如，数字″1″可以由模拟″11″构成，而数字″0″可以由模拟″01″构成。

另外，随着每个数字码字的数字码片数量提高到超过1，每个数字码字可以编码的信息比特超过二元。不同于简单地对″0″或″1″进行编码，二进制码字可以对″0″，″1″，″2″或″3″，或者每个数字码字的数字码片数量所允许的任何其他编码层次进行编码。(注意：对于模拟码字也是如此。)

除了模拟码字之外使用数字码字的一个优点是在操作期间可以容易地改变数字码字的尺寸。每个模拟码字的模拟码片数量通常在设计被固定，而每个数字码字的数字码片数量可以在操作期间根据需要改变。例如可以进行此操作以改变传输的期望可靠性。于是，收发器可以在等于模拟传输速率的最大数据传输速率下工作，或者可以在降低的传输速率下工作，但是具有更大的可靠性。

一个优选实施例将模拟码字频率F_ac设置为100MHz(10ns模拟码字周期T_aw)，其对应于每秒100兆位信息的模拟数据传送速率。如果数字码字的尺寸m被设置成1，则以对应于每秒100兆位的数字数据传送速率的100MHz的数字码字频率F_dw发送数字码字。如果数字码字的尺寸m被设置成2，则以对应于每秒50兆位的数字数据传送速率的50MHz(模拟码字频率的一半)的数字码字频率发送数字码字F_dw。随着数字码字尺寸的提高，数字码字频率和数字数据传送速率会相应降低。最终，可以如图所示的那样改变数字码字的尺寸，直到获得数据速率和可靠性的期望平衡。

最重要的是，可以针对不同的传输改变这个数字码字长度。如果干扰水平较低并且预计有较少的差错，则可以选择较小的数字码字长度m以使数据传送速度最大。然而如果预计有大量的干扰，则可以选择较高的数字码字长度m，结果数据传送速度降低。

信号获取和跟踪

现在参照图12A到14描述获取和跟踪操作。图12A和12B的时序图根据传入二相单脉冲信号和本地产生的二相单脉冲信号之间的相位差示出了两个信号的相关结果。尤其是，图12A的时序图示出了传入信号和UWB收发器中本地产生的信号；而图12B的时序图示出了将图12A的传入信号和本地产生的信号进行比较的相关结果。

如图12A所示，包含传入脉冲1202，1204和1206的传入信号1200按照某个被称作T_ac(即模拟码片周期)的固定时钟间隔到达。接着以类似于传入脉冲的方式，但是按照相对于传入信号的未知相位偏移Φ₀构成包含本地脉冲1212，1214和1216的本地产生的信号1210。接着将这2个信号相比较以获得相关结果，所述相关结果指示两个信号的相位的接近程度。

在图1-8所公开的优选实施例中，传入信号1200到达天线10，并且穿过前端15以到达获取相关器210。根据从定时发生器25接收的信号在PFN和定时器205中构成本地产生的信号1210。接着，传入信号1200和本地产生的信号1210在数据混合器310(获取混合器)中相乘，并且在数据积分器315(获取积分器)中积分以获得相关结果，所述相关结果被用于获取模式。传入信号1200和本地产生的信号1210在第一和第二误差信道混合器405和410(跟踪混合器)中按照两个延迟时间相乘，并且结果被用来获得误差信道(或误差信号)，其中当传入信号和和相位接近时，误差信道可以被用来确定传入信号和本地产生的信号之间的相位差Φ₀。在跟踪模式期间使用这个误差信道。

图12B示出了传入信号与获取积分器315输出的、作为时间(或相位，如果扫描相位)的函数的本地产生脉冲的相关结果1220的简化版本。这个结果传递通过第一A/D转换器220到达数字控制器230，数字控制器230使用该结果确定相关度。

当传入信号1200和本地产生的信号1210的相位对准良好时，在获取相关器210中存在最大相关。最初，不知两个信号是否彼此对准(同步)。于是，PFN和定时器205中产生的本地脉冲1212，1214，1216可以被定位在图12A所示的传入信号1200的传入脉冲1202，1204，1206之间。

在这种相位未对准的情况下，获取相关器210的输出的量级较小，这意味着信号具有较小的相关结果。为了使相关最大，在数字控制器230的控制下改变PFN和定时器205后面的相位控制器325的相位，直到在获取相关器210中本地产生的信号1210与传入信号1200同相。

如果来自获取相关器210的输出的信噪比(SNR)没有超过指定阈值T_R，则数字控制器230向相位控制器325发送信号以调节本地产生的信号1210的相位。同样地，本地脉冲1212，1214，1216滑动相位，直到它们在获取相关器210中与传入脉冲序列对准(同步)，并因此实现最大相关。

图12B示出了在获取相关器210中传入信号与作为时间(或相位，如果扫描相位)的函数的本地产生脉冲的相关结果1220。实际上，相关器210的输出的量级是传入信号和本地产生的信号之间的相位差Φ₀的函数。

设置SNR阈值T_R，以用来识别相关函数的具有期望相关度的特定部分。在指定时间(或相位)上检查相关结果1220，直到相关的超过示例性SNR阈值T_R的部分被发现。在相关超过示例性SNR阈值T_R的相位处，可以认为接收器与传入信号同步。

为了说明的清楚，在图12B中假定入站数据流1200包括单脉冲的所有相同取向。然而二相调制数据不会影响此讨论。并且，图12B只示出了没有加性噪声的相关信号。

如点1222所示，当信号的相位对准良好时，相关最大。此外，点1222和相关的相邻部分一起超过量级阈值T_R。可以根据需要改变阈值T_R以实现期望的相关度。事实上，当需要较高或较低的相关度时，可以在操作期间修改阈值T_R。

图13的简化时序图示出了误差信号的幅度，它是传入信号和本地产生的信号之间的相位差Φ₀的函数。如图13所示，误差信道1300是这样的信号，其具有其中传入信号和本地产生的信号相位非常不同的平坦区域F，其中传入信号和本地产生的信号相位略微接近的两个曲线区域C₁和C₂，和其中传入信号和本地产生的信号相位非常接近的近似线性区域L。

在图1到5公开的实施例中，误差信道对应于跟踪相关器215的输出。跟踪相关器在一个相位上混合传入信号和本地产生的信号，该相位具有所获得相位之前的设置量和所获得相位之后的设置量。

如果误差信道1300处于线性区域L，其量级与传入信号和本地产生的信号之间的相位差成比例。一旦它离开线性区域L，误差信道1300变成相位差的不良估计。

如图13所示，如果早期跟踪信号和后期跟踪信号之间的计算差的幅度为零，则传入信号和本地产生的信号之间的相位差为零，并且不需要执行校正(误差信道上的点P₁)。如果早期跟踪信号和后期跟踪信号之间的计算差的幅度为正数值A₊，则本地产生的信号的相位与传入信号的相位在指定方向偏离一个量值Φ₊(误差信道上的点P₃)。如果早期跟踪信号和后期跟踪信号之间的计算差的幅度为负数值A_-，则本地产生的信号的相位与传入信号的相位在相反方向偏离一个量值Φ_-(误差信道上的点P₂)。

误差曲线的确切形状，以及如何确定相位差则会取决于跟踪相关器215的实现。

图14A到14C的时序图针对图12B的相关曲线示出了跟踪模式的工作。如图12B所示，当相关信号的SNR(在这种情况下为幅度)超过阈值T_R时，获得传入信号。理想情况下，当相关信号的幅度最大时会出现这种情况。然而更可能的情况是相关信号位于超过阈值T_R的点上，而不是最大。另外，即使最初在理想相位上获得信号，然而在操作期间相位可能发生某种滑动，导致获取点滑动到相关曲线上不同于最大点的某个位置。

因此，一旦获得传入信号，接收器1便离开获取模式以进入跟踪模式。在跟踪模式中，跟踪相关器215确定本地产生的信号的相位是否正确，过高或过低，并且指定有关如何校正的指示。

图14A到14C图解了用于获取相位的3个可能条件。在图14A中，获取相位Φ_A1位于理想点；在图14B中，获取相位Φ_A2在理想点之后；而在图14C中，获取相位Φ_A3在理想点之前。在每种情况下，我们考察相位在获取相位之前偏离设置量τ的点，和相位在获取相位之后偏离相同量值τ的点。这2个点之间绘出的线的斜率的极性指示应当如何改变获取相位，并且斜率的量值指示应当何种程度地改变获取相位。

图14A示出了这样的情况，其中第一获取相位被选择为Φ_A1，导致第一跟踪相位Φ_T1在第一获取相位Φ_A1之前一个量值τ，而第二跟踪相位Φ_T2在第一获取相位Φ_A1之后一个量值τ。第一获取相位Φ_A1对应于相关曲线上的第一获取点A₁；而第一和第二跟踪相位Φ_T1和Φ_T2分别对应于相关曲线上的第一和第二跟踪点T₁和T₂。

在图14A中，第一获取点在相关曲线的最大点上，所以第一获取相位是相当正确的。结果，第一和第二跟踪点T₁和T₂在相关曲线上具有相同的量值。因此，第一和第二跟踪点T₁和T₂之间绘出的线具有零斜率，这指示不需要改变第一获取相位Φ_A1。

图14B示出了这样的情况，其中第二获取相位被选择为Φ_A2，导致第三跟踪相位Φ_T3在第二获取相位Φ_A2之前一个量值τ，而第四跟踪相位Φ_T4在第二获取相位Φ_A2之后一个量值τ。第二获取相位Φ_A2对应于相关曲线上的第二获取点A₂；而第三和第四跟踪相位Φ_T3和Φ_T4分别对应于相关曲线上的第三和第四跟踪点T₃和T₄。

在图14B中，第二获取相位Φ_A2其应当具有的值，这意味着第二获取点A₂的量值低于相关曲线上的最大点。此外，第三跟踪点T₃的量值高于第四跟踪点T₄。因此，第三和第四跟踪点T₃和T₄之间绘出的线具有负斜率，这指示应当减少第二获取相位Φ_A2。此外，当第二获取相位Φ_A2进一步滑离理想点时，第三和第四跟踪点T₃和T₄之间的线的斜率会减小，这指示第二获取相位Φ_A2必须被减少更大的量值。

图14C示出了这样的情况，其中第三获取相位被选择为Φ_A3，导致第五跟踪相位Φ_T5在第三获取相位Φ_A3之前一个量值τ，而第六跟踪相位Φ_T6在第三获取相位Φ_A3之后一个量值τ。第三获取相位Φ_A3对应于相关曲线上的第三获取点_A3；而第五和第六跟踪相位Φ_T5和Φ_T6分别对应于相关曲线上的第五和第六跟踪点T₅和T₆。

在图14C中，第三获取相位Φ_A3低于其应当具有的值，这意味着第三获取点A₃的量值低于相关曲线上的最大点。此外，第五跟踪点T₅的量值低于第六跟踪点T₆。因此，第五和第六跟踪点T₅和T₆之间绘出的线具有正斜率，这指示应当提高第三获取相位Φ_A3。此外，当第三获取相位Φ_A3进一步滑离理想点时，第五和第六跟踪点T₅和T₆之间的线的斜率会增加，这指示第三获取相位Φ_A3必须被提高更大的量值。

于是，具有关于指定获取相位两侧的两个跟踪点之间的线路的斜率的指示会非常有用。图13中处于线性区域L的误差信道就是这样一种估测。只要传入信号和本地产生的信号之间的相位差Φ₀足够小，使得误差信道处于线性区域L，误差信道信号便可以被用来计算两个跟踪点之间的线的斜率，该斜率可以被用来指示应当如何改变本地产生的信号的相位。

通过获得本地产生的信号的3个延迟相位(每个均在相位上相隔量值τ)，可以执行这种分析。第一信号(延迟量值0τ)被用作早期跟踪信号；第二信号(延迟量值1τ)被用作获取信号；而第三信号(延迟量值2τ)被用作后期跟踪信号。通过具有第一至第三延迟505，510和515，在图1-5的实施例中达到此目的。然而在可选实施例中，延迟可以被提供给传入信号，并且可以不经改变地传送本地产生的信号。

如图5所示，早期跟踪信号被提供给第一跟踪混合器405，后期跟踪信号被提供给第二跟踪混合器410，其中二者均接收传入信号的复本。这2个混合操作的结果被发送到跟踪加法器415以获得差值。在图4和5的优选实施例中，从第一跟踪混合器405的结果中减去第二跟踪混合器410的结果。图中示出此点只是为了进行图解说明。可以容易地进行相反的操作，其中从第二跟踪混合器410的结果中减去第一跟踪混合器405的结果。在这种情况下，唯一的差别在于从跟踪加法器415输出的信号的极性相反。

图13示出了从跟踪积分器420输出的误差跟踪结果，其是传入信号和本地产生的信号之间的相位差的函数。这个结果传递通过第二A/D转换器230以到达数字控制器230，数字控制器230使用该结果确定实际获取相位与理想获取相位的接近程度，以及应当如何改变实际获取相位以使其更接近理想获取相位。

收发器操作

图15的时序图示出了用于图1-7示出的本发明优选实施例的实际操作的传入信号和相关信号。

信号性质

为用于图1到7的收发器，最好用形状调制子波的序列产生UWB信号，其中也可以调制形状调制子波的出现时间。对于模拟调制，用模拟信号调制形状控制参数中的至少一个。更通常地，子波具有M种可能形状。数字信息被编码成使用M个子波形状和出现时间之一或其组合来传送信息。

在上述实施例中，每个子波使用例如二相的两个形状传送一个比特。在本发明的其它实施例中，每个子波可以被构造成传送q个比特，其中M≥2^q。例如，4个形状可以被构造成传送2比特，例如通过正交相位或4级幅度调制。在本发明的另一个实施例中，每个子波是代码序列中的″码片″，其中序列作为一个组来传送一或多个比特。代码的码片层次可以是M元的，其中针对每个码片从M个可能形状中选出。

在码片或子波层次，本发明的实施例产生UWB波形。通过各种技术调制UWB波形，所述技术包含但不局限于：(i)二相调制信号(+1，-1)，(ii)多级二相信号(+1，-1，+a1，-a1，+a2，-a2，...，+aN，-aN)，(iii)正交相位信号(+1，-1，+j，-j)，(iv)多相位信号(1，-1，exp(+jπ/N)，exp(-jπ/N)，exp(+jπ2/N)，exp(-jπ2/N)，...，exp(+jπ(N-1)/N)，exp(-jπ(N-1)/N))，(v)多级多相位信号(a_i exp(j2πβ/N)|a_i∈{1，a1，a2，...，aK}，β∈{0，1，...，N-1})，(vi)频率调制脉冲，(vii)脉冲位置调制(PPM)信号(可能以不同的候选时隙发送相同形状的脉冲)，(viii)M元调制波形g_Bi(t)，其中B_i∈{1，...，M}，和(ix)以上波形的任意组合，例如根据啁啾信令方案发送的多相位信道符号。然而相关领域技术人员可以理解，本发明适用于以上调制方案的变型和其它调制方案(例如在Lathi，″Modem Digital and Analog Communications Systems″，Holt，Rinehart和Winston，1998中描述的，这里参考引用该文献的全部内容)。

现在描述某些示例性波形和相关特性等式。例如，时间调制分量可以被定义如下。令t_i是第(i-1)个脉冲和第i个脉冲之间的时间间隔。因此，到第i个脉冲的总时间为 $\mathrm{Ti}=\underset{j=0}{\overset{i}{\mathrm{\Σ}}}{t}_j.$ 可以针对数据，部分扩频码或用户码，或其某种组合来编码信号T_i。例如，信号T_i可以是等间隔的，或是部分扩频码，其中T_i对应于啁啾，即T_i的序列的零交叉，并且对于a和k的预定集合， $\mathrm{Ti}=\sqrt{\frac{i-a}{k}}.$ 这里，也可以根据用户码或编码数据从有限集合中选择a和k。

可以使用M元调制描述本发明的实施例。下面的等式11可以被用来表示示例性发送或接收脉冲的序列，其中每个脉冲是形状调制的UWB子波g_Bi(t-T_i)。

$x\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{B_i}(t-T_i)---\left(12\right)$

在前面的等式中，下标i表示发送或接收的UWB脉冲序列中的第i个脉冲。子波函数g具有M个可能形状，因此B_i表示从数据到序列中第i个脉冲的M元调制形状中的一个的映射。子波产生器硬件(例如UWB波形发生器45)具有若干控制线(例如来自无线控制器和接口3)，其控制子波形状。因此，B_i可以被视作查找表中针对控制信号的M个组合的索引，这M个组合产生M个期望子波形状。编码器21组合数据流和码以产生M元状态。在波形相关器5和无线控制器和接口9中进行解调以恢复成初始数据流。时间位置和子波形状被组合成脉冲序列，以传送信息，实现用户码等等。

在上述情况中，信号包括从i＝0到无穷大的子波。随着i的递增，产生子波。下面的等式13可以被用来表示通用子波脉冲函数，可以逐个脉冲地改变其形状以传送信息或实现用户码等等。

$g_{B_i}\left(t\right)=\mathrm{Re}\left(B_{i,1}\right)\·f_{B_{i,2},B_{i,3},...}\left(t\right)+\mathrm{Im}\left(B_{i,1}\right)\·h_{B_{i,2},B_{i,3},...}\left(t\right)---\left(13\right)$

在上述等式中，函数f定义基本子波形状，而函数h只是函数f的Hilbert变换。参数B_i，1是允许调节每个子波脉冲的量值和相位的复数，即B_i，1＝a_i∠θ_i，其中从幅度的有限集合中选择a_i，并且从相位的有限集合中选择θ_i。参数{B_i，2，B_i，3，...}表示控制子波形状的通用参数组。

示例性波形序列x(t)可以基于一系列子波脉冲形状f，该系列子波脉冲形状是如下面的等式14定义的高斯波形的导数。

$f_{B_i}\left(t\right)=\mathrm{\Ψ}(B_{i,2},B_{i,3})\left(\frac{d^{B_{i,3}}}{{\mathrm{dt}}^{B_{i,3}}}{e}^{-{\[B_{i,2}t\]}^2}\right)---\left(14\right)$

在上述等式中，函数ψ()将f_Bi(t)的峰绝对值规格化成1。参数B_i，2控制脉冲时延和中心频率。参数B_i，3是导数数量(number ofderivativres)，并且控制带宽和中心频率。

另一个示例性波形序列x(t)可以基于一系列子波脉冲形状f，该系列子波脉冲形状是如下面的等式15定义的高斯加权正弦函数。

$f_{B_{i,2},B_{i,3},B_{i,4}}=f_{{\mathrm{\ω}}_{i,}{k}_{i,}{b}_i}\left(t\right)=e^{-{\[b_{i}t\]}^2}\sin ({\mathrm{\ω}}_{i}t+k_i{t}^2)---\left(15\right)$

在上述等式中，b_i控制脉冲时延，ω_i控制中心频率，并且k_i控制啁啾速率。除高斯以外，同样适用于本发明的其它示例性加权函数包含例如矩形，Hanning，Hamming，Blackman-Harris，Nutall，Taylor，Kaiser，Chebychev等等。

另一个示例性波形序列x(t)可以基于一系列子波脉冲形状f，该系列子波脉冲形状是如下面的等式16定义的逆指数加权正弦函数。

$g_{B_i}\left(t\right)=(\frac{1}{e^{\frac{-(t-t{1}_i)}{.3*{\mathrm{tr}}_i}}+1}-\frac{1}{e^{\frac{-(t-{t2}_i)}{.3*{\mathrm{tf}}_i}}+1})\·\sin ({\mathrm{\θ}}_i+{\mathrm{\ω}}_{i}t+k_i{t}^2)---\left(16\right)$

其中{B_i，2，B_i，3，B_i，4，B_i，5，B_i，6，B_i，7，B_i，8}＝{t1_i，t2_i，tr_i，tf_i，θ_i，ω_i，k_i}

在上述等式中，通过t1控制前沿开启时间，通过tr控制开启速率。通过t2控制后沿关闭时间，通过tf控制关闭速率。假定啁啾在t＝0处开始，并且T_D是脉冲时延，则通过θ控制起始相位，通过ω控制起始频率，通过k控制啁啾速率，并且通过ω+kT_D控制停止频率。参数数值的示例性分配为ω＝1，tr＝tf＝0.25，t1＝tr/0.51，和t2＝T_D-tr/9。

本发明的特征在于，选择被用来控制子波形状的M元参数集合以形成UWB信号，其中g(t)的功率谱的中心频率f_c和带宽B满足2f_c＞B＞0.25f_c。应当注意，常规等式将同相和正交信号(例如通常被称作I和Q)定义为正弦和余弦项。然而一个重要发现是，这个常规定义对于UWB信号是不充分的。本发明认识到，使用这种常规定义会导致DC偏移问题和恶劣的性能。

此外，这种不充分性随着带宽远离.25f_c并趋向2f_c而逐渐恶化。示例性子波(或在例如共同待审的美国专利申请09/209,460中描述的子波，这里参考引用了该专利申请的内容)的关键属性在于，选择各个参数，使得等式12中的f和h均不具有DC分量，而f和h表现出UWB系统所需的较宽的相对带宽。

类似地，作为B＞.25f_c的结果，应当注意，UWB信号的匹配滤波器输出的时延通常只有少量的周期，甚至只有单个周期。

现在参照图15定义UWB子波的压缩(即相干匹配滤波)脉冲宽度。在图15中，子波的时域版本表示g(t)，而G(ω)表示富立叶变换(FT)版本。因此，匹配滤波被表示成G^*(ω)，即复共轭，使得匹配滤波器的输出为P(ω)＝G(ω)·G^*(ω)。通过对P(ω)执行逆富立叶变换(IFT)以获得p(t)，即压缩或匹配滤波脉冲，来观察时域中匹配滤波器的输出。通过T_C定义压缩脉冲p(t)的宽度，T_C是压缩脉冲的包络E(t)上比其峰值低6dB的点之间的时间，如图16所示。可以通过下面的等式17确定包络波形E(t)。

$E\left(t\right)=\sqrt{{\left(p\left(t\right)\right)}^2+{\left(p^H\left(t\right)\right)}^2}---\left(17\right)$

其中p^H(t)是p(t)的Hilbert变换。

因此，以上参数化波形是UWB子波函数的例子，其中可以控制所述UWB子波函数，以传送具有较大参数间隔的信息，所述信息用于形成具有良好自相关和交叉相关函数。对于数字调制，从基于接收要传送的数字数据的编码器的预定列表中选择参数中的每个参数。对于模拟调制，根据要传送的模拟信号的某个函数(例如按比例)动态改变至少一个参数。

获取和跟踪

如上所述，在操作中，接收器工作于获取或跟踪模式。当接收器已经锁定到传入信号时，接收器处于跟踪模式；当信号完整性显著退化或还没有被锁定时，接收器进入获取模式以获得或重新获得信号。

在获取模式中，通过天线10接收传入UWB信号。PFN和定时器205在本地产生其顺序对应于提供给发送信号的码的脉冲串。这个脉冲串接着在获取混合器310中与传入信号混合。获取积分器315对获取混合器310的输出进行积分，并且输出相关数值，该相关数值指示传入UWB信号和PFN和定时器205产生的脉冲串之间的相关。当其两个输入信号相位对准良好时，获取积分器315的输出具有最大相关数值。

最初，不知两个信号是否彼此对准。PFN和定时器205中产生的本地脉冲流可能与传入信号不同相，即本地脉冲流的脉冲出现在传入信号的脉冲之间。在这种情况下，从获取积分器315输出的相关数值会较小。为在这2个信号之间获得足够高的相关，相位控制器325改变PFN和定时器205中时钟的相位，直到产生的脉冲流在获取混合器310中与传入信号在相位上足够紧密地匹配。

通过使用从获取积分器315输出的相关的SNR的阈值T_R来对此进行控制。如果从获取积分器315输出的相关的SNE低于设定的阈值，则数字控制器230向相位控制器325发送信号以调节产生的本地脉冲流的相位。为此，重复调节本地振荡器320的相位以偏移本地脉冲流的相位，直到其与传入信号足够同相。于是，本地脉冲流滑动其同相，直到在获取混合器310中与传入信号时间对准，从而获得最大相关SNR。通过各种获取例程中的任意一种来确定出现最大相关SNR的点。

当使用术语″最大相关SNR″时，它表示高于设定阈值T_R的相关SNR，而不是绝对最大相关数值。根据阈值被设定的级别，″最大相关SNR″的位置的数目会发生改变。

当观察到具有足够质量的相关SNR，即观察到绝对相关SNR或与绝对相关峰相距可接受距离的点时，数字控制器230进行切换以使接收器1工作于跟踪模式。这里，有必要通过监视第一A/D转换器220的输出或数据码处理器520的输出上信号样本点的模式，来连续监视传入信号的信噪比(SNR)，以确定是否保持可接受服务质量，例如具有可接受比特差错率(BER)的数据速率。

在优选实施例中，第一A/D转换器220被设置成具有等于模拟码字频率F_aw的采样速率，从而提供每个模拟码字一个样本的采样速率。根据第一A/D转换器220的实现，所有这些样本具有3到8比特的数据比特宽度。因此，传入比特是具有A或-A的无噪声数值的样本点，其中A是信号幅度。幅度A表示传入信号″1″，而幅度-A表示传入信号″0″(由″-1″表示)。然而由于传入信号中的噪声，比特模式实际上在幅度A和-A周围变化。

由于不同的编码或信号反相，传入信号的解释会发生改变。例如，在可选实施例中，幅度A可以容易地表示传入信号″0″，而幅度-A可以表示传入信号″1″。

信号功率可以被表示成比特模式的绝对值的均值的平方，这对应于UWB信号的压缩后幅度。通过该均值周围的方差来指定噪声功率。为了确定是否适当地进行跟踪，有必要测量SNR以确定信号具有足够的SNR。

在本发明的优选实施例中，传入信号为二相信号，即它通过反相和非反相信道符号进行通信。通过函数Q(A/σ)理想地指定BER，其中A是信号幅度，σ是噪声标准偏差。作为一个例子，如果可容忍BER为10^-2(使得100个传入比特中允许有1个差错)，则系统会保持在跟踪模式，只要低于每100传入比特1个误差。

对于二相调制，BER与SNR相关。认识到这点，本发明人实现了估计SNR，使得能够肯定地确定优选操作模式，即获取或跟踪的机制和过程。对于这个系统，令接收样本为x_i＝b_iA+σn_i，其中b_i是比特值，b_iε{-1，1}，A是信号幅度，n_i是零均值、单位方差的白高斯噪声，σ是噪声分量的标准偏差。如果A/σ大于2.3，则|x_i|的统计性质与A+σn_i的统计性质近似相同。因此，绝对值的合理逼近为

|x_i|≈A+σn_i    (18)

当A/σ足够大，即大于大约2.3时。

本发明的模式控制器实现了有限状态机。图16是基于本发明优选实施例的模式控制器的状态图。模式控制器包含起始状态1600，获取状态1601和跟踪状态1602。

在获取状态1601中，获取控制器545在获取操作模式期间获得传入信号。在跟踪状态1602中，在跟踪操作模式期间，误差信道控制器555跟踪传入信号，锁定检测器550监视信号的SNR。通过确定何时模式控制器应当在状态之间进行切换，以及接收器应当处于何模式，变量L的数值驱动模式控制器。于是L是模式控制参数。

在操作中，模式控制器从初始状态1600开始。获取控制器545接着在状态1601中获得信号，并且重复确定L的数值。

在这个优选实施例中，如果SNR高于获得信号所需的设定获取阈值，L被设置成等于1，而如果SNR低于获取阈值，L被设置成等于-1。于是，如果L＝-1，模式控制器540保持在状态1601，而如果L＝1，则切换到跟踪状态1602。这个过程在操作期间不断重复，直到模式控制器540切换到跟踪状态1602(即直到L＝1)。

一旦模式控制器540切换到跟踪状态1602，误差信道控制器555接着跟踪信号。这里锁定检测器550再次重复确定L的数值。

在这个优选实施例中，如果SNR高于保持跟踪所需的设定跟踪阈值，L被设置成等于1，而如果SNR低于跟踪阈值，L被设置成等于-1。于是，如果L＝1，模式控制器540保持在状态1602，而如果L＝-1，则切换回到获取状态1601。在操作期间不断重复这个过程。

在其它实施例中，模式控制器540也可以包含多个跟踪状态，如图17所示。图17是基于本发明可选优选实施例的模式控制器的状态图。在图17的实施例中，模式控制器540包含起始状态1700，获取状态1701和N个跟踪状态，如状态1702到1708所例示的。在这种情况下，N是大于1的整数。

类似于图16的模式控制器540，图17的模式控制器540从初始状态1700开始，接着在获取状态1701获得信号。如前面参照获取状态1601描述的那样执行获取。

在获取之后，模式控制器540来到第1个跟踪状态1702，其中计算L。象图16的实施例中那样，如果SNR高于保持跟踪所需的设定跟踪阈值，L被设置成等于1，而如果SNR低于跟踪阈值，L被设置成等于-1。

如果L＝1，模式控制器540保持在第1个跟踪状态1702；如果L＝-1，模式控制器540切换到第2个跟踪状态1704。接着再次确定L的数值。如果模式控制器540连续计算L＝-1，模式控制器540通过第3个跟踪状态1706一直切换到第N个跟踪状态1708。第1个跟踪状态1702可以被认为是初始跟踪状态，第2至第N个跟踪状态1704到1708可以被认为是中间状态。当处于这些中间状态时，接收器仍然处于跟踪模式。

然而如果在第N个跟踪状态1708L＝-1，模式控制器540跳出第N个跟踪状态1708并且返回到获取状态1701。这里，模式控制器540指示接收器重新获得信号。在获取之后，模式控制器540将控制返回到第1个跟踪状态1702，并且重复该过程。

当处于中间跟踪状态1704到1708时，L＝1的数值导致从跟踪状态i切换到跟踪状态(i-1)。于是，模式控制器可以从信号完整性不良的简短周期中恢复出来。

中间跟踪状态1704到1708的功能是防止在接收器接收到突发噪声时立即跳至重新获取状态。模式控制器540被构造成提高无线性能曲线的陡度，并且保证不出现意外的信号未锁定。于是，它需要较长的时间来变成未锁定，并且曲线变得陡峭。这些中间状态允许接收器承受间歇位差错而无需进入获取状态。中间状态数目的增加或减少可以调节对跟踪过程解锁所需的时间量。

这个功能在存在突发错误时尤其有用。这些突发错误导致短时间的位差错增加。然而如果信号易于解除锁定，这些间歇突发错误可导致信号进入频繁的重新获取状态，从而降低系统吞吐率。可以在例如ASIC的可编程处理器中实现图16和17所需的模式控制器540。

图17描述的模式控制器状态机的优选实施例可以包含3个中间跟踪状态。根据从信号完整性不良的周期中恢复出来所允许的时间量，可选实施例可以选择更多或更少的中间状态。

模式控制器-第一优选实施例

图6的实施例示出了这样的情况，其中模式控制器540根据信号和噪声功率的估测确定接收器1是否应当处于获取或跟踪模式。这个确定从计算两个参数开始：信号强度s₁的估计，和噪声加信号强度n₁的估计。图18是图6的获取控制器545或锁定检测器550的具体实施例的模块图。在这个实施例中，第一和第三比例系数K₁和K₂设置成1，而第二比例系数K₃被设置成K。因为(K₁＝K₃＝1)，第一和第三定标混合器615和640已经被省略。下面描述获取控制器545或锁定检测器550的操作。

等式19示出了s₁的计算，其中在传入信号的一组B个比特上累加样本x_i，并且接着求平方。类似地，等式20示出了n₁的计算，其中在传入信号的一组B个比特上累加x_i的平方。

$s_1={\left(\underset{i=1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}\right|x_i\left|\right)}^2---\left(19\right)$

$n_1=\underset{i=1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i^2---\left(20\right)$

锁定参数L确定信号是否满足SNR要求。锁定常数K影响L为1的概率，即信号必须满足的阈值。于是，对于可接受的SNR，s₁应当比n₁高出一个等于锁定常数K的系数。同样地，该过程在等式21中比较s₁和n₁。如果信号功率足够大于噪声功率，则L＝1，表示有足够的SNR。相反，如果信号功率与噪声功率相比不足够大，则L＝-1，表示SNR不足。

L＝sign(s₁-Kn₁)     (21)

这里，s₁和n₁是随机变量。等式22-24示出了s₁，n₁和s₁-Kn₁的预计数值，其中等式18的|x_i|被代入等式19和20中，并且得到预计数值。

$E\left(s_1\right)=E\[{\left\{\underset{i=1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}(A+k_i\mathrm{\σ})\right\}}^2\]$

$=E\[B^2{A}^2+{\mathrm{\σ}}^2\underset{i-1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}{k}_i^2+2\mathrm{BA\σ}\underset{i=1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}{k}_i\]$

$=B^2{A}^2+B{\mathrm{\σ}}^2---\left(22\right)$

其中ki是零均值和单位方差，E[(∑k_i)²]＝B并且E[∑k_i]＝0。

$E\left(n_1\right)=E\[\underset{i=1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}{(A+k_i\mathrm{\σ})}^2\]$

$=E[{\mathrm{BA}}^2+{\mathrm{\σ}}^2\underset{i-1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}{k}_i^2+2\mathrm{A\σ}\underset{i=1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}{k}_i]$

$={\mathrm{BA}}^2+B{\mathrm{\σ}}^2---\left(23\right)$

类似地，k_i项被化简。于是，

E(s₁-Kn₁)＝B²A²+Bσ²-KBA²-KBσ²

＝BA²(B-K)-Bσ²(K-1)     (24)

为保证在大部分时间L＝1，E(s₁-Kn₁)＞0。等价地，

$\frac{A^2}{{\mathrm{\σ}}^2}>\frac{K-1}{B-K}---\left(25\right)$

由于BER是SNR的函数，模式控制器通过改变等式25中K和B的数值来调节借以进入获取状态的BER阈值。这个数学分析为模式控制过程和机制提供了动力，因为它允许低成本，高可靠性的实现。

如等式19到25中描述的实施例所示，噪声和信号路径滤波器620和630是以系数B进行子采样的滑动平均滤波器。然而在可选实施例中也可以使用不同的滤波器。在这种情况下，等式19到25会被改变以适应所选择的滤波器的行为。另外，如果第一和第三比例系数K₁和K₂被设置成等于不同于1的数值，则将对应于这些数值的新常数加到需要的等式中。

如图18所示，在操作中，传入和采样数据流x_i穿过绝对值模块610，并且确定传入采样数据流的绝对值|x_i|。接着在并行计算中使用定标传入信号的绝对值|x_i|来确定噪声相关估计n₁和信号估计S₁。

通过在第一平方器615中求定标传入信号的绝对值|x_i|的平方并且接着在噪声路径滤波器620中对平方进行滤波，确定噪声相关估计n₁。接着在第二定标混合器625通过比例系数K对噪声相关估计n₁进行定标，并且定标噪声相关估计K_n1被提供给比较器645。K的数值最好在最初被设置成对应于期望BER。

通过在信号路径滤波器630中在设定数量的样本上对定标传入信号的绝对值|x_i|进行滤波，并且接着在第二平方器635中求滤波信号的平方，确定信号估计s₁。信号估计s₁接着被提供给比较器645。可选地，也可以在提供给比较器645之前对信号估计进行定标。

在比较器645处，比较信号估计s₁和定标噪声相关估计Kn₁以确定被锁定的传入信号的概率。这个比较产生锁定参数L。L被输入到模式控制器状态机1805。如参照图16和17所述，根据这个信号，模式控制器状态机1805或者保持在当前状态，或者切换到不同状态。

比较器645输出L的数值，该数值确定信号是否具有要在获取状态下获得的足够质量，或者信号是否具有能够在跟踪状态下保持锁定的足够质量。因此不需要在等式24中对比值进行直接计算，因为等式24只被用来设定K的数值。等价地，可以根据模拟结果经验性地设定K的数值。这通常是在更复杂的滤波器被用于噪声和信号路径滤波器620和630时所使用的技术。

图19根据图6的模式控制器540的实施例示出了图18的模式控制器状态机1805所执行的步骤，其中无论是处于获取状态1601，1701还是跟踪状态1602，1702，1704，1706，1708(如图16和17所示)。

无论起始状态如何，模式控制器状态机1805均执行以下步骤。在步骤S1902，采集传入信号中的一组比特B。使用这组B个样本，当前状态1601，1602，1701，1702，1704，1706或1708计算一组中间参数S1904。根据这些中间参数，在步骤S1906计算输出参数，并且在步骤S1908提供这个输出参数以作为输出。

中间参数最好是信号参数和噪声相关参数。它们可以是前面参照模式控制器的第一优选实施例描述的s₁和n₁。如下面参照模式控制器的第二和第三优选实施例并结合图22所描述的，它们也可以是l和g，或l₁和g₁。可以不断监视这些参数，或可以按照设定周期进行采样。

最好在″带内″计算中间参数。换言之，在相同的带宽内计算它们。

在优选实施例中，输出参数是被称作锁定参数L的模式控制参数，其取值为1或-1。锁定参数L指示模式控制器状态机1805是否应当切换到新状态，以及新状态会是何状态。

如图16和17以及相关说明所示，锁定参数L指示该组B个样本是否具有足够切换到新状态的高SNR。在图16和17的实施例中，足够高的SNR会导致具有数值1的L，该数值会导致模式控制器状态机1805移动到跟踪状态，或切换到更低的跟踪状态。类似地，足够低的SNR会导致具有数值-1的L，该数值会导致模式控制器状态机1805移动到更高的跟踪状态，或切换到获取状态。

当处于不同状态时，模式控制器状态机1805的操作会略微不同。尤其是，当处于获取状态时，与处于跟踪状态时相比，可以略微不同地执行计算输出参数的步骤S1906。

在不使用子采样滑动平均滤波器的实施例中，可以不断地监视中间参数，即信号参数和噪声相关参数以检测有效锁定点的出现。在某些实施例中，噪声和信号路径滤波器620和630可以是有限脉冲响应(FIR)或无限脉冲响应(IIR)滤波器。

这种实施例的例子使用具有图7C描述的形式、被设计成具有与图12B的自相关脉冲形状紧密匹配的脉冲响应的IIR信号滤波器620。于是，在图18的信号估测路径中使用逼近匹配滤波器。

也可以使用等价方案，该方案使用具有不同结构的FIR滤波器或IIR滤波器。图18的噪声相关路径中使用的滤波器的例子是图7A示出的泄漏积分滤波器或图7B的滑动平均滤波器。也可以使用其它形式的FIR和IIR滤波器。

图20的图表根据图18的获取控制器或锁定检测器示出了K的各个数值的概率曲线的行为，其中子采样滑动平均滤波器被用于噪声和信号路径滤波器620和630。在这个实施例中，B的选定数值为16，并且以系数16对滤波器进行子采样。根据这些曲线可知，较大的K值将L驱动到较低的BER处的-1。如上所述，这个示例性实施例中的BER被设置成10^-2。这意味着允许每100个传入比特中有1个差错。如果BER到达或大于10^-2，则平均而言，模式控制器驱动接收器获得新信号。因为获取在损失系统吞吐率方面是″昂贵″的，因此选择获取常数K_A，使得10^-2BER处L＝1的概率较高。对于当前优选实施例，(K＝50)。

图21示出了图18中具有3个中间跟踪状态的模式控制器状态机1805的性能曲线。(参见图17。)锁定控制器使用(B＝16)和(K＝50)。通过计算在先进入跟踪状态之后进入获取状态所需的比特的平均数量，产生这个曲线。根据该曲线可知，在10^-2的BER处，系统会在1千万比特内解除锁定。该曲线显著提高，使得在10^-3的BER处，系统在极长的时间内保持锁定。

模式控制器-第二优选实施例

图22示出了图5中模式控制器的获取控制器545或锁定检测器550的可选实施例。如图22所示，获取控制器545或锁定检测器550包含绝对值模块2205，第一滤波器2210，第一子采样器2213，第一定标混合器2215，第一平方器2220，第二平方器2230，第二滤波器2235，第二子采样器2238，第二定标混合器2240和比较器2245。

通过例子描述图16和17中基于图22的锁定检测器550的跟踪状态机的跟踪状态1602，1702内发生的过程。在这个实施例中，通过计算两个参数l和g来计算SNR。等式26说明了如何计算l的预计数值，其中假定第一滤波器2310是滑动平均滤波器。等式26说明了如何计算g的预计数值，其中假定第二滤波器2335是滑动平均滤波器。

$l=\frac{1}{B}\underset{i=1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}\left|x_i\right|$

$E\left(l\right)=E\left[\frac{1}{B}\underset{i=1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}\right|x_i\left|\right]$

$=E[A+\frac{1}{B}\mathrm{\σ}\underset{i=1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}{k}_i]=A---\left(26\right)$

$g=\frac{1}{B}\underset{i=1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}{\left|x_i\right|}^2$

$E\left(g\right)=E\left[\frac{1}{B}\underset{i=1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}{\left|x_i\right|}^2\right]$

$=E[A^2+\frac{1}{B}2\mathrm{A\σ}\underset{i=1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}{k}_i+\frac{1}{B}{\mathrm{\σ}}^2\underset{i=1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}{k}_i^2]=A^2+{\mathrm{\σ}}^2---\left(27\right)$

l²估计信号功率。g-l²估计噪声功率。于是，根据定义，等式28示出了SNR的直接估计。

$\frac{l^2}{g-l^2}\≈\frac{A^2}{A^2+{\mathrm{\σ}}^2-A^2}=\frac{A^2}{{\mathrm{\σ}}^2}---\left(28\right)$

由于BER是SNR的函数，如上所述，可以确定和监视对应于期望BER的SNR。当SNR降至低于目标水平T_h时，模式控制器可以通过锁定参数L检测未锁定状态。同样地，本发明在等式29中比较SNR和目标水平。

如图22所示，在绝对值模块2205接收传入比特流x_i，其中绝对值模块2205计算传入比特流x_i的绝对值。这个绝对值接着在第一滤波器中被滤波，并且在第一定标混合器2215中与比例系数1/B相乘以确定l。接着对l的这个数值进行平方以确定数值l2。通过在第二平方器2230求x_i的平方，并且在第二滤波器2235中对平方进行滤波来确定数值g。该输出在第二定标混合器2240中与1/B相乘。比较器2245接着比较l和g以确定锁定参数L。锁定参数L被提供给控制器，其中模式控制器使用锁定参数L确定接收器应当处于跟踪模式还是获取模式。如图17所示，跟踪状态可以包含多个子状态，使得状态控制器也可以将接收器在多个跟踪子状态之间，以及跟踪和获取状态之间移动。

可以在第一滤波器2210和第一定标混合器2215之间提供第一子采样器2213。第一子采样器2213周期性地对第一滤波器2210的输出进行采样，其中周期性速率可以改变，例如每当第4个输出，每当第15个输出，每当第228个输出等等。然而如果采样速率被均匀地设定为1，即对每个结果进行采样，则可以完全省略第一子采样器2213。类似地，可以在第二滤波器2235和第二定标混合器2240之间提供第二子采样器2238。如上所述，如果其采样速率被均匀地设定为1，即对每个结果进行采样，则可以完全省略第二子采样器2238。第一和第二子采样器2213和2238的子采样时间不必相同。

如等式26到29描述的实施例所示，第一和第二滤波2210和2235是加法器。然而在可选实施例中也可以使用不同的滤波器。在这种情况下，等式26到29会被改变以适应所选择的滤波器的行为。

模式控制器-第三优选实施例

图23示出了本发明的获取控制器545或锁定检测器550的另一个可选实施例，其中在确定模式控制器是否应当处于获取或跟踪模式之前使用AGC初始化。在AGC初始化期间，估计噪声标准偏差v。

当通过测量噪声方差来初始化AGC时，量化水平有可能直接转换成BER。例如，如果噪声方差通过AGC控制被设置成某个任意数值，则A/D转换器输出的传入信号的幅度意味着与该幅度成比例的SNR。比例性常数取决于噪声方差被设定的水平。这个数值直接转换成BER。所以，通过在信号获取之前设置噪声方差，量化水平直接转换成BER。

通过使用这个估计的噪声标准偏差v，模式控制器540可以简单地监视从第一A/D转换器220或数据码处理器520输出的传入信号x_i以确定适当模式。

估计的噪声标准偏差被定标并且与传入信号x_i的经过滤波(可能还经过子采样)的绝对值相比较。如等式30所示的那样计算L：

L＝sign(q-K₅v)，(30)

其中q是传入比特流的滤波(可能还经过子采样)绝对值，K₅是比例系数，而v是估计的噪声标准偏差。

如图23所示，获取控制器545或锁定检测器550包含绝对值模块2305，滤波器2310，子采样器2315，定标混合器2320和比较器2325。

在绝对值模块2305上接收传入比特流x_i，其中绝对值模块2305计算传入比特流x_i的绝对值。接着在滤波器2310中对这个绝对值进行滤波以确定q的数值。在定标混合器2320上接收估计的噪声标准偏差v的数值，并且与比例系数K₅相乘。

比较器2245接着比较q和K₅v以确定锁定参数L。锁定参数L被提供给控制器，其中模式控制器使用锁定参数L确定接收器应当处于跟踪模式还是获得模式。如图17所示，跟踪状态可以包含多个子状态，使得状态控制器也可以将接收器在多个跟踪子状态之间，以及跟踪和获取状态之间移动。

可以在滤波器2310和比较器2325之间提供子采样器2315。子采样器2215周期性地对滤波器2310的输出进行采样，其中周期性速率可以改变，例如每当第4个输出，每当第15个输出，每当第228个输出等等。然而如果采样速率被均匀地设定为1，即对每个结果进行采样，则可以完全省略子采样器2215。

如果初始噪声方差估计v被低估，则SNR看上去会优于其实际值。另一方面，如果初始噪声方差估计v被高估，则SNR看上去会劣于其实际值。但是由于可以通过在处于跟踪模式时监视绝对值数据的散布来周期性更新噪声方差估计v，噪声方差估计v最终会收敛到合理数值。

虽然针对模式控制器示出了3个不同的实施例，然而它们应当被认为是示例性和有限的。可以有其它实施例。另外，可以根据需要组合各种实施例并与获取和跟踪匹配，以满足获取和跟踪的要求。

在更大的系统中使用收发器

参照图1到8描述的UWB收发器可以被用来执行无线传送功能，以便与作为堆栈协议体系结构的一部分的不同应用进行接口。在这种构造中，与有线I/O端口非常相象，UWB收发器执行作为针对应用的通信服务的信号产生，传输和接收功能，所述应用向收发器发送数据并且从收发器接收数据。此外，UWB收发器可以被用来向各种设备中的任何一个提供无线通信功能，所述设备可以包含通过有线技术或无线技术到其它设备的互连。于是，图1的UWB收发器可以被用作连接固定结构的局域网(LAN)的一部分，或连接例如移动设备的无线个人区域网络(WPAN)的一部分。

在任何这种实现中，微处理器系统领域的技术人员显然可以在使用根据本发明的教导而编程的常规通用微处理器的微处理器系统中方便地实现本发明的所有或一部分。软件领域的技术人员显然明白，普通程序员根据本发明的教导可以容易地准备适当的软件。

图24图解了基于本发明优选实施例的处理器系统2400。在这个实施例中，处理器系统2400包含处理器单元2401，显示器2415，一或多个输入设备2417，光标控制2419，打印机2421，网络链路2423，通信网络2425，主计算机2427，网际协议(IP)网络2429，和移动设备2431。处理器单元2401包含总线2403，处理器2405，主存储器2407，只读存储器(ROM)2409，存储设备2411，和通信接口2413。可选实施例可以省略各种单元。

总线2403在整个处理器单元内传送信息。它最好是数据总线或用于传送信息的其它通信机构。

处理器2405与总线2403连接并且处理信息。

主存储器2407可以是随机访问存储器(RAM)或其它动态存储器件(例如动态RAM(DRAM)，静态RAM(SRAM)，同步DRAM(SDRAM)，快擦写RAM)。它最好连接到总线2403以存储信息和要被处理器2405执行的指令。另外，主存储器2407也可以被用来在处理器2405执行的指令的执行期间存储临时变量或其它中间信息。

ROM 2409可以是简单的只读存储器，也可以是另一种静态存储器件(例如可编程ROM(PROM)，可擦除PROM(EPROM)，和电可擦除PROM(EEPROM))。它被连接到总线2403并且存储静态信息和处理器2405的指令。

存储设备2411可以是磁盘，光盘或任何其他适于存储数据的设备。它被提供并且连接到总线2403，并且存储信息和指令。

处理器单元2401也可以包含专用逻辑器件(例如专用集成电路(ASIC))或可配置逻辑器件(例如简单可编程逻辑器件(SPLD)，复杂可编程逻辑器件(CPLD)或可再编程现场可编程门阵列(FPGA))。其它可移动介质设备(例如光盘，磁带和可移动磁光盘介质)或固定高密度介质驱动器可以加到使用适当设备总线(例如小型计算机系统接口(SCSI)总线，增强集成器件电子技术(IDE)总线或超直接存储器访问(DMA)总线)的处理器单元2401上。处理器单元2401还可以包含光盘读取器，光盘读取-写入单元，或光盘点播机，其中的每个可以连接到相同设备总线或另一个设备总线。

处理器系统2401可以通过总线2403连接到显示器2415。显示单元可以是阴极射线管(CRT)，液晶显示器(LCD)或任何其他适于向系统用户显示信息的设备。显示器2415可以由显示器或图形卡来控制。

处理器系统2401最好连接到包含用于向处理器2405传送信息和命令选择的输入设备2417和光标控制2419的一或多个设备。一或多个输入设备可以包含键盘，小键盘或用于传送信息和命令选择的其它设备。光标控制2419可以是鼠标，轨迹球，光标方向键或用于向处理器2405传送方向信息和命令选择，并且用于控制光标在显示器2415上的移动的任何适当设备。

另外，打印机2421可以提供处理器系统2401存储和/或产生的数据结构或任何其他数据的打印列表。

响应处理器2405执行诸如主存储器2407的存储器中包含的一或多个指令的一或多个序列，处理器单元2401执行本发明的部分或所有处理步骤。可以从例如存储设备2411的另一个计算机可读介质将这种指令读取到主存储器2407中。多处理结构中的一或多个处理器也可以被用来执行主存储器2407中包含的指令序列。在可选实施例中，可以使用硬连线电路取代软件指令或与之结合。于是，本发明的实施例不局限于硬件电路和软件的任何特定组合。

如上所述，处理器单元2401包含根据本发明的教导而编程，用于包含这里描述的数据结构，表格，记录或其它数据的至少一个计算机可读介质或存储器。通过存储在任何一个计算机可读介质或其组合上，本发明包含用于控制系统2401的软件，用于驱动设备以实现本发明的软件，和用于允许系统2401与人类用户交互的软件。这种软件可以包含但不限于设备驱动程序，操作系统，开发工具和应用软件。这种计算机可读介质还包含本发明的计算机程序产品，用于执行实现本发明时所完成的所有或部分(如果处理是分布式的)处理。

本发明的计算机代码设备可以是任何解释或可执行代码机构，包含但不局限于脚本，可解释程序，动态链接库，Java或其它面向对象的类，和完全可执行程序。此外，本发明的处理的各个部分可以是分布式的，以得到良好的性能，可靠性和/或成本。

这里使用的术语″计算机可读介质″是指参与向处理器2405提供指令以便执行的任何介质。计算机可读介质可以采用许多形式，包含但不局限于非易失介质，易失介质和传输介质。非易失介质包含例如光盘，磁盘，和磁光盘，例如存储设备2411。易失介质包含动态存储器，例如主存储器2407。传输介质包含同轴电缆，铜线和光纤，包含有包括总线2403的导线。传输介质也可以具有声波或光波，例如在无线电波和红外数据通信期间产生的波。

计算机可读介质的共同形式包含例如硬盘，软盘，磁带，磁光盘，PROM(EPROM，EEPROM，快擦写EPROM)，DRAM，SRAM，SDRAM或任何其他磁介质，光盘(例如CD-ROM)，或任何其他光学介质，打孔卡，纸带，或其它具有孔图案的物理介质，载波，无载波传输，或任何其他可以被系统读取的介质。

各种形式的计算机可读介质可以用来向处理器2405提供一或多个指令的一或多个序列以便执行。例如，最初可以在远程计算机的磁盘上携带指令。使用调制解调器，远程计算机可以通过电话线向动态存储器远程加载用于实现所有或部分本发明的指令，并且发送指令。系统2401本地的调制解调器可以通过电话线接收数据，并且使用红外发送器将数据转换成红外信号。连接到总线2403的红外探测器可以接收红外信号传递的数据，并且将数据传送到总线2403上。总线2403向主存储器2407传递数据，处理器2405从主存储器2407取出数据并且执行指令。可选地，在被处理器2405执行之前或之后，主存储器2407接收的指令可以存储设备2411上。

通信接口2413提供连接到网络链路2423的双向UWB数据通信，网络链路2423连接到通信网络2425。通信网络2425可以是局域网(LAN)，个人局域网(PAN)等等。例如，通信接口2413可以是网络接口卡，通信网络可以是支持UWB的分组交换PAN。又例如，通信接口2413可以是UWB可访问非对称数字用户线路(ADSL)卡，综合业务数字网络(ISDN)卡或调制解调器，以提供针对相应类型的通信线路的数据通信连接。

通信接口2413也可以包含为网络链路2423提供不同于UWB连接的双向无线通信连接，或硬连线连接的硬件。于是，通信接口2413可以引入图1或图8的UWB收发器，以作为包含针对网络链路2423的硬连线和非UWB无线通信连接的通用接口的一部分。

网络链路2423通常通过一或多个网络提供到其它数据设备的数据通信。例如，网络链路2423可以提供通过LAN到主计算机2427，或到服务提供商操作的数据设备的连接，其中服务提供商通过IP网络2429提供数据通信服务。此外，网络链路2423可以通过通信网络2425向移动设备2431，例如个人数据助理(PDA)，膝上型计算机或蜂窝电话提供连接。

通信网络2425和IP网络2429最好者使用电气，电磁或光学信号传递数字数据流。通过各个网络传送的信号，和通过通信接口2413在网络链路2423上传送的、针对系统2401传递数字数据的信号是传送信息的载波的示例性形式。处理器单元2401可以通过通信网络2425，网络链路2423和通信接口2413发送通知和接收包含程序代码的数据。

显然，根据上述指导可以对本发明进行许多修改和改变。因而应当理解，在所附权利要求书的范围内可以通过不同于前面明确描述的方式的方式实现本发明。

Claims (18)

1.一种模式控制器，用于确定获取或跟踪传入数据信号的期望操作模式，包括：

数据相关性清除单元，用于接收传入数据信号，并且输出独立于传入数据信号中包含的数据、指示传入数据信号的强度的数据无关信号；

信号路径，其包括：用于操作数据无关信号以确定第一中间信号的第一处理器；和第一非线性函数单元，用于对第一中间信号执行非线性函数以确定信号参数；

噪声相关路径，其包括：第二非线性函数单元，用于对数据无关信号执行非线性函数以确定第二中间信号；和第二处理器，用于操作第二中间信号以确定噪声相关参数；以及

第三处理器，用于处理信号参数和噪声相关参数以确定指示传入数据信号的相对信号强度的模式控制参数。

2.如权利要求1所述的模式控制器，用于确定获取或跟踪传入数据信号的期望操作模式，还包括介于第一处理器和第一非线性函数单元之间的第一子采样器，用于以第一速率采样第一中间信号并且向第一非线性函数单元输出采样的第一中间信号。

3.如权利要求1所述的模式控制器，用于确定获取或跟踪传入数据信号的期望操作模式，还包括介于第二处理器和比较器之间的第二子采样器，用于以第二速率采样信号参数并且向比较器输出采样的信号参数。

4.如权利要求1所述的模式控制器，用于确定获取或跟踪传入数据信号的期望操作模式，还包括输入定标器，用于在向数据相关性清除单元输入传入信号之前将其与第一比例系数相乘。

5.如权利要求1所述的模式控制器，用于确定获取或跟踪传入数据信号的期望操作模式，还包括信号路径定标器，用于在向比较器输入信号参数之前将其与第二比例系数相乘。

6.如权利要求1所述的模式控制器，用于确定获取或跟踪传入数据信号的期望操作模式，还包括噪声相关路径定标器，用于在向比较器输入噪声相关信号之前将其与第三比例系数相乘。

7.如权利要求1所述的模式控制器，用于确定获取或跟踪传入数据信号的期望操作模式，其中第一处理器是第一滤波器。

8.如权利要求7所述的模式控制器，用于确定获取或跟踪传入数据信号的期望操作模式，其中第一滤波器是无限脉冲响应滤波器。

9.如权利要求1所述的模式控制器，用于确定获取或跟踪传入数据信号的期望操作模式，其中第二处理器是第二滤波器。

10.如权利要求9所述的模式控制器，用于确定获取或跟踪传入数据信号的期望操作模式，其中第二滤波器是无限脉冲响应滤波器。

11.如权利要求1所述的模式控制器，用于确定获取或跟踪传入数据信号的期望操作模式，其中数据相关性清除单元是输出传入信号的绝对值以作为数据无关信号的绝对值单元。

12.如权利要求1所述的模式控制器，用于确定获取或跟踪传入数据信号的期望操作模式，其中第一非线性函数单元是输出第一中间信号的平方以作为信号参数的第一平方器。

13.如权利要求1所述的模式控制器，用于确定获取或跟踪传入数据信号的期望操作模式，其中第二非线性函数单元是输出数据无关信号的平方以作为第二中间信号的第二平方器。

14.一种模式控制器，用于确定甚宽带接收器中获取或跟踪传入数据信号的期望操作模式，包括：

绝对值模块，用于确定传入数据信号的绝对值，并且向信号路径和基于噪声的路径提供数据信号的绝对值；

信号路径，用于确定传入数据信号的信号参数；

基于噪声的路径，用于确定传入数据信号的基于噪声的参数；

处理器，用于处理信号参数和噪声相关参数以确定模式控制参数；和

控制器，用于根据模式控制参数在获取模式和跟踪模式之间进行切换。

15.如权利要求14所述的模式控制器，用于确定甚宽带接收器中获取或跟踪传入数据信号的期望操作模式，其中信号参数是信号强度的估计，而基于噪声的参数是信号加噪声强度的估计。

16.如权利要求14所述的模式控制器，用于确定甚宽带接收器中获取或跟踪传入数据信号的期望操作模式，其中处理器是比较器。

17.如权利要求14所述的模式控制器，用于确定甚宽带接收器中获取或跟踪传入数据信号的期望操作模式，还包括信号路径定标器，用于对信号参数进行定标以产生定标信号参数，其中处理器接收定标信号参数而不是信号参数。

18.如权利要求14所述的模式控制器，用于确定甚宽带接收器中获取或跟踪传入数据信号的期望操作模式，还包括噪声路径定标器，用于对基于噪声的参数进行定标以产生定标的基于噪声的参数，其中处理器接收定标的基于噪声的参数而不是基于噪声的参数。

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