KR100910071B1 - 초광대역 통신 시스템에서 신호 포착 및 추적용 모드 제어기 - Google Patents

Abstract

본원은 UWB 수신기에서 동작 모드를 제어하기 위한 시스템 및 방법을 제공하는 것이다. 한 가지 변형으로서, 상기 시스템 및 방법은 설정된 신호 샘플수를 판독하며, 모드 파라미터를 추정하며, 모드 확률(mode probability)을 계산하고 나서 상기 모드 확률값에 따라서 추적 및 포착 상태간을 유한 상태 기계에서 천이시킴으로써 동작 모드를 결정한다. 전형적인 모드 제어기 방식은 신호 대 잡음비 계산기, 신호 및 잡음 전력 추정기 및 AGC 초기화 회로를 포함한다.

신호 대 잡음비 계산기, 신호 및 잡음 전력 추정기, AGC 초기화 회로, 필터, 비교기

Description

초광대역 통신 시스템에서 신호 포착 및 추적용 모드 제어기{MODE CONTROLLER FOR SIGNAL ACQUISITION AND TRACKING IN AN ULTRA WIDEBAND COMMUNICATION SYSTEM}

관련 특허 문헌의 교차 참조

본 출원은 2000년 10월 10일자 출원된 발명의 명칭이 "MODE CONTROLLER FOR SIGNAL ACQUISITION AND TRACKING IN AN ULTRA WIDEBAND COMMUNICATION SYSTEM"인 미국 출원 번호 09/685,197 및 "ULTRA WIDE BANDWIDTH SPREAD-SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM"인 미국 특허 출원 09/209,460의 부분 연속 출원이다. 본 출원은 또한, 2001년 8월 10일자 출원된 발명의 명칭이 "MODE CONTROLLER FOR SIGNAL ACQUISITION AND TRACKING IN AN ULTRA WIDEBAND COMMUNICATION SYSTEM"인 미국 가출원 번호 60/311,114를 우선권 주장한 것이다.

본 발명은 초광대역폭(UWB) 시그널링 기술을 사용하는 무선 주파수 통신 수신기, 시스템 및 방법에 관한 것이다. 특히, 본 발명은, UWB 신호를 포착할 때 그리고 서비스 품질을 유지시키기 위하여 인입 UWB 신호를 추적할 때 수신기의 제어를 위하여 구성된 시스템 및 방법에 관한 것이다.

무선 통신 시스템에서, 송신기는 데이터를 받아들여 이를 변조하여 그 결과 파형을 증폭기 및 안테나에 전송하며, 상기 안테나는 상기 파형을 전기 신호로부터 전자기 방사로 변환시킨다. 이 전자기 방사는 공기를 통해서 전파되고 수신기에 결합된 안테나에 의해 전류로 변환된다. 그 후, 이들 전류(또는 전압)는 증폭되고 전기 신호를 디지털 샘플로 변환시키는 변환기로 전송되기 전 처리되고 나서, 상기 신호로부터 소스 정보를 추출하도록 처리된다.

수신기에서 특정한 서비스 품질을 유지시키기 위하여, 수신기는 인입 신호와 "동기(lock)"된다. 따라서, 수신기는 인입 신호의 신호 품질을 감시하고 상기 수신기가 충분한 품질의 신호가 수신되지 않는 신호 포착 동작 모드 또는 충분한 품질의 신호가 수신되는 신호 추적 동작 모드에 있어야 될 때를 결정하는 장치를 사용한다. 수신기 동기화는 "Chapter 8 of 'Digital Communications' B. Sklar, Prentice Hall, 1988"에 보다 상세히 설명되어 있으며, 이의 전체 내용이 본원에 참조되어 있다.

일부 무선장치(radios)는 수신기에 결합되는 모드 제어기를 갖는다. 이 모드 제어기는 수신된 인입 신호를 감시하여 신호 대 잡음비(SNR)가 수용가능한 서비스 품질을 유지할 정도로 충분한지 여부를 결정한다. 모드 제어기가 SNR이 불충분하다고 결정하면, 수신기는 추적 모드에서 포착 모드로 된다.

일부 무선장치는 RSSI(수신 신호 세기 표시자)를 사용하여, 모드 제어기가 어떤 모드, 즉 추적 또는 포착 모드인지를 결정한다. RSSI는 순수한 인입 신호 세기를 측정한다. 그러나, 이들 유형의 제어기가 지닌 문제점은, 잡음 전력이 상당히 증가하여 실제 신호 품질이 떨어져 수용될 수 없을 때에도, 신호 세기가 여전히 수 용가능하다는 것을 나타낸다는 것이다.

다른 무선장치는 2개의 RSSI를 사용하는데, 한 RSSI는 신호 전력을 측정하고 다른 RSSI는 잡음 전력을 측정한다. 잡음 전력은 어떤 신호에 의해 아마도 점유되지 않은 스펙트럼의 대역외 영역(out-of-band region)에서 측정된다. 잡음이 대역내 영역에서처럼 대역외 영역에서 동일하다면, 이 측정은 아마도, 대역내 영역에 대한 정확한 잡음 전력을 나타낸다. 그러나, 이 가정은 정확하지 않을 수 있다. 이 가정된 점유되지 않은 영역은 가정된 잡음 전력을 추정하는데 영향을 미치는 신호를 포함할 수 있다. 게다가, 대역외 잡음 전력은 대역내 잡음 전력과 동일하지 않을 수 있다. 이들 무선장치는 대역내 신호 측정 및 대역외 잡음 측정으로부터 SNR을 추정한다. 잡음이 상대적으로 작은 주파수 범위에 걸쳐서 거의 변화하지 않는다는 이하의 가정은 협대역 시스템을 위한 기술에 허용된다. UWB 시스템에 대한 대역외 잡음은 중요하지 않다. 그러므로, SNR을 보다 정확하게 추정하는 것이 바람직하다.

본 발명자는, 무선장치 성능을 정확하게 표시하기 위하여, 신호 및 잡음 전력 둘 다를 측정하여야 하고 이 두 측정치는 특히 UWB 시스템의 경우엔 대역내에 있어야 한다는 것을 인지한다. 무선장치 성능을 정확하게 표시하면은, 수신기가 수용가능한 비트 에러 레이트(BER)로 데이터를 수신하여야 할 때 신호를 포착하도록 시도하는 시간을 소모하기 때문에 시스템 처리량에 나쁜 영향을 미치는 잘못된 포착(missed acquisition)을 방지하고 수신기가 데이터 및 수용할 수 없는 BERs를 처리하도록 하는 거짓 포착(false acquisition)을 방지하면서, 모드 제어기가 무선장 치의 포착 및 추적 상태간에서 정확하게 스위치 되도록 한다.

이와 같은 포착 모드로의 잘못된 천이가 시스템에서 야기되어, 인입 신호가 예를 들어 버스트 에러 또는 간헐적인 신호 손실을 일으킬 수 있다. 인입 신호의 버스트 특성은 특히, UWB 채널에서 그러하다. 이들 버스트 통신 채널에서, 수신기는 종종, 짧은 정지(outage)로 인해 추적 상태로부터 벗어나 더이상 신호를 수신하지 않는다. 무선장치는 신호를 다시 포착하도록 시도하여, 수신 정지 시간이 상대적으로 짧을지라도 수용가능한 SNR을 얻도록 한다. 무선장치가 재포착을 시도하는 동안 이들 빈번한 수신 차단은 시스템의 효율적인 처리량에 나쁜 영향을 미친다.

문제는 서비스 품질 열화(예를 들어, 어떤 처리량에서 수용가능한 BER)를 최소화하는 방식으로 추적 상태 및 포착 상태간에서 수신기가 천이될 때를 효율적으로 결정하는 것이다.

본 발명의 선택적인 특징만이 지금부터 간략히 설명된다. 본 명세서 전반에 본 발명이 보다 완전하게 설명되어 있다.

본 발명의 목적은 배경 잡음에 대한 인입 UWB 신호의 신호 전력을 추정하여 SNR을 결정하고 상기 SNR으로부터 수신기가 포착 모드 또는 추적 모드가 되어야 하는지를 결정하는 동기화 모드 제어기를 포함하는 UWB 수신기를 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 SNR을 효율적으로 계산하는 프로세서를 사용하여 수신기가 포착 모드 또는 추적 모드가 되어야 하는지를 결정하는 모드 제어기를 포함하는 UWB 수신기를 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 특징은 종래 통신 시스템 방법의 상술된 문제점 및 그외 다른 문제점을 해결하는 것이다.

이들 및 그외 다른 목적은 UWB 전송을 수신하도록 구성된 무선 수신기에 의해 성취된다. 여러 가지 실시예가 본원에 서술되었지만, 한 실시예는 신호 대 잡음비 계산기를 포함하도록 되어 있는 반면에, 또 다른 실시예는 수신기가 인입 UWB 신호에 동기되는지 여부와 수신기가 포착 모드 또는 추적 모드에 있어야하는지 여부를 검출하기 위한 신호 및 잡음 전력 추정기를 포함하도록 되어 있다.

이들 목적들 중 일부는 또한, 인입 데이터 신호의 포착 또는 추적을 위하여 원하는 동작 모드를 결정하는 모드 제어기에 의해 성취된다. 모드 제어기는 인입 데이터 신호를 수신하고 상기 인입 데이터 신호에 포함된 데이터와 무관하게 상기 인입 데이터 신호의 세기를 표시하는 데이터-독립 신호를 출력하는 데이터 종속 제거 소자(data dependence removal element); 상기 데이터-독립 신호를 조정하여 제1 중간 신호를 결정하는 제1 프로세서 및 상기 제1 중간 신호에 대해 비선형 기능을 수행하여 신호 파라미터를 결정하는 제1 비선형 기능 소자를 포함하는 신호 경로; 상기 데이터-독립 신호에 대해 비선형 기능을 수행하여 제2 중간 신호를 결정하는 제2 비선형 기능 소자 및 상기 제2 중간 신호를 조정하여 잡음-관련 파라미터를 결정하는 제2 프로세서를 포함하는 잡음-관련 경로; 및, 상기 신호 파라미터 및 상기 잡음-관련 파라미터를 처리하여 상기 인입 데이터 신호의 상대 신호 세기를 나타내는 모드-제어 파라미터를 결정하는 제3 프로세서를 포함한다.

모드 제어기는 제1 비선형 기능 소자 및 제1 프로세서간에서 제1 서브샘플러를 더 포함하여, 제1 레이트로 상기 제1 중간 신호를 샘플링하여 샘플링된 제1 중간 신호를 제1 비선형 기능 소자에 출력시킨다. 모드 제어기는 또한, 비교기 및 제2 프로세서간에서 제2 서브샘플러를 더 포함하여, 제2 레이트로 신호 파라미터를 샘플링하여 샘플링된 신호 파라미터를 비교기에 출력시킨다.

모드 제어기는 데이터 종속 제거 소자에 입력되기 전 인입 신호를 제1 스케일링 팩터와 승산시키는 입력 스케일러(input scaler)를 더 포함할 수 있다. 이 제1 스케일링 팩터는 2 팩터일 수 있다. 이 제1 스케일링 팩터는 또한, 프로그램될 수 있다.

모드 제어기는 비교기로 입력되기 전 신호 파라미터를 제2 스케일링 팩터와 승산시키는 신호 경로 스케일러를 더 포함할 수 있다. 이 제2 스케일링 팩터는 2팩터일 수 있다. 이 제2 스케일링 팩터는 또한, 프로그램될 수 있다.

모드 제어기는 비교기로 입력되기 전 잡음-관련 신호를 제3 스케일링 팩터와 승산시키는 잡음-관련 경로 스케일러를 더 포함할 수 있다. 이 제3 스케일링 팩터는 2팩터일 수 있다. 이 제3 스케일링 팩터는 또한, 프로그램될 수 있다.

제1 프로세서는 제1 필터일 수 있다. 제1 필터는 유한 임펄스 응답 필터, 이동 평균 필터, 무한 임펄스 응답 필터, 누설 적분기 필터(leaky integrator filter) 또는 이외 다른 어떤 바람직한 필터일 수 있다. 유사하게, 제2 프로세서는 제2 필터일 수 있다. 제2 필터는 유한 임펄스 응답 필터, 이동 평균 필터, 무한 임펄스 응답 필터, 누설 적분기 필터 또는 이외 다른 어떤 바람직한 필터일 수 있다.

특히, 일 실시예에서, 제1 프로세서는 무한 임펄스 응답 필터인 반면에, 제2 프로세서는 누설 적분기 필터이다. 이 경우에, 무한 임펄스 응답 필터는 예측된 상관 신호를 근사화시키도록 셰이핑(shape)될 수 있다. 또 다른 실시예에서, 제1 프로세서는 제1 이동 평균 필터이고 제2 프로세서는 제2 이동 평균 필터이다.

데이터 종속 제거 소자는 인입 신호의 절대값을 데이터-독립 신호로서 출력하는 절대값 소자일 수 있다.

제1 비선형 기능 소자는 신호 파라미터로서 제1 중간 신호의 제곱(square)을 출력하는 제1 제곱기(squarer)이다. 마찬가지로, 제2 비선형 기능 소자는 제2 중간 신호로서 데이터-독립 신호의 제곱을 출력하는 제2 제곱기일 수 있다.

이들 목적중 일부는 또한, 인입 데이터 신호 포착 또는 추적하기 위하여 원하는 동작 모드를 결정하는 모드 제어기에 의해 성취된다. 이 모드 제어기는 인입 데이터 신호를 수신하여 상기 인입 데이터 신호의 절대값을 결정하는 절대값 소자; 상기 데이터 신호의 절대값을 필터링하여 제1 중간 신호를 결정하는 제1 필터 및 상기 제1 중간 신호를 제곱하여 신호 파라미터를 결정하는 제1 제곱기를 포함하는 신호 경로; 상기 인입 데이터 신호의 절대값을 제곱하여 제2 중간 신호를 결정하는 제2 제곱기 및 상기 제2 중간 신호를 필터링하여 잡음-관련 파라미터를 결정하는 제2 필터를 포함하는 잡음-관련 경로; 및 상기 신호 파라미터 및 상기 잡음-관련 파라미터를 비교하여 상기 인입 데이터 신호의 상대 신호 세기를 나타내는 모드-제어 파라미터를 결정하는 비교기를 포함한다.

모드 제어기는 제1 필터 및 제1 제곱기간에서 제1 서브 샘플러를 더 포함하여 제1 레이트로 제1 중간 신호를 샘플링하여 샘플링된 제1 중간 신호를 상기 제1 제곱기에 출력시킨다. 이 모드 제어기는 상기 제2 필터 및 비교기간에서 제2 서브샘플러를 더 포함하여 제2 레이트로 신호 파라미터를 샘플링하여 샘플링된 신호 파라미터를 비교기에 출력시킨다.

모드 제어기는 절대값 요소에 입력되기 전 인입 신호를 제1 스케일링 팩터와 승산시키는 입력 스케일러를 더 포함할 수 있다. 이 제1 스케일링 팩터는 2팩터일 수 있다. 이 제1 스케일링 팩터는 또한, 프로그램될 수 있다.

모드 제어기는 비교기로 입력되기 전 신호 파라미터를 제2 스케일링 팩터와 승산시키는 신호 경로 스케일러를 더 포함할 수 있다. 이 제2 스케일링 팩터는 2팩터일 수 있다. 이 제2 스케일링 팩터는 또한, 프로그램될 수 있다.

모드 제어기는 비교기로 입력되기 전 잡음-관련 신호를 제3 스케일링 팩터와 승산시키는 잡음-관련 경로 스케일러를 더 포함할 수 있다. 이 제3 스케일링 팩터는 2팩터일 수 있다. 이 제3 스케일링 팩터는 프로그램될 수 있다.

제1 필터는 유한 임펄스 응답 필터, 이동 평균 필터, 무한 임펄스 응답 필터, 누설 적분기 필터 또는 이외 다른 어떤 바람직한 필터일 수 있다. 유사하게, 제2 필터는 유한 임펄스 응답 필터, 이동 평균 필터, 무한 임펄스 응답 필터, 누설 적분기 필터 또는 이외 다른 어떤 바람직한 필터일 수 있다.

특히, 일 실시예에서, 제1 프로세서는 무한 임펄스 응답 필터인 반면에, 제2 프로세서는 누설 적분기 필터이다. 이 경우에, 무한 임펄스 응답 필터는 예측된 상관 신호를 근사화시키도록 셰이핑될 수 있다. 또 다른 실시예에서, 제1 프로세서는 제1 이동 평균 필터이고 제2 프로세서는 제2 이동 평균 필터이다.

이들 목적들중 일부는 또한, 초광대역폭 수신기에서 인입 데이터 신호의 바람직한 포착 또는 추적 동작 모드를 결정하는 모드 제어기에 의해 성취된다. 이 모드 제어기는 인입 데이터 신호의 신호 파라미터를 결정하는 신호 경로; 상기 인입 데이터 신호의 잡음-기반으로 한 파라미터를 결정하는 잡음-기반으로 한 경로; 상기 신호 파라미터 및 잡음-관련 파라미터를 처리하여, 모드-제어 파라미터를 결정하는 프로세서; 및, 상기 모드-제어 파라미터를 토대로 포착 모드 및 추적 모드 간을 천이시키는 제어기를 포함한다.

신호 파라미터는 신호 세기의 추정치일 수 있고, 잡음-기반으로 한 파라미터는 신호 더하기 잡음 세기의 추정치이다. 프로세서는 비교기 일 수 있다.

모드 제어기는 신호 파라미터를 스케일링하여 스케일링된 신호 파라미터를 발생시키는 신호 경로 스케일러를 더 포함할 수 있다. 그 후, 이 프로세서는 신호 파라미터라기보다 오히려 스케일링된 신호 파라미터를 수신할 수 있다.

모드 제어기는 잡음-기반으로 한 파라미터를 스케일링하여, 스케일링된 잡음-기반으로 한 파라미터를 발생시키는 잡음 경로 스케일러를 더 포함할 수 있다. 그 후, 이 프로세서는 잡음-기반으로 한 파라미터라기보다 오히려 스케일링된 잡음-기반으로 한 파라미터를 수신할 수 있다.

신호 경로는 제곱기보다 앞서 있는 필터를 포함할 수 있다. 잡음 경로는 필터보다 앞서 있는 제곱기를 포함할 수 있다.

모드 제어기는 인입 데이터 신호의 절대값을 결정하여 상기 데이터 신호의 절대값을 신호 경로 및 잡음-기반으로 한 경로에 제공하는 절대값 블록을 더 포함할 수 있다.

첨부한 도면을 고려한 이하의 설명으로부터 본 발명의 장점을 보다 완전히 이해할 수 있을 것이다.

도1은 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 초광대역(UWB) 송수신기의 블록도.

도2는 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 도1의 송수신기의 무선 제어 및 인터페이스부와 수신기의 블록도.

도3은 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 도2의 수신기의 포착 경로의 블록도.

도4는 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 도2의 수신기의 추적 경로의 블록도.

도5는 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 도2의 수신기의 포착 및 추적 경로를 도시한 블록도.

도6은 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 도5의 포착 제어기의 블록도.

도7A는 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 누설 적분기 필터의 블록도.

도7B는 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 이동 평균 필터의 블록도.

도7C는 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 2극 무한 임펄스 응답 필터의 블 록도.

도7D는 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 유한 임펄스 응답 필터의 블록도.

도8은 도1의 UWB 송수신기의 보다 상세한 블록도.

도9는 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 바이페이스 모노펄스(biphase monopulses)의 스트림의 타이밍 도.

도10A는 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 1칩 아날로그 코드워드를 도시한 타이밍 도.

도10B는 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 5칩 아날로그 코드워드를 도시한 타이밍 도.

도11은 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 2칩 디지털 코드워드를 도시한 타이밍 도.

도12A는 UWB 송수신기에서 국부적으로 발생된 신호 및 인입 신호를 도시한 타이밍 도.

도12B는 도12A의 국부적으로 발생된 신호 및 인입 신호를 비교하는 상관 결과를 도시한 타이밍 도.

도13은 인입 신호 및 국부적으로 발생된 신호가 동위상에 근접할 때, 인입 신호 및 국부적으로 발생된 신호간의 위상차를 나타내는 에러 채널의 타이밍 도.

도14A 내지 도14C는 도12B의 상관 곡선에 대한 추적 모드의 동작을 도시한 타이밍 도.

도15는 본 발명의 바람직한 실시예의 실제 동작 동안 인입 신호 및 상관 신호를 도시한 타이밍 도.

도16은 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 모드 제어기의 상태도.

도17은 본 발명의 또 다른 바람직한 실시예에 따른 모드 제어기의 상태도.

도18은 도6의 동기 검출기 또는 포착 제어기의 특정 실시예의 블록도.

도19는 도18의 포착 제어기의 실시예를 따른 도16 및 도17의 포착 상태 기계에 의해 수행된 단계를 도시한 도면.

도20은 도18의 동기 검출기 또는 포착 제어기를 따른 각종 K값에 대한 확률 곡선의 작용을 도시한 그래프.

도21은 (B=16) 및 (K=50)에 대한 도18의 동기 검출기 또는 포착 제어기의 성능 곡선을 도시한 도면.

도22는 도5의 모드 제어기에서 동기 검출기(550) 또는 포착 제어기(545)의 또 다른 실시예를 도시한 도면.

도23은 모드 제어기가 포착 또는 추적 모드에 있는지 여부를 결정하는데 AGC 초기화를 사용하는 본 발명의 동기 검출기 또는 포착 제어기의 또 다른 실시예를 도시한 도면.

도24는 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 프로세서 시스템을 도시한 도면.

본 발명의 바람직한 실시예가 지금부터 도면을 참조하여 설명될 것이다. 도면 전체에 걸쳐서 동일하거나 상응하는 부품에는 동일한 참조 번호가 병기되었다.

송수신기 설계

도1은 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 초광대역(UWB) 송수신기의 블록도이다. 도1에 도시된 바와 같이, 송수신기는 3개의 주요 부품, 즉 수신기(1), 무선 제어기 및 인터페이스(3), 및 송신기(5)를 포함한다. 수신기(1)는 수신 안테나(10), 프론트 엔드(15), UWB 파형 상관기(20) 및 수신 타이밍 발생기(25)를 포함한다. 송신기는 송신 안테나(40), UWB 파형 발생기(45), 엔코더(50) 및 송신 타이밍 발생기(55)를 포함한다.

단일 무선 제어기 및 인터페이스(3)가 수신기(1) 및 송신기(5) 둘 다를 서비스하지만, 또 다른 실시예는 수신기(1) 및 송신기(5) 각각을 위한 각각의 무선 제어기 및 인터페이스(3)를 포함한다. 게다가, 송신 및 수신 간에서 스위칭되는 단일 안테나가 각각의 수신 및 송신 안테나(10 및 40) 대신에 사용될 수 있다. 이 수신 및 송신 타이밍 발생기(25 및 55)는 또한, 단일 타이밍 발생기에 결합될 수 있거나 개별 유닛으로서 유지될 수 있다.

무선 제어기 및 인터페이스(3)는 하나 이상의 프로그램가능한 프로세서 또는 하나 이상의 주문형 반도체(ASICs)와 같은 하드 와이어드 로직(hard wired logic)중 어느 하나로 구현되는 프로세서-기반으로 한 유닛인 것이 바람직하다. 동작시, 무선 제어기 및 인터페이스(3)는 매체 접근 제어(MAC) 제어기로서 작용하거나 수신기(1) 및 송신기(5)로 구현되는 UWB 무선 통신 기능 및 데이터를 원격 장치와 교환시키는 UWB 통신 채널을 사용하는 애플리케이션 간의 MAC 인터페이스로서 작용한다.

송수신기가 신호를 수신할 때, 수신 안테나(10)는 인입 UWB 전자기 파형을 전기 신호(또는, 광학 신호)로 변환시키고 이 전기 신호를 무선 프론트 엔드(15)로 제공한다. 파형에 따라서, 무선 프론트 엔드(15)는 전기 신호를 처리하여, 신호 레벨 및 상기 신호의 스펙트럼 성분이 UWB 파형 상관기에서 처리되도록 하는데 적합하게 된다. 이 처리는 정합 필터링, 부분 정합 필터링, 간단한 롤-오프(simple roll-off) 등과 같은 스펙트럼 셰이핑을 포함할 수 있다.

프론트 엔드 처리 후, UWB 파형 상관기(20)는 인입 신호를 타이밍 발생기(25)로부터의 클록 신호를 토대로 발생된 상이한 후보 신호와 상관시켜, 수신기(1)가 상기 인입 신호와 동기되는지 여부를 결정하여, 만일 동기된다면, 수신된 인입 신호에 포함되는 데이터를 결정한다.

타이밍 발생기(25)는 무선 제어기 및 인터페이스(3)의 제어하에서 동작하여, UWB 파형 상관기(20)에서 수행되는 상관 처리에 사용되는 클럭 신호(CLK_R)를 제공한다. 이 클럭 신호(CLK_R)는 수신 안테나(10)에서 수신된 인입 신호에 대해서 바람직하게 변화되는 위상을 갖는다. UWB 파형 상관기는 클럭 신호(CLK_R)을 사용하여, 인입 신호의 일부에 정합되고 클럭 신호(CLK_R)의 위상을 갖는 상관 신호를 국부적으로 발생시킨다. 국부적으로 발생된 상관 신호(국부적으로 발생된 신호) 및 인입 신호가 위상면에서 서로 정렬될 때, UWB 파형 상관기(20)는 높은 신호 대 잡음비(SNR) 데이터를 후속 처리를 위하여 무선 제어기 및 인터페이스(3)에 제공한다.

개념적으로, UWB 파형 상관기(20)는 국부 신호를 포함하는 상관 윈도우를 갖는 것으로 간주될 수 있다. 클럭 신호의 위상이 인입 신호의 위상에 대해서 변화되기 때문에, 상관 윈도우는 시프트된다. 그 후, 상관 윈도우는 포착 동기가 이루어졌다는 것을 나타내는 2개의 신호에 대한 수용가능한 상관 결과가 얻어질 때까지 인입 신호의 스냅샷(snapshot)과 비교된다.

어떤 상황에서, UWB 파형 상관기(20)의 출력은 데이터 그 자체이다. 다른 상황에서, UWB 파형 상관기(20)는 단지 중간 상관 결과만을 제공하며, 무선 제어기 및 인터페이스(3)는 데이터를 결정하고 수신기(1)가 인입 신호와 동기될 때를 결정하도록 사용된다.

UWB 파형 상관기(20)는 2가지 동작 모드, 즉 신호 추적 모드("추적 모드") 및 신호 포착 모드("포착 모드")로 동작한다. 포착 모드는 동기화가 발생되지 않거나 손실된 경우 사용되고, 수신기(1)는 이와 같은 동기화를 성취하도록 제공한다. 추적 모드는 동기화가 발생되고 유지될 필요가 있는 경우 사용된다.

포착 모드 동안, 무선 제어기 및 인터페이스(3)는 제어 신호를 수신기(1)에 제공하여 동기화를 획득한다. 이 제어 신호는 수신기(1)가 UWB 파형 상관기(20) 내에서 상관 윈도우를 슬라이딩하도록 하여, 인입 신호의 위상을 정합시켜 포착 동기를 성취하도록 한다. 특히, 이는 바람직한 상관 결과가 얻어질 때까지 타이밍 발생기(25)로부터 클록 출력의 위상 및 주파수를 조정함으로써 성취된다.

일단 동기되면, 수신기는 추적 모드로 진입한다. 추적 모드 동안, 송수신기는 동기화를 유지시키고 향상시키도록 동작한다. 특히, 무선 제어기 및 인터페이스(3)는 UWB 파형 상관기(20)로부터 상관 결과를 분석하여, UWB 파형 상관기(20)의 상관 윈도우, 즉 타이밍 발생기로부터의 국부 신호의 위상이 조정될 필요가 있는지 여부를 결정한다.

게다가, 추적 모드 동안, 수신기(1)는 데이터를 무선 제어기 및 인터페이스(3)의 입력 포트("RX 데이터 입력")에 제공하고 나서, 이 데이터를 출력 포트("RX 데이터 출력")를 통해서 외부 프로세스에 제공한다. 이 외부 프로세스는 수신기(1)를 통해서 수신되거나 송신기(5)를 통해서 원격 수신기로 전송되는 데이터로 실행되는 다수의 프로세스중 한 프로세스일 수 있다.

송수신기가 신호를 전송할 때, 무선 제어기 및 인터페이스(3)는 외부 소스로부터의 소스 데이터를 입력 포트("TX 데이터 입력")에서 수신한다. 그 후, 무선 제어기 및 인터페이스(3)는 데이터를 출력 포트("TX 데이터 출력")를 통해서 송신기(5)의 엔코더(50)에 인가한다. 무선 제어기 및 인터페이스(3)는 또한, 제어 신호를 송신기(5)에 제공하여, UWB 펄스의 시그널링 시퀀스를 식별하는데 사용한다. 상술된 바와 같이, 본 발명의 어떤 실시예에서, 수신기(1) 및 송신기(5) 기능은 결합 자원(joint resources) 예를 들어, 공통 타이밍 발생기 및/또는 공통 안테나를 사용할 수 있다.

엔코더(50)는 무선 제어기 및 인터페이스(3)로부터 사용자 코딩 정보 및 데이터를 수신하고 상기 데이터 및 코딩을 사전처리하여, UWB 파형 발생기(45)에 타이밍 입력을 제공한다. 그리고 나서, UWB 파형 발생기(45)는 셰이프 및/또는 시간에 따라서 엔코딩된 UWB 펄스를 발생시켜, 상기 데이터를 원격지(remote location) 로 전달한다. 엔코더(50)는 송신 타이밍 발생기(55)로부터 수신된 타이밍 신호에 따라서 이 기능을 수행한다.

엔코더(50)는 요구된 변조를 생성시키는데 필요한 제어 신호를 발생시킨다. 예를 들어, 엔코더(50)는 직렬 비트 스트림(serial bit stream)을 취할 수 있고 이를 순방향 에러 정정(FEC) 알고리즘(예를 들어, 리드 솔로몬 코드, 골레이 코드, 해밍 코드, 컨볼루션 코드 등)으로 엔코딩할 수 있다. 엔코더(50)는 또한 데이터를 인터리빙하여, 버스트 에러를 방지한다. 엔코더(50)는 또한, 백색화 함수(whitening function)를 인가하여, "1" 또는 "0"의 긴 스트링을 방지한다. 엔코더(50)는 또한, 비트를 나타내기 위하여 그룹으로서 전송되는 소정 길이의 칩핑 코드(chipping code)(예를 들어, "1"에 대해선 반전되고 "0"비트에 대해선 비반전됨)를 발생시키는 것과 같이 사용자 특정 스펙트럼 확산 함수를 인가할 수 있다. 엔코더(50)는 웨이브렛(wavelet) 당 또는 칩핑 코드 당 다수의 비트를 전송하기 위하여 직렬 비트 스트림을 서브셋으로 분할하고 상술된 바와 같은(예를 들어, Lathi에 서술된 바와 같은, "Modern Digital and Analog Communications Systems," Holt, Rinehart and Winston, 1988, 이의 전체 내용이 본원에 참조되어 있다) 변조 방식의 임의의 조합에 영향을 미치기 위하여 다수의 제어 신호를 발생시킬 수 있다.

무선 제어기 및 인터페이스(3)는 소스에 대한 어떤 식별(예를 들어, 사용자 ID 등)을 제공할 수 있는데, 상기 소스로부터의 데이터가 입력 포트("TX 데이터 입력")상에 수신된다. 본 발명의 일 실시예에서, 이 사용자 ID는, 정보 패킷의 헤더인 것처럼 송신 시퀀스에 삽입될 수 있다. 본 발명의 다른 실시예에서, 사용자 ID 자체는 데이터를 엔코딩하는데 사용됨으로써, 상기 송신을 수신하는 수신기가 상기 데이터를 감지하도록 사용자 ID의 사전 정보를 추정하거나 갖도록 할 필요가 있다. 예를 들어, ID는 엔코딩을 신호에 임프레스하는 방식으로 (예를 들어, 진폭 "f"의) 상이한 진폭 신호를 고속 변조 제어 신호에 인가하는데 사용될 수 있다.

엔코더(50)로부터의 출력은 UWB 파형 발생기(45)에 인가되며, 그 후, 상기 파형 발생기는 수신하는 명령 신호에 따라서 펄스 시간에서 펄스 셰이프의 UWB 펄스 시퀀스를 발생시키는데, 이는 여러 가지 다양한 방식중 한가지 방식일 수 있다. 그 후, UWB 발생기(45)로부터의 출력은 송신 안테나(40)에 제공되고 나서, 상기 송신 안테나는 UWB 에너지를 수신기에 전송한다.

하나의 UWB 변조 방식에서, 데이터는 송신 펄스(예를 들어, PPM, 처프(chirp) 등)의 상대적인 간격을 사용함으로써 엔코딩될 수 있다. 다른 UWB 변조 방식에서, 데이터는 상술된 바와 같이(및/또는 Lathi에 서술된 바와 같이) 펄스의 셰이프를 이용함으로써 엔코딩될 수 있다. 본 발명은 시간 변조(예를 들어, 펄스 위치 변조, 처프 등)를 펄스의 셰이프를 조정하는 다른 변조 방식과 결합시킬 수 있다는 점에 유의하여야 한다.

송신기(5) 등으로부터 전송되는 심볼 당 하나 이상의 데이터 비트를 통신시키는 것과 같은 상기 성능에 수많은 장점이 있다. 그러나, 잠재적으로 보다 중요한 것은, 확산 스펙트럼, 다사용자 시스템을 구현하기 위하여 이와 같은 기술을 적용하는 것인데, 이는 다수의 확산 코드(예를 들어, 각각은 스파이크 자동상관 함수(spike autocorrelations functions)를 갖고, 조합하여서는 저 피크 교차 상관 함수, 등을 갖는다)를 필요로 한다.

게다가, 타이밍, 위상, 주파수 및 진폭 변조를 조합하면은 초과 자유도(extra degrees of freedom)를 확산 코드에 부가하여, 교차 상관 및 자동상관 특성을 보다 최적화시킨다. 개선된 자동 상관 및 교차 상관 특성에 따라서, 본 발명을 따른 시스템은 성능을 개선시켜, 많은 송수신기 유닛이 서로로부터 간섭을 겪지 않고 아주 근접하여 동작하도록 한다.

도2는 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 도1의 송수신기의 무선 제어 및 인터페이스부와 수신기의 블록도이다. 도2에 도시된 바와 같이, UWB 파형 상관기(20)는 펄스 포밍 네트워크(PFN : Pulse Forming Network) 및 타이머(205), 데이터 상관기(210) 및 에러 채널 상관기(215)를 더 포함한다. 무선 제어기 및 인터페이스(3)는 제1 및 제2 A/D 변환기(220 및 225) 및 디지털 제어기(230)를 포함한다. 수신기(1)와 무선 제어기 및 인터페이스(3)의 동작이 후술될 것이다.

타이밍 발생기(25)로부터 수신된 클럭 신호를 토대로, PFN 및 타이머(205)는 일련의 국부 펄스, 예를 들어, 데이터 상관기(210) 및 에러 채널 상관기(215)에 제공되는 제곱 펄스 또는 아마도 웨이브렛(즉, 국부적으로 발생된 신호)을 발생시킨다. PFN 및 타이머(205)는 또한, 제어 신호를 데이터 및 에러 채널 상관기(210 및 215)에 제공하고 클럭킹 명령을 제1 및 제2 A/D 변환기(220 및 225)에 제공한다. 제어 신호는 데이터 및 에러 채널 상관기(210 및 215)의 동작을 제어하고, 클럭킹 신호는 제1 및 제2 A/D 변환기(220 및 225)가 데이터 및 에러 채널 상관기(210 및 215)의 각 출력을 샘플링하도록 한다.

제1 및 제2 A/D 변환기(220 및 225)는 데이터 및 에러 채널 상관기(210 및 215) 각각으로부터 아날로그 출력을 수신하고 이들을 디지털 신호로 변환하며, 그 후, 이는 디지털 제어기(230)에 제공된다. 그리고 나서, 디지털 제어기(230)는 (포착을 위하여 또는 신호 동기를 유지하도록) 충분한 품질의 신호가 수신되었는지 여부를 결정하고, 수신기(1)가 현재 추적 모드 또는 포착 모드에 있는지 여부를 선택하는 모드 제어 동작을 수행한다. 게다가, 수신기(1)가 추적 모드에 있는 경우, 디지털 제어기(230)는 또한, 정보를 수신기 타이밍 발생기(25)에 제공하여 신호 동기를 개선시킨다.

도3은 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 수신기에서 데이터 경로의 블록도이다. 도3에 도시된 바와 같이, 프론트 엔드(15)는 증폭기(305)를 포함하며, 데이터 상관기(210)는 데이터 혼합기(310) 및 데이터 적분기(315)를 포함하며, 타이밍 발생기(25)는 국부 발진기("LO")(320) 및 위상 제어기(325)를 포함한다.

증폭기(305)는 데이터 상관기(210)로 전송하기 전 인입 신호를 증폭시킨다. 또 다른 실시예에서, 프론트 엔드는 필요로되는 동작 만큼 수행하도록 수정될 수 있다. 예를 들어, 필요한 경우, 자동 이득 제어(AGC)와 같은 필터링 및 신호 조정을 수행할 수 있다.

데이터 혼합기(310)는 프론트 엔드(15)로부터 증폭된 인입 신호 및 PFN 및 타이머(205)로부터 국부적으로 발생된 신호를 수신하고 상기 두 신호를 혼합하여, 온-타임(on-time) 신호를 발생시킨다. 그 후, 온-타임 신호는 데이터 적분기(315)에 제공되는데, 상기 적분기는 PFN 및 타이머(205)로부터 수신된 리셋 명령 간의 시간 주기에 걸쳐서 온-타임 신호를 적분한다. 데이터 적분기(315)에 의해 발생된 적분된 온-타임 신호는 제1 A/D 변환기를 통해서 디지털 제어기(230)로 출력되는데, 이 제어기는 포착 모드에서 포착이 성공적으로 일어났는지 또는 추적 모드에서 데이터 동기가 유지되었는지 여부를 결정한다.

또 다른 실시예는 하나 이상의 다른 프로세싱 유닛(가령, 증폭기, 필터 등)에 의해 분리되는 다수의 혼합기를 사용할 수 있다. 제1 혼합기는 입력 신호를 IF 신호로 감소시키고 제2 혼합기는 상기 신호를 기저대역으로 감소시킨다.

도4는 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 수신기에서 에러 채널 경로의 블록도이다. 도4에 도시된 바와 같이, 프론트 엔드(15)는 증폭기(305)를 포함하며, 에러 채널 상관기(215)는 제1 에러 채널 혼합기(405), 제2 에러 채널 혼합기(410), 에러 채널 합산기(415) 및 에러 채널 적분기(420)를 포함하며, 타이밍 발생기(25)는 국부 발진기(320) 및 위상 제어기(325)를 포함한다.

제1 에러 채널 혼합기(405)는 프론트 엔드(15)로부터 증폭된 인입 신호 및 PFN 및 타이머(205)로부터 제1 복제의 국부적으로 발생된 신호를 수신하고 상기 두 신호를 혼합한다. 제2 에러 채널 혼합기(410)는 프론트 엔드(15)로부터 증폭된 인입 신호 및 PFN 및 타이머(205)로부터 제2 복제의 국부적으로 발생된 신호를 수신하여 상기 두 신호를 승산한다.

상기 제1 및 제2 에러 채널 혼합기(405 및 410)에 제공된 상기 제1 및 제2 복제의 국부적으로 발생된 신호는 서로로부터 설정된 량 만큼 바람직하게 지연됨으로써, 제1 에러 채널 혼합기(405)가 제1 위상을 지닌 국부적으로 발생된 신호를 고 려하도록 하고 제2 에러 채널 혼합기(410)가 제2 위상을 지닌 국부적으로 발생된 신호를 고려하도록 한다. 이는 에러 채널 상관기(215)가 국부 신호에 대한 2개의 상이한 위상을 토대로 상관값을 고려하도록 한다. 이 비교를 토대로, 디지털 제어기(230)는 국부 신호의 위상에 필요한 조정을 결정할 수 있다.

상술된 바와 같이, 또 다른 실시예는 하나 이상의 다른 프로세싱 유닛(가령, 증폭기, 필터 등)에 의해 분리되는 다수의 혼합기를 사용할 수 있다. 제1 혼합기는 입력 신호를 IF 신호로 감소시키고 제2 혼합기는 상기 신호를 기저대역으로 감소시킨다.

실행시에, 인입 신호에 대한 위상 지연은 제1 및 제2 에러 채널 혼합기(405 및 410)에 제공되는 인입 신호를 필요한 량만큼 지연하거나 제1 및 제2 에러 채널 혼합기(405 및 410)에 제공되는 제1 및 제2 복제의 국부적으로 발생된 신호의 위상을 중심 위상으로부터 동일한 량만큼 위치시킴으로써 기능적으로 성취될 수 있다.

국부 발진기(320)는 초기 클럭 신호를 발생시킨다. 이 신호는, 필요로 되지 않을지라도, 인입 신호의 주파수와 동일한 주파수인 것이 바람직하다. 무선 제어기 및 인터페이스(3)(특히, 디지털 제어기(230))로부터의 초기 클럭 신호 및 위상 제어 신호를 토대로, 위상 제어기(325)는 특정 위상을 지닌 국부적으로 발생된 신호를 생성시킨다. 신호가 처리될 때, 이 위상은 디지털 제어기(230)로부터의 명령에 따라서 조정될 수 있다.

본 발명의 바람직한 실시예에서, 국부적으로 발생된 신호의 칩핑 레이트, 초기 클럭 신호, 인입 신호의 칩핑 레이트 모두는 통상적으로, 1.3GHz의 주파수인 반면에, 데이터 적분기(315), 에러 적분기(420) 및 제2 A/D 변환기(225)에 제공되는 리셋 명령 및 제1 A/D 변환기(220)에 제공되는 클럭킹 신호는 100MHz의 주파수가 된다. 그러나, 또 다른 실시예에서, 이들 주파수는 가변될 수 있다.

도5는 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 수신기(1)의 데이터 및 에러 채널 경로를 도시한 블록도이다. 도5에 도시된 바와 같이, 디지털 제어기(230)는 데이터 코드 프로세서(520), 에러 채널 코드 프로세서(530) 및 모드 제어기(540)를 포함한다. 이 모드 제어기(540)는 포착 제어기(545), 동기 검출기(550), 및 에러 채널 제어기(555)를 더 포함한다. 게다가, PFN 및 타이머(205)로부터 출력되는 국부 신호의 위상은 제1, 제2 및 제3 딜레이(505, 510 및 515) 각각을 통해서 2τ, 0τ 및 1τ만큼 지연된다.

데이터 코드 프로세서(520) 및 에러 채널 코드 프로세서(530)는 디지털 영역에서 데이터 상관기(210) 및 에러 채널 상관기(215)와 유사한 기능을 수행한다. 데이터 상관기(210)가 인입 신호를 국부적으로 발생된 신호와 상관시켜 아날로그 영역에서 상관 결과를 얻을 때, 데이터 코드 프로세서(520)는 디지털 영역에서 비교가능한 기능을 수행한다. 데이터 코드 프로세서(520)는 단지 인입 디지털 신호 및 국부적으로 발생된 신호를 수신하고 상관 결과를 수행한다. 에러 채널 프로세서(530)는 디지털 에러 신호를 디지털 코드워드와 상관시켜 최종 에러값을 발생시킨다.

데이터 코드 프로세서(520) 및 에러 채널 코드 프로세서(530)가 동일한 코드워드 길이를 가질지라도, 이들은 반드시 동일할 필요가 없다. 예를 들어, 데이터 코드 프로세서(520)는 4의 코드워드 길이를 사용할 수 있는 반면에, 에러 채널 코드 프로세서(530)는 1의 코드워드 길이를 사용할 수 있다.

이들 디지털 코드 프로세서(520 및 530)는 원하는 경우 제거될 수 있지만(예를 들어, 에러 채널 코드 프로세서(530)는 코드워드 길이가 1과 동일하게 설정되면 제거될 수 있다), 이들의 존재는 부가적인 디지털 상관을 허용함으로써 신뢰성을 증가시키면서 신호를 수신하도록 한다. 이들 소자의 실행은, 이들이 디지털 로직으로 실행되는 것을 제외하면, 상관기(20)에서 수행되는 동작과 비교될 수 있다.

데이터 및 에러 채널 코드 프로세서(520 및 530)로부터의 결과를 토대로, 모드 제어기(540)는 수신기(1)가 어느 모드 상태인지를 결정하고 상관 신호를 제공하여 수신기(1)의 포착 또는 추적을 개선시킨다. 수신기(1)가 포착 모드일 때, 포착 제어기(545)는 신호가 적절하게 포착되었는지를 결정한다. 만일 그렇다면, 수신기를 추적 모드로 변경시키고, 만일 그렇치 않다면, 또 다른 포착 결정을 위한 다음 데이터 신호 세트를 대기한다.

수신기(1)가 추적 모드에 있을때, 동기 검출기(550)는 신호가 추적 모드로 유지되어야 하는지를 결정한다. 만일 그렇다면, 또 다른 신호 동기 결정을 위하여 다음 데이터 신호 세트를 대기한다. 만일 그렇치 않다면, 수신기를 포착 모드로 변경시킨다. 게다가, 추적 모드일 때, 에러 채널 제어기(555)는 상관값을 제공하여 추적을 개선시킨다.

제1, 제2 및 제3 딜레이(505, 510, 및 515)는 국부 신호를 지연시켜, 데이터 혼합기(310), 제1 에러 채널 혼합기(405), 및 제2 에러 채널 혼합기(410) 각각이 위상면에서 다소 상이한 국부 신호를 수신하도록 한다. 이것이 데이터 제어기(210)가 인입 신호의 위상과 충분히 근접한 위상을 갖는 국부적으로 발생된 신호를 수신하도록 하고, 에러 채널 상관기(215)가 데이터 상관기(210)에 의해 사용되는 국부적으로 발생된 신호 전, 후에 설정된 량인 위상을 갖는 2개의 국부적으로 발생된 신호를 수신하도록 한다.

도5에 도시된 실시예에서, PFN 및 타이머(205)에 의해 발생된 국부적으로 발생된 신호의 위상은 제1, 제2 및 제3 딜레이(505, 510, 및 515) 각각을 통해서 2τ, 0τ 및 1τ만큼 지연되는 것이 바람직하다(여기서 τ는 설정된 지연량이다). 그러나, 또 다른 실시예에서, 이들 지연량 및 위치는 가변될 수 있다. 게다가, 이 지연은 국부적으로 발생된 신호 대신에 인입 신호에 인가될 수 있다.

도6은 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 포착 제어기 또는 동기 검출기의 블록도이다. 도6에 도시된 바와 같이, 포착 제어기(545) 또는 동기 검출기(550)는 제1 스케일링 혼합기(605), 절대값 블록(610), 제1 제곱기(615), 잡음 경로 필터(620), 잡음 경로 서브샘플러(223), 제2 스케일링 혼합기(625), 신호 경로 필터(630), 제2 제곱기(635), 제3 스케일링 혼합기(640) 및 비교기(645)를 포함한다.

이 명세서에서 용어 "잡음 경로"는 가끔 사용될 것이다. 이 용어는 잡음 성분을 포함하는 잡음-관련 경로를 지칭한다. 이 경로가 단지 잡음만을 반송하는 것을 의미하지는 않는다. 그러나, 간결하게 하기 위하여, 때때로, 이는 잡음 경로로 지칭될 것이다. 이 명세서에 사용된 바와 같은, 용어 "잡음 경로 및 잡음-관련 경로"는 호환가능하게 사용될 수 있다.

이 실시예에서, 제1, 제2 및 제3 스케일링 혼합기(605, 625, 및 640)는 상이한 지점에서 포착 제어기(545)에 의해 처리되는 신호의 진폭을 스케일링 팩터(K₁, K₂, 및 K₃) 각각과 스케일링하도록 작용한다. 가장 간단한 경우에, 이들 스케일링 팩터는 총괄적으로 또는 개별적으로 1과 동일하게 되는데, 이 경우에, 관련 스케일링 혼합기는 완전히 제거될 수 있다. 이들 스케일링 팩터(K₁, K₂, 및 K₃)는 전체 동작에 걸쳐서 일정하거나 프로그램될 수 있다.

제2 및 제3 스케일링 혼합기(625 및 640)를 분리시킴으로써, 시스템은 제2 혼합기의 프랙셔널 스케일링(fractional scaling)을 효율적으로 허용한다. 따라서, 제2 및 제3 스케일링 팩터(K₂ 및 K₃)가 정수로 제한될지라도, 이들은 제3 스케일링 팩터(K₃)에 대해서 정규화될 수 있다. 이는, 신호 경로가 1의 스케일링 팩터를 효율적으로 가질 수 있는 반면에, 잡음 경로는 K₂/K₃의 스케일링 팩터를 효율적으로 갖는다는 것을 의미한다.

어떤 바람직한 실시예에서, 스케일링 팩터는 임의의 값을 취할 수 있지만, 다른 실시 예에선, 일부 스케일링 팩터는 2 팩터로 설정될 수 있다. 이는 관련된 스케일링 혼합기가 시프트 레지스트를 사용하여 실행되도록 하여, 설계 및 실행을 간단하게 한다.

프로세싱 동안, 절대값 블록(610)은 제1 스케일링 혼합기(605)로부터 수신된 신호에 대한 절대값 기능을 수행하여, 수신된 모든 부의 값을 이들의 상응하는 정 의 값으로 변환시킨다. 그 후, 이 절대값 신호는 잡음 경로(제1 제곱기(615), 잡음 경로 필터(620), 및 제2 스케일링 혼합기(625)) 및 신호 경로(신호 경로 필터(630), 제2 제곱기(635) 및 제3 스케일링 혼합기(640))에 제공된다.

잡음 경로는 우선 제1 제곱기(615)에서 절대값 신호를 제곱하고 나서, 이 제곱된 신호를 잡음 경로 필터(620)로 통과시키고, 필요에 따라서, 제2 스케일링 혼합기(625)로 필터링 신호를 스케일링한다. 이는, 신호 경로 결과와 결합되어, 인입 신호의 잡음 세기의 추정치인 잡음-기준으로 한 파라미터를 발생시킨다.

잡음 경로는 주기적인 레이트로 잡음 경로 필터(620)의 출력을 주기적으로 샘플링하는 잡음 경로 서브샘플러(623)를 포함할 수 있는데, 상기 레이트는 예를 들어, 4번째 출력 마다, 15번째 출력 마다, 228번째 출력 마다 가변될 수 있다. 그러나, 샘플링 레이트가 1로 균일하게 설정될 수 있는데, 즉, 결과 마다 샘플링되면, 잡음 경로 서브샘플러(223)는 완전히 생략될 수 있다.

신호 경로는 우선, 신호 경로 필터(630)에서 절대값 신호를 필터링하고 나서, 제2 제곱기(635)로 필터링된 신호를 제곱하고 상기 제곱된 신호를 필요에 따라서 제3 스케일링 혼합기(640)로 스케일링한다. 이는 인입 신호의 신호 세기의 추정치인 신호 파라미터를 발생시킨다.

신호 경로는 주기적인 레이트로 신호 경로 필터(630)의 출력을 주기적으로 샘플링하는 신호 경로 서브샘플러(633)를 포함할 수 있는데, 상기 레이트는 예를 들어, 4번째 출력 마다, 15번째 출력 마다, 228번째 출력 마다 가변될 수 있다. 그러나, 샘플링 레이트가 1로 균일하게 설정될 수 있는데, 즉, 결과 마다 샘플링되 면, 잡음 경로 서브샘플러(223)는 완전히 생략될 수 있다. 게다가, 신호 경로 서브 샘플러(633)의 샘플링 레이트는 잡음 경로 서브샘플러(223)의 샘플링 레이트와 동일할 필요가 없다.

그 후, 비교기(645)는 어떤 임계 기준을 토대로 잡음-기반으로 한 파라미터 및 신호 파라미터를 비교하여, 신호가 적절하게 포착되었는지를 결정한다. 이 임계 결정을 토대로, 비교기(645)는 수신기(1)가 포착 또는 추적 모드에 있는지를 나타내는 모드-제어 파라미터를 출력한다. 바람직하게는, 출력 신호가 상기 임계값 위인 경우, 수신기(1)는 추적 모드에 있어야 되고, 출력 신호가 상기 임계값보다 아래인 경우, 수신기(1)는 포착 모드를 향하여 천이되어야 한다.

비교기(645)가 이 실시예에서 도시되었지만, 또 다른 실시예는 보다 복잡한 프로세서를 사용하여 신호 파라미터 및 잡음-기반으로 한 파라미터를 처리하여, 모드-제어 파라미터를 발생시킨다. 예를 들어, 이와 같은 프로세서가 신호 파라미터 및 잡음-기반으로 한 파라미터에 대해 비선형 수학적인 기능을 수행할 수 있고 이 수학적인 기능의 결과를 사용하여 모드-제어 파라미터를 결정할 수 있다.

잡음 및 신호 경로 필터(620 및 630)는 잡음 및 신호 세기에 대해 가능한 최적의 추정치를 제공하도록 선택되는 것이 바람직하다. 포착 제어기(545)의 바람직한 실시예에서, 누설 적분기 필터 (leaky integrator filter)는 잡음 경로 필터(620)로서 사용되고, 2극 무한 임펄스 응답 필터는 신호 경로 필터(630)로서 사용된다. 동기 검출기(550)의 바람직한 실시예에서, 이동 평균 필터는 잡음 경로 필터(620) 및 신호 경로 필터(630)로서 사용된다. 그러나, 각종 다른 필터가 또한 사용될 수 있다.

도7A는 본 발명의 바람직한 실시예를 다른 누설 적분기 필터의 블록도이다. 도7A에 도시된 바와 같이, 누설 적분기는 제1 혼합기(705), 합산기(710), 딜레이(715) 및 제2 혼합기(720)를 포함한다.

동작시에, 누설 적분기 필터는 제1 혼합기(705)에서 인입 신호를 수신하는데, 이 혼합기에서 상기 신호는 제1 스케일링 팩터(G)와 스케일링된다. 그 후, 스케일링된 인입 신호는 합산기(710)로 전송되고, 상기 합산기에서, 이 신호는 제2 혼합기(720)에 의해 제공되는 피드백 신호에 가산된다. 합산기(710)의 출력은 필터 결과로서 출력되고, 또한, 딜레이(715)에 제공된다. 그 후, 딜레이(&15)의 출력은 제2 혼합기(720)에 제공되는데, 상기 혼합기에서 상기 출력은 제2 스케일링 팩터(H)에 따라서 스케일링된다. 따라서, 누설 적분기 필터는 다음 수학식에 따라서 동작한다.

여기서, x_n은 제공된 인입 신호 값이며, y_n은 제공된 필터 결과 값이며, y_n-1은 필터 결과의 사전 값이고, G 및 H는 제1 및 제2 스케일링 팩터 각각이다.

바람직하게는, 제1 및 제2 스케일링 팩터(G 및 H) 둘 다는 1보다 작게 되어, 필터에 안정성을 제공한다. 바람직한 실시예에서, 다음 수학식은 참(true)이 된다.

여기서, α는 1보다 작은 실수이다. 그러나, 제1 및 제2 스케일링 팩터(G 및 H)에 대해 또 다른 값이 사용될 수 있다.

도7B는 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 이동 평균 필터의 블록도이다. 도7B에 도시된 바와 같이, 이동 평균 필터는 제1 내지 제3 딜레이(725, 730, 및 735), 합산기(740) 및 스케일링 혼합기(&45)를 포함한다.

동작시, 도7B의 이동 평균 필터의 실시예는 제1 딜레이(725)에서 인입 신호를 수신하고 상기 지연된 신호를 제2 및 제3 딜레이(730 및 735)로 통과시킨다. 상기 제1 내지 제3 딜레이(725, 730, 735) 각각으로부터 출력되는 상기 제1 내지 제3 딜레이된 신호 및 인입 신호는 합산기(740)로의 입력으로서 제공된다. 이들 4개의 값은 모두 합산기(740)에서 가산되어 스케일링 혼합기(745)에서 스케일링 팩터(D)와 스케일링된다. 이 실시예에서, 스케일링 팩터는 1/4와 동일하게 된다. 따라서, 이동 평균 필터는 수학식(3)에 나타난 바와 같이, 인입 신호의 현재 값 뿐만 아니라 인입 신호의 3개의 사전 값을 평균화한다.

여기서, y_n은 제공된 필터 결과이며, x_n은 제공된 인입 신호 값이고, x_n-1, x_n-2, 및 x_n-3은 인입 신호의 사전 값이다.

이 실시예에서, 입력 신호의 4개의 값은 평균화되어, 필터 결과를 얻는다. 이 수는 원하는 경우 또 다른 실시예에서 증가되거나 감소될 수 있다. 스케일링 팩터(D)가 이 실시예에서 1/4와 동일하다면, 1을 포함한, 어떤 바람직한 값으로 손쉽게 변경될 수 있다. (D=1)인 경우, 스케일링 혼합기(745)는 생략될 수 있다.

도7C는 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 2극 무한 임펄스 응답 필터의 블록도이다. 도7C에 도시된 바와 같이, 무한 임펄스 응답 필터는 제1 및 제2 합산기(750 및 755), 제1 및 제2 딜레이(760 및 765), 및 제1 및 제2 혼합기(770 및 775)를 포함한다.

동작시, 무한 임펄스 응답 필터는 제1 합산기(750)에서 제공된 인입 신호 x_n을 수신하는데, 상기 합산기에서 상관 팩터(C)와 가산되어 제공된 출력 신호 y_n을 얻는다. 그 후, 출력 신호는 제1 및 제2 딜레이(760 및 765)에 의해 딜레이되어, 제1 및 제2 딜레이된 출력 신호 (y_n-1 및 y_n-2) 각각을 얻는다. 이들 값은 제1 및 제2 스케일링 혼합기(770 및 775) 각각에서 제1 및 제2 스케일링 팩터(β₁ 및 β₂)와 스케일링된다. 그 후, 스케일링 혼합기(775)의 출력은 제2 합산기(755)에서 제1 스케일링 혼합기(770)의 출력으로부터 감산되어 상관 팩터(C)를 발생시키고 나서, 이 팩터는 제1 합산기(750)로 피드백된다. 이 상관값(C)은 제1 및 제2 지연된 출력 신 호 (y_n-1 및 y_n-2) 및 제1 및 제2 스케일링 팩터(β₁ 및 β₂)의 값에 따라서 정 또는 부중 어느하나가 될 수 있다. 따라서, 무한 임펄스 응답 필터는 다음 수학식에 따라서 동작된다.

여기서, x_n은 제공된 인입 신호의 값이며, y_n은 제공된 필터 결과 값이며, y_n-1 및 y_n-2는 필터 결과의 제1 및 제2 지연된 값이고, β₁ 및 β₂ 는 제1 및 제2 스케일링 팩터 각각이다.

바람직하게는, 또 다른 실시예에선 반대로 될 수 있지만, 제2 스케일링 혼합기(775)의 출력은 제1 스케일링 혼합기(770)의 출력으로부터 감산된다. 마찬가지로, 부가적인 지연되고 스케일링된 신호는 상관 팩터(C)를 계산하기 위하여 제공될 수 있다.

도7D는 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 유한 임펄스 응답(FIR) 필터의 블록도이다. 도7D에 도시된 바와 같이, 이동 평균 필터는 제1 내지 제3 딜레이(772, 774, 및 776), 제1 내지 제4 스케일링 혼합기(778, 780, 782 및 784), 합산기(786) 및 제5 스케일링 혼합기(788)을 포함한다.

동작시, 도7D의 FIR 필터의 실시예는 제1 딜레이(772)에서 인입 신호를 수신하고 상기 지연된 신호를 제2 및 제3 딜레이(774 및 776)로 통과시킨다. 제1 내지 제3 딜레이(772, 774, 776) 각각으로부터 출력되는 제1 내지 제3 지연된 신호 및 인입 신호는 제1 내지 제4 스케일링 혼합기(778, 780, 782, 및 784) 각각에 입력으로서 제공된다.

제1 내지 제4 스케일링 혼합기(778, 780, 782, 및 784) 각각은 이들의 각 입력 신호를 제1 내지 제4 스케일링 팩터(α₁, α₂, α₃, α₄) 각각과 스케일링한다. 그 후, 제1 내지 제4 스케일링 혼합기(778, 780, 782 및 784)의 출력 신호는 합산기(786)에 제공되는데, 상기 합산기는 이들 모두를 가산한다. 그 후, 이 합은 제5 스케일링 혼합기(788)에서 스케일링 팩터(E)와 스케일링된다.

이 실시예에서, 제1 내지 제5 스케일링 팩터(α₁, α₂, α₃, α₄) 및 E는 바람직한 입력 필터 응답에 정합하도록 선택되는 것이 바람직하다. 수학식(6)은 1/4의 제5 스케일링 팩터(E)가 사용될 때 y_n에 대한 출력식을 나타낸다.

여기서, y_n은 제공된 필터값이며, x_n은 제공된 인입 신호 값이고, x_n-1, x_n-2, 및 x_n-3은 인입 신호의 3개의 사전값이다.

이 실시예에서, 4개의 입력 신호 값은 스케일링되고 가산되어 필터 결과를 얻는다. 이 수는 원하는 경우 또 다른 실시예에서 증가되거나 감소될 수 있다. 또한, 스케일링 팩터(E)는 1을 포함한 어떤 바람직한 값일 수 있다. (E=1)인 경우, 제5 스케일링 혼합기(788)는 생략될 수 있다.

도8은 도1의 UWB 송수신기의 보다 상세한 블록도이다. 도8에 도시된 바와 같이, UWB 송수신기는 안테나(800), 송신/수신(T/R) 스위치(805), 프론트 엔드(15), 분할기(810), 다수의 상관기(20₁-20_N), 무선 제어기 및 인터페이스(3), 엔코더(50), 파형 발생기(45), 필터 세트(815), 증폭기(820) 및 타이밍 발생기 모듈(825)을 포함한다. 타이밍 발생기 모듈(825)은 출력 타이밍 발생기(825₀) 및 다수의 입력 타이밍 발생기(825₁-825_N)를 포함한다. 이 실시예는 다수의 핑거(fingers)(또한, 소위 암(arms))이 인입 신호를 동시에 처리하도록 하여, 포착 및 추적 속도 및 효율성을 증가시킨다.

T/R 스위치(805)는 송수신기가 전송 또는 수신중인지 여부에 따라서 안테나(800)를 증폭기(820) 또는 프론트 엔드(15)중 어느 하나에 접속시킨다. 또 다른 실시예에서, T/R 스위치(805)는, 별도의 송신 및 수신 안테나를 사용하는 것을 포함한 각종 방식으로 제거될 수 있다.

안테나(800)를 통해서 에너지를 수신할 때, 수신된 에너지는 T/R 스위치(805)에 결합되며, 상기 스위치는 이 에너지를 인입 신호로서 무선 프론트 엔드(15)로 통과시킨다. 무선 프론트 엔드(15)는 잡음을 필터링하여 추출하고 인입 신호를 분할기(810)에 제공하기 전 상기 인입 신호의 진폭을 조정한다.

분할기(810)는 인입 신호를 N개 복제한 인입 신호로 분할하고 N개의 인입 신호를 상이한 상관기(20₁-20_N)에 인가한다. 각 상관기(20₁-20_N)는 도8에 도시된 바와 같은 타이밍 발생기 모듈의 각 입력 타이밍 발생기(825₁-825_N)로부터 클럭 입력 신호를 수신한다. 이들 상관기 각각은 송수신기의 상이한 핑거에 대응한다.

입력 타이밍 발생기(825₁-825_N)는 도8에 도시된 바와 같이 위상 및 주파수 조정 신호를 수신하지만, 또한, 고속 변조 신호 또는 그외 다른 제어 신호를 수신할 수 있다. 무선 제어기 및 인터페이스(3)는 또한, 제어 신호(예를 들어, 위상, 주파수 및 고속 변조 신호 등)를 시간 동기화 및 변조 제어를 위하여 타이밍 발생기 모듈(825)에 제공한다. 고속 변조 제어 신호는 예를 들어, 고속 시간 스케일 PPM 파형 등과 같은, PPM 파형, 칩 파형을 구현하는데 사용될 수 있다.

도시되지 않았지만, 무선 제어기 및 인터페이스(3)는 또한, 제어 신호를 예를 들어 엔코더(50), 파형 발생기(45), 필터 세트(815), 증폭기(820), T/R 스위치(805), 프론트 엔드(15), 상관기(20₁-20_N)(도1의 UWB 파형 상관기(20)에 대응) 등에 제공하여, 예를 들어, 증폭기 이득, 신호 파형, 필터 통과 대역 및 노취 기능(notch function), 또 다른 복조 및 검출 처리, 사용자 코드, 확산 코드, 커버 코드(cover codes) 등을 제어한다.

신호 포착동안, 무선 제어기 및 인터페이스(3)는 상관기(20₁)에 대해 시도시 입력 타이밍 발생기(825₁)의 위상 입력을 조정하여, 수신기에서 발생된 신호의 타이밍을 식별하여 도달 신호의 타이밍과 정합시킨다. 수신된 신호 및 국부적으로 발생 된 신호가 시간면에서 서로 일치할 때, 무선 제어기 및 인터페이스(3)는 고 신호 세기 또는 고 SNR을 감지하여 추적하기 시작함으로써, 수신기가 수신된 신호와 동기되도록 한다.

일단 동기되면, 수신기는 추적 모드로 동작하는데, 이 모드에서 입력 타이밍 발생기(825₁)는 연속적인 일련의 위상 조정에 의해 조정되어, 인입 신호 및 입력 타이밍 발생기(825₁)의 타이밍에서 어떤 차이를 중재한다. 그러나, 본 발명의 특징은, 공지된 시간 주기에 걸쳐서 위상 조정의 평균을 감지함으로써, 무선 제어기 및 인터페이스(30가 입력 타이밍 발생기(825₁)의 주파수를 조정하여 위상 조정의 평균이 0이 되도록 한다는 것이다.

이 경우에, 입력 타이밍 발생기(825₁) 및 수신된 신호의 클럭킹 간의 주파수가 옵셋되도록 하는 위상 조정 패턴으로부터 주파수를 알 수 있기 때문에, 이 주파수는 조정된다. 유사한 동작이 입력 타이밍 발생기(825₂-825_N)에 대해 수행되어, 수신기의 각 핑거가 다중경로(즉, 국부적인 물체로부터의 반사로 인해 상이한 경로를 따른 분산)에 의해 초래되는 지연과 같은 상이한 량 만큼 지연되는 신호를 복구하도록 한다.

도8의 송수신기의 특징은, 다수의 추적 상관기(20₁-20_N)를 포함한다는 것이다. 다수의 상관기를 제공함으로써, 여러 가지 장점이 얻어진다. 첫번째, 보다 신속하게 동기화를 성취할 수 있다(즉, 병렬의 상관 암 세트를 동작시켜 상이한 코드-휠 세그먼트(code-wheel segments)에 걸쳐서 강한 SNR 포인트를 찾는다). 두번째, 수신 동작 모드 동안, 다수의 암이 분해(resolve)되어 신호의 상이한 다중경로 성분에 동기한다. 코히어런트 가산(coherent addition)을 통해서, UWB 통신 시스템은 상이한 다중경로 신호 성분으로부터 에너지를 사용하여 수신된 신호를 보강함으로써, 신호 대 잡음비를 개선시킨다. 세번째, 다수의 추적 상관기 암을 제공함으로써, 하나의 암이 다른 암상에 수신되는 신호보다 양호한 신호용 채널을 연속적으로 스캔닝할 수 있도록 한다.

본 발명의 일 실시예에서, 스캔닝 암이 데이터를 복조하는데 사용되는 또 다른 암보다 높은 SNR을 지닌 다중경로 항(multipath term)을 찾는 경우, 암의 역할은 스위칭된다(즉, 보다 높은 SNR을 지닌 암은 데이터를 복조하는데 사용되는 반면, 보다 낮은 SNR을 지닌 암은 탐색을 시작한다). 이 방식으로, 통신 시스템은 채널 조건을 변경시키는데 동적으로 적응한다.

무선 제어기 및 인터페이스(3)는 상이한 상관기(20₁-20_N)로부터 정보를 수신하고 데이터를 디코딩한다. 무선 제어기 및 인터페이스(3)는 또한, 제어 신호를 제공하여, 예를 들어, 이득, 필터 선택, 필터 적응성 등과 같이 프론트 엔드(15)를 제어하고 타이밍 발생기 모듈(825)에 의해 동기화 및 추적 동작을 조정한다.

게다가, 무선 제어기 및 인터페이스(3)는 본 발명의 통신 링크 특징 및 다른 기능을 수행하기 위하여 무선 UWB 통신 링크를 사용하는 다른 보다 높은 레벨의 애플리케이션 간의 인터페이스로서 작용한다. 이들 기능들중 일부 기능은, 예를 들 어, 예를 들어, 범위-탐색 동작(range-finding operations), 무선 전화, 파일 공유, 개인 휴대 정보 단말기(PDA) 기능, 임베드된 제어 기능, 위치-탐색 동작을 수행하는 것을 포함한다.

도8에 도시된 송수신기의 송신부 상에서, 출력 타이밍 발생기(825₀)는 또한, 무선 제어기 및 인터페이스(3)로부터 UWB 파형을 엔코딩하는데 사용하기 위한 고속 변조 조정 신호, 주파수, 및/또는 위상을 수신한다. (제어 신호를 통한) 데이터 및 사용자 코드는 엔코더(50)에 제공되는데, 상기 엔코더는 시간-변조를 사용하는 본 발명의 실시예의 경우에, 명령 신호(예를 들어, △t)를 출력 타이밍 발생기(8250)로 통과시켜 펄스를 전송할 시간을 제공한다. 이 방식으로, 데이터를 전송된 파형으로 엔코딩하는 것이 수행될 수 있다.

상이한 펄스의 셰이핑이 데이터 및/또는 코드에 따라서 변조될 때, 엔코더(50)는 파형 발생기(45)에서 특정 파형을 발생시키기 위하여 서로 다른 셰이핑을 선택하도록 하는 방식으로 명령 신호를 발생시킨다. 예를 들어, 데이터는 채널 심볼 당 다수의 데이터 비트로 그룹화될 수 있다. 그 후, 파형 발생기(45)는 타이밍 발생기(825₀)로 표시된 바와 같은 특정 시간에서 요청된 파형을 발생시킨다. 그 후, 파형 발생기의 출력은 T/R 스위치(805)에 의해 안테나(800)를 통해서 전송되기 전 필터 세트(815)에서 필터링되고 증폭기(820)에서 증폭된다.

본 발명의 또 다른 실시예에서, 전송 전력은 송신기 및 수신기가 간단히 교대로 전력 다운되지만, 다른 하나는 T/R 스위치(805) 없이도 동작될 정도로 충분히 낮게 된다. 또한, 본 발명의 어떤 실시예에선, 필터 세트(805) 뿐만 아니라 증폭기(820)도 필요치 않게 되는데, 그 이유는, 원하는 전력 레벨 및 스펙트럼이 파형 발생기(45)로부터 직접 사용될 수 있기 때문이다. 게다가, 필터 세트(815) 및 증폭기(820)는 본 발명의 구현에 따라서 파형 발생기(45) 내에 포함될 수 있다.

개시된 UWB 통신 시스템의 특징은, 전송된 파형이 예를 들어, 고 칩핑 레이트를 사용함으로써 거의 연속적인 전력 흐름을 갖도록 행해질 수 있다는 것인데, 파형에서 개별적인 웨이브렛은 거의 연속적으로 배치된다. 이 구성은 시스템이 저 피크 전압에서 동작하도록 하지만, 효율적으로 동작하도록 충분한 평균 전송 전력을 발생시킨다. 따라서, 예를 들어, 1 볼트 레벨에서 실행되는 서브마이크론 기하학적 CMOS 스위치는 증폭기(820)를 요구하지 않도록 안테나(800)를 직접 구동시키는데 사용될 수 있다. 이 방식으로, 전체 무선 장치는 단일 모노리딕 집적 회로상에서 집적될 수 있다.

어떤 동작 조건하에서, 이 시스템은 필터 세트(815) 없이도 동작될 수 있다. 그러나, 시스템이 예를 들어, 또 다른 무선 시스템으로 동작되는 경우, 필터 세트(815)는 노취 기능을 제공하여 다른 무선 시스템과 간섭하는 것을 제한하도록 사용될 수 있다. 이 방식으로, 시스템은 다른 무선 시스템과 동시에 동작할 수 있어, 안테나에 직접 접속되어 필터를 포함하는 것이 곤란한 애벌랜치(avalanching)형 장치를 사용하는 종래 장치에 비해서 장점을 제공한다.

송수신기 신호

상술된 송수신기의 바람직한 실시예의 동작이 지금부터 도9 내지 도14와 관련하여 서술될 것이다. 이 실시예에서, 송수신기는 정보를 전달하기 위하여 바이페이스 모노펄스를 사용한다. 도9-도11은 전송된 신호의 각종 배열을 도시한 타이밍 도이다. 도12A-도14C는 에러 채널의 동작을 도시한 타이밍 도이다. 도15는 본 발명의 바람직한 실시예의 실제 동작을 위한 상관 신호 및 인입 신호를 도시한 타이밍 도이다.

바이페이스 모노펄스

도9는 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 바이페이스 모노펄스의 스트림의 타이밍 도이다. 도9에 도시된 바와 같이, 각 바이페이스 모노펄스(900)는 서로에 인접하여 형성된 정의 피크 및 부의 피크를 갖는 신호이다. 모노펄스는 필요에 따라서 극성이 반전될 수 있고, 정보를 반송하는데 사용되는 극성에 차이가 있다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따라서, 모노펄스를 사용하는 데이터 신호는 아날로그 칩을 통해서 최저 레벨로 정보를 전송한다. 각 아날로그 칩은 칩의 지속기간을 나타내는 한 세트의 아날로그 칩 주기(T_ac) 및 상응하는 아날로그 칩 주파수(F_ac)(또는 아날로그 칩 레이트)를 갖고 정보의 비트 또는 부분 비트를 나타내는 단일 모노펄스를 포함한다.

불행하게도, 모노펄스의 특성 때문에, 모노펄스의 폭을 정확하게 측정하는 것이 매우 어렵다. 그러나, 모노펄스의 피크-대-피크 펄스 폭(T_p)을 측정하는 것은 상대적으로 용이하다. 그러므로, 실제에서, 아날로그 칩 주기(T_ac) 및 모노펄스(T_p)의 피크-대-피크 펄스폭 간의 관계를 설정하여, 피크-대-피크 펄스 폭(T_p)을 아날로그 칩 주기(T_ac)보다 작게 설정할 필요가 있다. 즉,

이 된다.

바람직한 실시예에서, T_p는 거의 T_ac의 1/9값이다.

아날로그 칩 주기(T_ac)는 인접 모노펄스(900)상에서 상응하는 피크간의 시간으로서 측정된다. 아날로그 칩의 실제 시작 및 종료 지점은, 모노펄스(900)의 시간 간격을 중첩시키지 않는다면, 원하는 대로 선택될 수 있다. 도9는 아날로그 칩이 모노펄스(900)의 전,후의 데드 간격(dead space)과 거의 동일한 부분을 갖는 것으로서 한정되는 실시예를 도시한다. 그러나, 또 다른 실시예에서, 아날로그의 시작 및 종료 지점의 배치는 가변될 수 있다. 바람직한 일실시예에서, 피크-피크 펄스 폭(T_p)는 약 80ps인 반면에, 아날로그 칩 주기(T_ac)는 약 770ps이다.

아날로그 코드워드

개별적인 아날로그 칩 모두는 아날로그 코드 워드로 순서화되어 소정 데이터 레이트로 데이터를 전송하는데, 각 아날로그 코드 워드는 전송될 정보의 비트 또는 부분 비트에 대응한다. 아날로그 코드 워드는 아날로그 코드 워드의 지속 기간을 나타내는 아날로그 코드워드 주기(T_aw) 및 관련된 아날로그 코드 워드 주파수(F_aw)를 갖는다. 이를 갖지 않을지라도, 이는 데이터 레이트에 대응할 수 있다. 도10A 및 도10B는 아날로그 코드워드의 2가지 예를 도시한 것이다.

도10A는 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 한 칩 아날로그 코드 워드를 도시한 타이밍 도이다. 이 가장 간단한 예는 단일 아날로그 칩을 포함하는 아날로그 코드워드를 갖는다. 이 경우에, 아날로그 코드 워드 주기(T_aw) 및 아날로그 칩 주기(T_ac)는 동일하다(즉, 아날로그 칩 및 아날로그 코드 워드는 동일한 주파수로 전송된다). 도10A에 도시된 바와 같이, 아날로그 칩의 한 특정 오리엔테이션(orientation)은 아날로그 "1"에 대응하고, 아날로그 칩의 다른 오리엔테이션은 아날로그 "0"에 대응한다. 이는 또 다른 실시예서는 그 반대로 될 수 있다.

도10B는 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 5칩 아날로그 코드워드를 도시한 타이밍 도이다. 이 실시예는 5개의 아날로그 칩을 포함하는 아날로그 코드워드를 갖는다. 이 경우에, 아날로그 코드 워드 주기는 아날로그 칩 주기의 5배이다(즉, 아날로그 코드워드는 아날로그 칩 주파수의 1/5로 전송된다).

즉, n-칩 아날로그 코드워드에 대해,

이 된다.

따라서, 아날로그 칩 주기(T_ac) 및 아날로그 코드워드 n 당 아날로그 칩 수는 아날로그 코드워드(T_aw)의 주기를 결정한다.

도10B에 도시된 바와 같이, 5개의 아날로그 칩의 특정 오리엔테이션은 아날로그 "1"에 대응하고, 이 오리엔테이션의 역은 아날로그 "O"에 대응한다. 아날로그 코드워드 내에서의 배열 및 칩 오리엔테이션의 특정한 선택은 중요하지 않고, 필요에 따라서 가변될 수 있다. 중요한 것은, 아날로그 "1" 및 아날로그 "0" 코드 워드가 서로 역으로 된다는 것이다.

바람직한 일 실시예는 아날로그 코드 워드 당 13개의 아날로그 칩을 포함하고 1.3GHz(770ps 아날로그 칩 주기)에서 아날로그 칩 주파수를 설정한다. 이는 100MHz(10ns 아날로그 코드 워드 주기)의 아날로그 코드 워드 주파수가 된다는 것이며, 이는 초당 정보의 100Mbits의 아날로그 데이터 전송 레이트에 대응한다.

피크-대-피크 펄스 폭(T_p), 아날로그 칩 주기(T_ac), 아날로그 칩 주파수(F_ac), 아날로그 코드워드 n 당 아날로그 칩 수, 아날로그 코드워드 주기(T_aw) 및 아날로그 코드워드 주파수(F_aw)의 각종 파라미터는 필요에 따라서 가변되어, 송수신기에 대한 바람직한 성능 특성을 성취한다. 예를 들어, 도10A 및 도10B에 술된 실시예는 상이한 아날로그 칩 수(n)에도 불구하고 동일한 아날로그 코드워드 주기(T_aw)를 갖는다. 이는, 소정 아날로그 코드워드 주기(T_aw)에 대한 전송 전력이 도10A의 실시예에서 단일 모노펄스에 사용되지만, 도10B의 실시예에서 5개의 모노펄스에 걸쳐서 확산된다는 것을 의미한다. 또 다른 실시예는 명백하게, 필요에 따라서 이들 파라미터를 변경시킬 수 있다.

디지털 코드워드

아날로그 코드워드는 디지털 코드워드와 결합될 수 있는데, 이는 송수신기에 의해 전송되거나 수신되는 신호 데이터를 반송한다. 이 경우에, 아날로그 코드워드는 디지털 코드워드를 생성하도록 디지털 칩으로서 사용된다. 따라서, 각 디지털 칩은 아날로그 코드워드 주기(T_aw)와 동일한 디지털 칩 주기(T_dc) 및 아날로그 코드워드 주파수(F_aw)와 동일한 디지털 칩 주파수(F_dw)를 갖는다.

디지털 코드워드를 구성하는데 사용되는 디지털 칩수(즉, 아날로그 코드 워드)(m)는 전송 속도 및 신뢰성을 균형맞춤으로써 결정된다. 가장 간단한 형태로, 디지털 코드워드는 단일 디지털 칩(m=1)을 포함하고, 또한, 아날로그 코드워드 주파수로 전송할 수 있다. 디지털 코드워드의 크기가 증가함에 따라서, 전송 신뢰성은 소정 범위 및 평균 전송 전력에 대해 증가하지만, 실제 데이터 전송 속도는 감소된다. 도11은 디지털 코드워드의 예를 도시한 것이다.

도11은 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 2칩 디지털 코드워드를 도시한 타이밍도이다. 이 실시예는 2개의 아날로그 칩(m=2)을 포함하는 디지털 코드워드를 갖는다. 이 경우에, 디지털 코드워드 주기(T_dw)는 디지털 칩 주기의 2배이다(즉, 디지털 코드워드는 디지털 칩의 1/2 주파수로 전송된다).즉,

이 된다.

도11에 도시된 바와 같이, 특정 배열된 2개의 디지털 칩은 디지털 "1"에 대응하고, 이 오리엔테이션의 역은 디지털 "0"에 대응한다. 그러나, 디지털 코드워드내에서 디지털 칩의 특정한 선택 및 배열은 중요하지 않고 필요에 따라 가변될 수 있다. 역이 사용되면 디코딩시 어떤 이점이 있지만, 이는 필요치 않다. 예를 들어, 디지털 "1"이 아날로그 "11"을 구성할 수 있는 반면에, 디지털 "0"은 아날로그 "01"으로 구성된다.

게다가, 디지털 코드워드 당 디지털 칩수가 1보다 크게 증가하기 때문에, 디지털 코드워드당보다 많은 2진 정보 비트를 엔코딩할 수 있다. 단지 "0" 또는 "1"을 엔코딩하는 것보다 오히려, 2진 코드워드는 "0", "1", "2", 또는 "3" 또는 디지털 코드워드 당 디지털 칩수에 의해 허용되는 어떤 다른 엔코딩 레벨을 엔코딩할 수 있다. (이는 아날로그 코드워드에 대해서도 마찬가지라는 점에 유의하라)

아날로그 코드워드 이외에 디지털 코드워드를 사용하는 한가지 장점은, 디지털 코드워드의 크기가 동작동안 손쉽게 변경될 수 있다는 것이다. 아날로그 코드 워드 당 아날로그 칩수는 종종, 설계동안 고정되지만, 디지털 코드워드 당 디지털 칩 수는 동작 동안 필요에 따라서 변경될 수 있다. 이는 예를 들어, 원하는 전송 신뢰성을 가변시키기 위하여 행해질 수 있다. 따라서, 송수신기는 아날로그 전송 레이트와 동일한 최대 데이터 전송 레이트로 도작할 수 있으며, 또는, 보다 큰 신뢰성을 갖지만 감소된 전송 레이트로 동작될 수 있다.

한 가지 바람직한 실시예는 아날로그 코드워드 주파수(F_aw)를 100MHz(10ns 아날로그 코드워드 주기(T_aw))로 설정하는데, 이는 초당 정보의 100Mbits의 아날로그 데이터 전송 레이트에 대응한다. 디지털 코드워드(m)의 크기가 1로 설정되면, 디지털 코드워드는 초당 100Mbits의 디지털 데이터 전송 레이트에 대응하는 100MHz의 디지털 코드워드 (F_dw) 주파수로 전송된다. 그러나, 디지털 코드워드(m)의 크기가 2로 설정되면, 디지털 코드워드(F_dw)는 초당 50Mbits의 디지털 데이터 전송 레이트에 대응하는 50MHz(아날로그 코드워드 주파수의 1/2)의 디지털 코드워드 주파수로 전송된다. 디지털 코드워드 주파수 및 디지털 데이터 전송 레이트의 상응하는 감소는 디지털 코드워드 크기가 감소될 때 발생될 것이다. 결국, 디지털 코드워드의 크기는 데이터 레이트 및 신뢰도간의 바람직한 균형이 이루어질 때까지 상기 도시된 바와 같이 가변될 수 있다.

디지털 코드워드 길이는 상이한 전송동안 가변될 수 있다는 것이 가장 중요하다. 간섭 레벨이 낮고 에러가 훨씬 적다고 예측되면, 낮은 디지털 코드워드 길이(m)가 데이터 전송 속도를 최대화하기 위하여 사용될 수 있다. 그러나, 큰 간섭이 예측되면, 보다 큰 디지털 코드워드 길이(m)가 선택되어, 데이터 전송 속도를 낮춘다.

신호 포착 및 추적

포착 및 추적 동작이 지금부터 도12A 내지 도14와 관련하여 설명될 것이다. 도12A 및 도12B는 2개의 신호간의 위상 차에 따라서 국부적으로 발생된 바이페이스 모노펄스 신호와 인입 바이페이스 모노펄스 신호의 상관 결과를 도시한 타이밍 도이다. 특히, 도12A는 UWB 송수신기에서 국부적으로 발생된 신호 및 인입 신호를 도시한 타이밍 도이다. 도12B는 도12A의 국부적으로 발생된 신호 및 인입 신호를 비교하는 상관 결과를 도시한 타이밍 도이다.

도12A에 도시된 바와 같이, 인입 펄스(1202, 1204, 및 1206)를 포함하는 인입 신호(1200)는 어떤 고정된 클럭 간격(소위, T_ac)(즉, 아날로그 칩 주기)에 도달한다. 그 후, 국부 펄스(1212, 1214 및 1216)를 포함하는 국부적으로 발생된 신호(1210)는 인입 펄스와 유사하게 형성되지만, 공지되지 않은 위상에서 상기 인입 신호에 대해 Φ₀ 옵셋된다. 그 후, 이들 2개의 신호는 서로 비교되어, 2개의 신호 위상이 거의 동위상을 나타내는 상관 결과를 얻는다.

도1 내지 도8에 서술된 바람직한 실시예에서, 인입 신호(1200)는 안테나(10)에 도달하고, 포착 상관기(210)에 도달하도록 프론트 엔드(15)를 통과한다. 국부적으로 발생된 신호(1210)는 타이밍 발생기(25)로부터 수신된 신호를 토대로 PFN 및 타이머(205)에서 형성된다. 그 후, 인입 신호(1200) 및 국부적으로 발생된 신호(1210)는 데이터 혼합기(310)(포착 혼합기)에서 승산되어 데이터 적분기(315)(포착 적분기)에서 적분되어 상관 결과를 얻는데, 이는 포착 모드에서 사용된다. 인입 신호(1200) 및 국부적으로 발생된 신호(1210)는 제1 및 제2 에러 채널 혼합기(405 및 410)(추적 혼합기)에서 2 지연된 시간에서 승산되고, 그 결과는 인입 신호 및 국부적으로 발생된 신호가 거의 동위상일때, 인입 신호 및 국부적으로 발생된 신호 간의 위상 차Φ₀를 결정하는데 사용될 수 있는 에러 채널(또는 에러 신호)을 얻는데 사용된다. 이 에러 채널은 추적 모드동안 사용된다.

도12B는 시간 함수(또는, 위상, 왜냐하면 위상이 스캔닝되기 때문이다)에 따라서 포착 적분기(315)로부터 출력된 국부적으로 발생된 펄스와 인입 신호의 상관 결과(1220)의 간단화된 버젼을 도시한 것이다. 이 결과는 제1 A/D 변환기(220)를 거쳐 디지털 제어기(230)로 통과하는데, 이 제어기는 상기 결과를 사용하여 상관도를 결정한다.

인입 신호(1200) 및 국부적으로 발생된 신호(1210)가 완전히 위상 정렬될때, 포착 상관기(210)에서 최대로 상관된다. 초기에, 2개의 신호가 서로 정렬(동기화)되었는지 여부를 알지못한다. 따라서, PFN 및 타이머(205)에서 생성된 국부 펄스(1212, 1214, 1216)는 도12A에 도시된 바와 같이 인입 신호(1200)의 인입 펄스(1202, 1204, 1206)간에 위치될 수 있다.

오정렬된 위상의 경우에, 포착 상관기(210)의 출력의 크기는 작게되는데, 이는 신호가 작은 상관 결과를 갖는다는 것을 의미한다. 상관을 최대화하기 위하여, PFN 및 타이머(205)에 부착된 위상 제어기(325)의 위상은, 국부적으로 발생된 신호(1210)가 포착 상관기(210)에서 인입 신호(1200)와 동위상이 될때까지 디지털 제어기(230)의 제어하에서 가변된다.

포착 상관기(210)로부터의 출력이 소정 임계값(T_R)을 초과하는 신호 대 잡음 비(SNR)를 갖지 않는 경우, 디지털 제어기(230)는 신호를 위상 제어기(325)에 전송하여, 국부적으로 발생된 신호(1210)의 위상을 조정한다. 이와 같을 때, 국부 펄스(1212, 1214, 1216)는, 포착 상관기(210)에서 인입 펄스 트레인과 정렬(동기화)될때까지 위상이 슬라이딩(slide)되어, 최대 상관을 성취한다.

도12B는 시간 함수(또는 위상, 왜냐하면 위상이 스캔닝되기 때문이다)에 따라서 포착 상관기(210)에서 국부적으로 발생된 펄스와 인입 신호의 상관 결과(1220)를 도시한다. 실제로, 상관기(210)의 출력의 크기는 인입 신호 및 국부적으로 발생된 신호 간의 위상 차(Φ₀)의 함수이다.

SNR 임계값(T_R)이 소망의 상관 레벨에 있는 상관 함수의 특정 부분을 식별하는데 사용되도록 설정된다. 상관 결과(1220)는 전형적인 SNR 임계값(T_R)을 넘는 상관 부분이 찾아질 때까지 소정 시간(또는 위상)에 걸쳐서 검사된다. 상관이 전형적인 SNR 임계값(T_R)을 넘는 위상에서, 수신기는 인입 신호와 동기되는 것으로 간주된다.

간결성을 위하여, 도12B에서, 인입 데이터 스트림(1200)이 모두 동일한 모노펄스의 오리엔테이션으로 이루어진다고 가정하자. 그러나, 바이페이스 변조된 데이터는 이 논의에 영향을 미치지 않는다. 또한, 도12B는 부가적인 잡음이 없이 단지 상관 신호만을 도시한다.

지점(1222)에서 알 수 있는 바와 같이, 신호가 완전히 위상 정렬될때, 상관은 최대로 된다. 게다가, 상관의 인접 부분과 더불어 지점(1222)은 임계 크기(T_R)를 넘는다. 임계값(T_R)은 소망의 상관 레벨을 성취하도록 필요에 따라서 변경될 수 있다. 실제로, 임계값(T_R)은 높거나 낮은 상관 레벨이 필요로될 때 동작 동안 수정될 수 있다.

도13은 인입 신호 및 국부적으로 발생된 신호 간의 위상 차(Φ₀)의 함수로서 에러 신호의 진폭을 도시한 간단화된 타이밍 도이다. 도13에 도시된 바와 같이, 에러 채널(1300)은 인입 신호 및 국부적으로 발생된 신호가 위상면에서 매우 상이한 상대적으로 평활한 영역(F), 인입 신호 및 국부적으로 발생된 신호가 어느 정도 거의 위상면에서 동일한 2개의 곡선 영역(C₁ 및 C₂) 및 인입 신호 및 국부적으로 발생된 신호가 위상면에서 거의 동일한 대략적으로 선형인 영역(L)을 갖는 신호이다.

도1 내지 도5에 서술된 실시예에서, 에러 채널은 추적 상관기(215)의 출력에 대응한다. 추적 상관기는 포착된 위상 전 설정된 량 및 포착된 위상 후 설정된 량의 위상에서 국부적으로 발생된 신호와 인입 신호를 혼합한다.

에러 채널(1300)이 선형 영역(L)에 있다면, 이의 크기는 인입 신호 및 국부적으로 발생된 신호 간의 위상차에 비례한다. 선형 영역(L)을 벗어나면, 에러 채널(1300)은 위상차 추정을 나쁘게 한다.

도13에 도시된 바와 같이, 얼리(early) 추적 신호 및 레이트(late) 추적 신호 간의 계산된 차의 진폭이 제로인 경우, 인입 신호 및 국부적으로 발생된 신호 간의 위상차는 제로가 되어 상관이 수행될 필요가 없게 된다(에러 채널상의 저점 P₁). 얼리 추적 신호 및 레이트 추적 신호 간의 계산된 차의 진폭이 정의 값(A₊)이면, 국부적으로 발생된 신호의 위상은 인입 신호의 위상으로부터 소정 방향(에러 채널상의 지점 P₃)에서 량 (Φ₊)만큼 벗어난다. 얼리 추적 신호 및 레이트 추적 신호 간의 계산된 차의 진폭이 부의 값(A_-)이면, 국부적으로 발생된 신호의 위상은 인입 신호의 위상으로부터 대향 방향(에러 채널상의 지점 P₂)에서 량 (Φ_{_})만큼 벗어난다.

에러 곡선의 정확한 셰이핑 및 위상차를 결정하는 방법은 추적 상관기(215)의 구현방식에 좌우될 것이다.

도14A 내지 도14C는 도12B의 상관 곡선에 대한 추적 모드의 동작을 도시한 타이밍 도이다. 도12B에 도시된 바와 같이, 인입 신호는 상관 신호의 SNR(이 경우에, 진폭)이 임계값(T_R)을 넘을 때 포착된다. 이상적으로, 이는 상관 신호의 진폭이 최대일때 발생될 것이다. 그러나, 상관 신호는 임계값(T_R)을 넘는 지점에 있지만, 최대가 되지는 않을 것이다. 게다가, 신호가 완전한 위상에서 초기에 포착될지라도, 동작동안 위상의 어떤 슬립핑(slipping)이 있을 수 있어, 포착 지점을 상관 곡선상의 최대 지점과 다른 어느 곳으로 슬립시킨다.

그러므로, 인입 신호가 포착되면, 수신기(1)는 포착 모드에서 추적 모드로 진입한다. 추적 모드에서, 추적 상관기(215)는 국부적으로 발생된 신호의 위상이 정확한지, 너무 높은지, 또는 너무 낮은지 여부를 결정하여 위상을 어떻게 정정하는지를 나타낸다.

도14A 내지 도14C는 포착 위상에 대한 3가지 가능한 조건을 도시한 것이다. 도14A에서, 포착 위상(Φ_A1)은 이상적인 지점에 있다. 도14B에서, 포착 위상(Φ_A2)은 이상적인 지점보다 늦은 지점에 있다 도14C에서, 포착 위상(Φ_A3)은 이상적인 지점보다 앞서 있다. 각 경우에, 포착 위상 전 위상을 벗어난 설정 량(τ)을 지점 및 포착 위상 후에 위상을 벗어난 동일한 량(τ)을 지점에서 볼 수 있다. 이들 2개의 지점간에서 이끌려진 라인의 슬로프의 극성은, 포착 위상이 얼마나 변경되었는지를 나타내고, 슬로프의 크기는 포착 위상이 어느 정도 변경되어야 하는지를 나타낸다.

도14A는 제1 포착 위상이 (Φ_A1)로서 선택되는 상황을 도시한 것인데, 이는 제1 포착 위상(Φ_A1)전 량(τ)의 제1 추적 위상 (Φ _T1)으로 되고 및 제1 포착 위상(Φ_A1)후 량(τ)의 제2 추적 위상(Φ_T2)으로 된다. 이 제1 포착 위상(Φ_A1 )은 상관 곡선상의 제1 포착 지점(A₁)에 대응하고, 이 제1 및 제2 추적 위상(Φ_T1 및 Φ_T2 )은 상관 곡선상의 제1 및 제2 추적 지점(T₁ 및 T₂) 각각에 대응한다.

도14A에서, 제1 포착 지점은 상관 곡선상의 최대 지점이며, 또한, 제1 포착 위상은 정확하게 정정된다. 따라서, 제1 및 제2 추적 지점(T₁ 및 T₂)은 상관 곡선상에서 동일한 크기를 갖는다. 그러므로, 제1 및 제2 추적 지점(T₁ 및 T₂)간에서 인출된 선은 제로 슬로프를 가져, 제1 포착 위상(Φ_A1)에 대해 변경을 행할 필요가 없다 는 것을 나타낸다.

도14B는 제2 포착 위상이 (Φ_A2)로서 선택되는 상황을 도시한 것인데, 이는 제2 포착 위상(Φ_A2)전 량(τ)의 제3 추적 위상 (Φ _T3)으로 되고 및 제2 포착 위상(Φ_A2)후 량(τ)의 제4 추적 위상 (Φ_T4)으로 된다. 이 제2 포착 위상(Φ_A2)은 상관 곡선상의 제1 포착 지점(A₂)에 대응하고, 이 제3 및 제4 추적 위상(Φ_T3 및 Φ_T4 )은 상관 곡선상의 제3 및 제4 추적 지점(T₃ 및 T₄) 각각에 대응한다.

도14B에서, 제2 포착 위상(Φ_A2)은 보다 높게 되어, 제2 포착 지점(A₂)이 상관 곡선상의 최대 지점보다 낮은 크기를 갖는다는 것을 나타낸다. 게다가, 제3 추적 지점(T₃)은 제4 추적 지점(T₄)보다 큰 크기를 갖는다. 그러므로, 제3 및 제4 추적 지점(T₃ 및 T₄)간에서 인출된 라인은 부의 슬로프를 가져, 제2 포착 위상(Φ_A2)이 감소되어야 한다는 것을 나타낸다. 게다가, 제2 포착 위상(Φ_A2)이 이상적인 지점으로부터 멀리 슬립될 때, 제3 및 제4 추적 지점(T₃ 및 T₄)간의 라인의 슬로프는 감소되어, 제2 포착 위상(Φ_A2)은 보다 큰 량만큼 감소되어야만 한다는 것을 나타낸다.

도14C는 제3 포착 위상이 (Φ_A3)로서 선택되는 상황을 도시한 것인데, 이는 제3 포착 위상(Φ_A2)전 량(τ)의 제5 추적 위상 (Φ _T5)으로 되고 및 제3 포착 위상(Φ_A3)후 량(τ)의 제6 추적 위상 (Φ_T6)으로 된다. 이 제3 포착 위상(Φ_A3)은 상관 곡 선상의 제1 포착 지점(A₃)에 대응하고, 이 제5 및 제6 추적 위상(Φ_T5및 Φ_T6 )은 상관 곡선상의 제5 및 제6 추적 지점(T₅ 및 T₆) 각각에 대응한다.

도14C에서, 제3 포착 위상(Φ_A3)은 보다 낮게 되어, 제3 포착 지점(A₃)이 상관 곡선상의 최대 지점보다 낮은 크기를 갖는다는 것을 나타낸다. 게다가, 제5 추적 지점(T₅)은 제6 추적 지점(T₆)보다 낮은 크기를 갖는다. 그러므로, 제5 및 제6 추적 지점(T₅ 및 T₆)간에서 인출된 라인은 정의 슬로프를 가져, 제3 포착 위상(Φ_A3)이 증가되어야 한다는 것을 나타낸다. 게다가, 제3 포착 위상(Φ_A3)이 이상적인 지점으로부터 멀리 슬립될 때, 제5 및 제6 추적 지점(T₅ 및 T₆)간의 라인의 슬로프는 증가되어, 제3 포착 위상(Φ_A3)은 보다 큰 량만큼 증가되어야만 한다는 것을 나타낸다.

따라서, 소정 포착 위상의 양측상의 2개의 추적 지점 간에서 라인의 슬로프를 표시하는데 매우 유용하게 된다. 선형 영역(L)에서 도13의 에러 채널은 바로 이와 같은 추정이 된다. 인입 신호 및 국부적으로 발생된 신호 간의 위상 차(Φ₀)는 에러 채널이 선형 영역(L)에 있을 정도로 충분히 작게 되는 한, 에러 채널 신호는 2개의 추적 지점간에서 라인의 슬로프를 계산하는데 사용될 수 있으며, 그 후, 국부적으로 발생된 신호의 위상이 얼마나 변경되었는지를 나타내는데 사용될 수 있다.

이 분석은 국부적으로 발생된 신호에 대한 3개의 지연된 위상(각각은 위상에서 량(τ)만큼 이격되어 있다)을 얻음으로써 수행될 수 있다. 제1 신호(량 (0τ) 만큼 지연됨)는 얼리 추적 신호로서 사용되고, 제2 신호(량 (1τ)만큼 지연됨)는 포착 신호로서 사용되고, 제3 신호(량 (2τ)만큼 지연됨)는 레이트 추적 신호로서 사용된다. 이는 제1 내지 제3 딜레이(505, 510 및 515)를 가짐으로써 도1-5의 실시예에서 얻어진다. 그러나, 또 다른 실시예에서, 지연이 인입 신호에 가해질 수 있고, 국부적으로 발생된 신호는 불변인채로 통과될 수 있다.

도5에 도시된 바와 같이, 얼리 추적 신호는 제1 추적 혼합기(405)에 공급되고, 레이트 추적 신호는 제2 추적 혼합기(410)에 공급되는데, 이들 둘 다는 인입 신호의 복제를 수신한다. 이들 2개의 혼합 동작으로부터의 결과는 추적 가산기(415)에 전송되어 차를 얻는다. 도4 및 도5의 바람직한 실시예에서, 제2 추적 혼합기(410)로부터의 결과는 제1 추적 혼합기(405)의 결과로부터 감산된다. 이는 단지 예시를 위하여 도시된다. 이 동작은 손쉽게 역으로 행해질 수 있으며, 제1 추적 혼합기(405)로부터의 결과는 제2 추적 혼합기(410)의 결과로부터 감산된다. 이 경우에, 유일한 차이는 추적 가산기(415)로부터 출력된 신호의 극성이 반전된다는 것이다.

도13은 인입 신호 및 국부적으로 발생된 신호 간의 위상 차 함수로서 추적 적분기(420)로부터 출력된 에러 추적 결과를 도시한 것이다. 이 결과는 제2 A/D 변환기(230)를 통해서 디지털 제어기(230)로 통과하는데, 상기 제어기는 상기 결과를 사용하여 실제 포착 위상이 이상적인 포착 위상에 얼마나 근접하는지를 결정하여 이상적인 포착 위상에 근접하도록 하기 위하여 얼마나 변경되어야 하는지를 결정한다.

송수신기 동작

도15는 도1 내지 도7에 도시된 바와 같은 본 발명의 바람직한 실시예의 실제 동작을 위한 상관 신호 및 인입 신호를 도시한 타이밍 도이다.

신호 특성

도1 내지 도7의 송수신기에 사용하기 위하여, UWB 신호는 셰이프-변조된 웨이브렛의 시퀀스로 발생되는 것이 바람직한데, 상기 셰이프-변조된 웨이브렛의 발생 시간이 또한, 변조될 수 있다. 아날로그 변조를 위하여, 셰이프 제어 파라미터중 적어도 하나는 아날로그 신호로 변조된다. 보다 전형적으로, 웨이브렛은 M개의 가능한 셰이프를 취한다. 디지털 정보는 정보를 통신시키기 위하여 발생 시간 및 M개의 웨이브렛 셰이프중 하나 또는 이들의 조합을 사용하도록 엔코딩된다.

상술된 실시예에서, 각 웨이브렛은 바이페이스와 같은 2개의 셰이프를 사용하여 1비트를 통신시킨다. 본 발명의 다른 실시예에서, 각 웨이브렛은 q비트를 통신시키도록 구성될 수 있는데, 여기서, M≥2^q이다. 예를 들어, 4개의 셰이프는 가령, 직교 위상(quadrature phase) 또는 4-레벨 진폭 변조에 따라서 2비트를 통신시키도록 구성될 수 있다. 본 발명의 또 다른 실시예에서, 각 웨이브렛은 코드 시퀀스에서 "칩"인데, 그룹으로서 시퀀스는 하나 이상의 비트를 통신시킨다. 이 코드는 칩 레벨에서 M-ary로 될 수 있어, 각 칩에 대해 M개의 가능한 셰이프로부터 선택된다.

칩에서, 또는 웨이브렛 레벨에서, 본 발명의 실시예는 UWB 파형을 발생시킨다. UWB 파형은, (i) 바이페이스 변조된 신호(+1, -1), (ii) 멀티레벨 바이페이스 신호(+1, -1, +a1, -a1, +a2, -a2, ... , +aN, -aN), (iii) 직교 위상 신호(+1, -1, +j, -j), (iv) 멀티-페이스 신호(1, -1, exp(+jπ/N), exp(-jπ/N), exp(+jπ2/N), exp(-jπ2/N),...,exp(+jπ(N-1)/N), exp(-jπ(N-1)/N)), (v) 멀티레벨 멀티-페이스 신호(a_i exp(j2πβ/N)｜a_i∈{1, a1, a2,...,aK}, β∈{0,1,...N-1}, (vi) 주파수 변조된 펄스, (vii) 펄스 위치 변조(PPM) 신호(여러 후보 타임 슬롯에서 전송된 가능한 동일한 셰이핑 펄스), (viii) B_i∈{1, ..., M}을 지닌 M-ary 변조된 파형 g_Bi(t) 및 (ix) 처핑 시그널링 방식에 따라서 전송된 멀티-페이스 채널 심볼과 같이, 상기 파형의 임의의 조합을 포함한 각종 기술에 의해 변조되지만, 이에 국한되지는 않는다. 그러나, 본 발명은 상기 변조 방식의 변형 및 당업자에게 공지되어 있는 그 외 다른 변조 방식(예를 들어, Lathi에 서술된 바와 같은, "Modern Digital and Analog Communications Systems," Holt, Rinehart and Winston, 1988, 이의 전체 내용이 본원에 참조되어 있다)에 적용될 수 있다.

일부 전형적인 파형 및 관련된 특성식이 지금부터 서술될 것이다. 예를 들어, 시간 변조 성분이 다음과 같이 정의될 수 있다. t_i를 (i-1)번째 펄스 및 i번째 펄스간의 시간 간격이라 하자. 따라서, i번째 펄스까지의 전체 시간은

이 된다. 신호(T_i)는 데이터, 스프레딩 코드 또는 사용자 코드의 부분, 또는 이들의 어 떤 조합을 위하여 엔코딩될 수 있다. 예를 들어, 신호(T_i)는 동등하게 이격되거나, 스프레딩 코드의 부분일 수 있는데, 여기서, T_i는 처프의 제로-교차, 즉 T_i의 시퀀스에 대응하는데, 여기서 소정 세트의 a 및 k에 대해

이다. 여기서, a 및 k는 또한, 사용자 코드 또는 엔코딩된 데이터를 토대로 한 유한 세트로부터 선택될 수 있다.

본 발명의 실시예는 M-ary 변조를 사용하여 서술될 수 있다. 이하의 수학식(12)은 전형적인 전송된 펄스 또는 수신된 펄스의 시퀀스를 나타내기 위하여 사용될 수 있는데, 각 펄스는 셰이프 변조된 UWB 웨이브렛 g_Bi(t-T_i)이다.

상기 수학식에서, 첨자 i는 전송되거나 수신된 UWB 펄스의 시퀀스에서 i번째 펄스라 한다. 웨이브렛 함수(g)는 M개의 가능한 셰이프를 가짐으로, B_i는 상기 시퀀스의 i번째 펄스에서 M-ary 변조 셰이프중 하나의 셰이프에 데이터로부터의 매핑을 나타낸다. 웨이브렛 발생기 하드웨어(예를 들어, UWB 파형 발생기(45))는 웨이브렛의 셰이프를 관리하는 여러 제어 라인(예를 들어, 무선 제어기 및 인터페이스(3)로 나옴)을 갖는다. 그러므로, B_i는 M개의 바람직한 웨이브렛 셰이프를 발생시키는 제어 신호의 M조합을 위한 룩업 테이블의 인덱스로서 간주될 수 있다. 엔코더(21)는 데이터 스트림 및 코드를 결합하여, M-ary 상태를 발생시킨다. 파형 발생기(5) 및 무선 제어기 및 인터페이스(9)에서 복조가 발생되어 원래 데이터 스트림으로 복구된다. 시간 위치 및 웨이브렛 셰이프는 펄스 시퀀스와 결합되어, 가령, 정보를 전달하며, 사용자 코드를 구현시킨다.

상기 경우에, 신호는 i=0으로부터 무한대까지의 웨이브렛으로 이루어진다. i가 증분될때, 웨이브렛이 발생된다. 이하의 수학식(13)은 일반적인 웨이브렛 펄스 함수를 나타내는데 사용될 수 있는데, 이의 셰이프는 전체 펄스에 걸쳐서 변경되어, 가령 정보를 전달하거나 사용자 코드를 구현한다.

상기 수학식에서, 함수(f)는 기본 웨이브렛 셰이프를 정의하고, 함수(h)는 단지 함수(f)의 힐버트 변환이다. 파라미터(B_i,1)는 각 웨이브렛 펄스의 크기 및 위상을 조정하는 복소수인데, 즉,

이며, 여기서, a_i는 유한 세트의 진폭으로부터 선택되고, θ는 유한 세트의 위상으로부터 선택된다. 파라미터{B_i,2, B_i,3,...}는 웨이브렛 셰이프를 제어하는 일반적인 파라미터 그룹을 나타낸다.

전형적인 파형 시퀀스 x(t)는 이하의 수학식(14)에 의해 정의된 바와 같은 가우스 파형의 도함수인 웨이브렛 펄스 셰이프(f)의 군을 기준으로 할 수 있다.

상기 수학식에서, 함수

는 f_B1(t)의 피크 절대값을 1로 정규화한다. 파라미터(B_i,2)는 펄스 지속기간 및 중심 주파수를 제어한다. 파라미터(B_i,3)는 도함수의 수이고 대역폭 및 중심 주파수를 제어한다.

또 다른 전형적인 파형 시퀀스 x(t)는 이하의 수학식(15)으로 표현된 바와 같은 가우스 가중된 사인 함수인 웨이브렛 펄스 셰이프(f)의 군을 기준으로 할 수 있다.

상기 수학식에서, b_i는 펄스 지속기간을 제어하며, ω_i는 중심 주파수를 제어하고, k_i는 칩 레이트를 제어한다. 본 발명에 또한 적용가능한 가우스 함수 이외에, 다른 전형적인 가중 함수는 예를 들어, Rectangular, Hanning, Hamming, Blackman-Harris, Nutall, Taylor, Kaiser, Chebychev 등을 포함한다.

또 다른 전형적인 파형 시퀀스 x(t)는 이하의 수학식(16)으로 표현된 바와 같은 역지수 가중된 사인 함수인 웨이브렛 펄스 셰이프(f)의 군을 기준으로 할 수 있다.

여기서, {B_i,2, B_i,3, B_i,4, B_i,5, B_i,6, B_i,7, B_i,8} = {t1_i, t2_i, tr_i, tf_i, θ_i, ω_i, k_i}

상기 수학식에서, 리딩 에지 턴온 시간은 t1으로 제어되고, 턴온 레이트는 tr로 제어된다. 트레일링 에지 턴오프 시간은 t2로 제어되고 턴오프 레이트는 tf로 제어된다. t=0 및 T_D에서 처프 신호가 펄스 지속기간이라고 간주하면, 시작 위상은 θ로 제어되며, 시작 주파수는 ω로 제어되며, 처프 레이트는 k로 제어되고, 정지 주파수는 ω+ kT_D로 제어된다. 일예의 파라미터 값 할당은 ω=1, tr=tf=0.25, t1=tr/0.51 및 t2=T_D-tr/9이다.

본 발명의 특징은, 웨이브렛 셰이프를 제어하는데 사용되는 M-ary 파라미터 세트가 UWB 신호를 구성하도록 선택된다는 것인데, 여기서, g(t)의 전력 스펙트럼의 중심 주파수 (f_c) 및 대역폭(B)은 2f_c>B.0.25f_c를 만족한다. 종래의 수학식은 동위상 및 직교 신호(예를 들어, 종종 I 및 Q라 한다)를 정의한다는 점에 유의하여야 한다. 그러나, 중요한 관찰은, 이 종래 정의가 UWB 신호에 대해선 부적절하다는 것이다. 본 발명은, 이와 같은 종래 정의의 사용이 DC 오프셋 문제 및 열악한 수행성능을 초래할 수 있다는 것을 인지한다.

게다가, 이와 같은 부적절성은 대역폭이 25f_c로부터 벗어나 2f_c를 향하여 이동할 때 점진적으로 악화된다. 전형적인 웨이브렛의 주요 속성(또는, 예를 들어, 공동 계류중인 미국 특허 출원 제09/209,460호에 기재된 바와 같은 속성, 상기 특허의 내용이 본원에 참조되어 있다)은, 파라미터가 상기 수학식(12)에서 f 또는 h 둘 모두 DC 성분을 갖지 않지만, f 및 h가 UWB 시스템에 대한 필요로되는 넓은 상대적인 대역폭을 나타내도록 선택된다는 것이다.

유사하게, B>.25f_c에 따라서, UWB 신호의 정합된 필터 출력은 통상적으로 단지 적은 사이클 또는 심지어 지속기간에서 단일 사이클이라는 점에 유의하여야 한다.

UWB 웨이브렛의 압축된(즉, 코히어런트 정합되어 필터링된) 펄스 폭이 짐금부터 도15와 관련하여 정의될 것이다. 도15에서, 웨이브렛의 시간 도메인 버젼은 g(t)를 나타내고, 퓨리에 변환(FT) 버젼은 G(ω)로 표현된다. 따라서, 정합된 필터는 공액 복소수 G^*(ω)로서 표현되어, 정합된 필터의 출력이 P(ω) = G(ω)ㆍG^*(ω)가 되도록 한다. 시간 도메인에서 정합된 필터의 출력은 P(ω)에 대해 역 퓨리에 변환을 수행함으로써 p(t), 즉 압축되거나 정합되어 필터링된 펄스를 얻는다. 압축된 펄스 p(t)의 폭은 T_C로 정의되는데, 이는 도16에 도시된 바와 같은 압축된 펄스의 피크보다 작은 6dB인 압축된 펄스 E(t)의 인벨롭에 대한 지점들 간의 시간이다. 인벨롭 파형 E(t)는 이하의 수학식(17)으로 결정될 수 있다.

여기서 p^H(t)는 p(t)의 힐버트 변환이다.

따라서, 상기의 파라미터화된 파형은 양호한 합성 자동상간 및 교차 상관 함수로 코드를 구성하기 위하여 큰 파라미터 간격으로 정보를 통신시키도록 제어될 수 있는 UWB 웨이브렛 함수의 예이다. 디지털 변조를 위하여, 각 파리미터는 통신될 디지털 데이터를 수신하는 엔코더에 따른 소정 리스트로부터 선택된다. 아날로그 변조를 위하여, 하나 이상의 파라미터는 통신될 아날로그 신호의 어떤 함수(예를 들어, 비례)에 따라서 동적으로 변경된다.

포착 및 추적

상술된 바와 같이, 동작시, 수신기는 포착 또는 추적 모드 중 어느 한 모드로 동작한다. 수신기가 이미 인입 신호에 동기되었을 때, 수신기는 추적 모드로 되고, 신호 무결성(signal integrity)이 상당히 저하되거나 아직 동기되지 않았을 때, 수신기는 포착 모드로 진입하여 신호를 포착하거나 재포착한다.

포착 모드에서, 인입 UWB 신호는 안테나(10)를 통해서 수신된다. 국부적으로, PFN 및 타이머(205)는 전송된 신호에 인가되는 코드에 시퀀스적으로 대응하는 펄스의 스트링을 발생시킨다. 그 후, 이 펄스의 스트링은 포착 혼합기(310)에서 인입 신호와 혼합된다. 포착 적분기(315)는 포착 혼합기(310)의 출력을 적분하여 인입 UWB 신호 및 PFN 및 타이머(205)에 의해 발생된 펄스 스트링 간의 상관을 나타내는 상관값을 출력한다. 포착 적분기(315)의 출력은 2개의 입력 신호와 완전히 위상 정렬될 때 최대 상관값을 갖는다.

초기에, 2개의 신호가 서로 정렬되었는지를 알지못한다. PFN 및 타이머(205)에서 생성된 국부 펄스는 인입 신호와 이위상(out of phase)으로 위치될 수 있는데, 즉 국부 펄스 스트림의 펄스는 인입 신호의 펄스간에서 나타난다. 이 경우에, 포착 적분기(315)로부터 출력된 상관값은 작게 된다. 이들 2개의 신호간에서 충분히 높은 상관을 얻기 위하여, PFN 및 타이머(205)에서 클럭의 위상은 발생된 펄스 스트림이 포착 혼합기(310)에서 인입 신호와 동위상으로 거의 충분할 정도로 정합될 때까지 위상 제어기(325)에 의해 가변된다.

이는 포착 적분기(315)로부터의 상관 출력의 SNR에 대한 임계값(T_R)의 사용을 통해서 제어된다. 포착 적분기(315)로부터의 상관 출력의 SNR이 설정된 임계값보다 작다면, 디지털 제어기(230)는 신호를 위상 제어기(325)에 전송하여, 발생된 국부 펄스 스트림의 위상을 조정한다. 이를 행하기 위하여, 국부 발진기(230)의 위상은 반복적으로 조정되어, 인입 신호와 충분히 동위상이 될 때까지, 국부 펄스 스트림의 위상을 시프트시킨다. 따라서, 국부 펄스 스트림은 포착 혼합기(310)에서 인입 신호와 시간적으로 정렬될 때까지 동위상으로 슬라이딩하여, 최대 상관 SNR을 얻는다. 최대 상관 SNR이 발생되는 지점은 임의의 각종 포착 루틴에 의해 결정된다.

용어 "최대 상관 SNR"이 사용될 때, 절대 최대 상관값 이라기보다 오히려 설정된 임계값(T_R)을 넘는 상관 SNR이라 한다. 임계값이 설정되는 레벨에 따라서, "최대 상관 SNR"의 위치수는 가변될 것이다.

충분한 품질의 상관 SNR이 관찰될 때, 즉, 절대 상관 SNR 또는 상기 절대 상관 피크로부터 수용가능한 거리 내의 지점이 관찰될 때, 디지털 제어기(230)는 수신기(1)가 추적 모드로 동작하도록 스위칭한다. 이때, 인입 신호의 신호 대 잡음비(SNR)을 연속적으로 감시하여, 서비스의 수용가능한 품질, 예를 들어, 수용가능한 비트 에러 레이트(BER)에서의 데이터 레이트가 제1 A/D 변환기(220)의 출력 또는 데이터 코드 프로세서(520)의 출력에서 신호 샘플 지점의 패턴을 감시함으로써 유지되는지 여부를 결정한다.

바람직한 실시예에서, 제1 A/D 변환기(220)는 아날로그 코드워드 주파수(F_aw)와 동일한 샘플링 레이트를 갖도록 설정되어, 아날로그 코드 워드 당 1 샘플을 제공한다. 이들 샘플 각각은 제1 A/D 변환기(220)의 수행에 따라서 3 내지 8 비트의 데이터 비트폭을 갖는다. 따라서, 인입 비트가 A 또는 -A중 어느 하나의 잡음없는 값을 지닌 샘플 지점이 되는데, 여기서, A는 신호 진폭이다. 진폭 A는 인입 신호 "1"을 나타내고, 진폭 -A는 인입 신호 "0"("-1"로 표시됨)를 나타낸다. 그러나, 인입 신호에서의 잡음 때문에, 비트 패턴은 실제로 진폭 A 및 -A 근방에서 가변한다.

서로 다른 엔코딩 또는 신호 버젼으로 인해, 인입 신호의 해석은 변할 수 있다. 예를 들면, 또 다른 실시예에서, 진폭 A는 인입 신호 "0"을 나타내는 반면에, 진폭 -A는 인입 신호 "1"을 나타낼 수 있다.

신호 전력은 비트 패턴의 절대값의 평균의 제곱으로서 표현될 수 있는데, 이는 UWB 신호 압축후 진폭에 대응한다. 잡음 전력은 상기 평균 근방의 분산(variance)으로 제공된다. 추적(tracking)이 적절하게 계속되는지 여부를 결정하기 위해서, SNR을 측정하여 신호가 충분한 SNR을 갖는다는 것을 확실하게 할 필요가 있다.

본 발명의 바람직한 실시예에서, 인입 신호는 바이페이스 신호인데, 즉 이는 반전되고 비반전된 채널 심볼과 통신한다. BER은 이상적으로, 함수 Q(A/σ)로 주어지는데, 여기서 A는 신호 진폭이며, σ는 잡음 표준 편차이다. 예로서, 허용가능한 BER이 10^-2(100개의 인입 신호에서 하나의 에러가 허용됨)인 경우, 시스템은 100개의 인입 신호 당 하나의 에러보다 적다면 추적 모드를 유지할 것이다.

바이페이스 변조를 위하여, BER은 SNR과 관계된다. 이를 인지한 본 발명자는 바람직한 동작 모드, 즉 포착 또는 추적 모드가 확실하게 결정될 수 있도록 SNR을 추정하는 메커니즘 및 프로세스를 구현하였다. 이 시스템에 대해서, 수신된 샘플을 x_i = b_iA + σn_i라 하자. 여기서, b_i는 비트값이며, b_i ε{-1, 1}이며, A는 신호의 진폭이며, n_i는 제로 평균, 단위 분산(unit variance), 백색-가우스 잡음이며, σ는 잡음 성분의 표준 편차이다. A/σ가 2.3보다 크다면, ｜x_i｜의 통계적 특성은 A + σn_i의 통계적 특성과 거의 동일하다. 그러므로, 절대값의 적절한 근사화는 A/σ가 충분히 클때, 즉 약 2.3을 넘을 때, 다음과 같다.

본 발명의 모드 제어기는 유한 상태 기계를 수행시킨다. 도16은 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 모드 제어기의 상태도이다. 모드 제어기는 시작 상태(1600), 포착 상태(1601), 및 추적 상태(1602)를 포함한다.

포착 상태(1601)에서, 포착 제어기(545)는 포착 동작 모드 동안 인입 신호를 포착한다. 추적 상태(1602)에서, 에러 채널 제어기(555)는 인입 신호를 추적하고, 동기 검출기(550)는 추적 동작 모드 동안 신호의 SNR을 감시한다. 변수(L)의 값은 모드 제어기가 상태들 간을 천이시킬때 및 수신기가 어느 모드로 동작되는지를 결정함으로써 모드 제어기를 구동시킨다. 따라서, L은 모드-제어 파라미터가 된다.

동작시, 모드 제어기는 초기 상태(1600)에서 시작한다. 그 후, 상태(1601)에서 포착 제어기(545)는 신호를 포착하고 L에 대한 값은 반복적으로 결정된다.

이 바람직한 실시예에서, SNR이 신호를 포착하는데 필요로되는 설정된 포착 임계값을 넘는 경우, L은 1과 동일하게 설정되고, SNR이 포착 임계값보다 작은 경우 -1과 동일하게 설정된다. 따라서, 모드 제어기(540)는 L=-1인 경우 상태(1601)로 유지되고, L=1인 경우 추적 상태(1602)로 천이된다. 이 프로세스는 모드 제어기(540)가 추적 상태(1602)(즉, L=1일 때까지)로 천이될 때까지 동작 동안 연속적으로 반복된다.

모드 제어기(540)가 추적 상태(1602)로 천이되면, 에러 채널 제어기(555)는 신호를 추적한다. 여기서, L에 대한 값은 동기 검출기(550)에 의해 또다시 반복적으로 결정된다.

이 바람직한 실시예에서, L은 SNR이 추적을 유지하는데 필요로되는 설정된 추적 임계값을 넘는 경우 1과 동일하게 설정되고, SNR이 추적 임계값보다 작은 경우 -1과 동일하게 설정된다. 따라서, 모드 제어기(540)는 L=1인 경우 상태(1602)로 유지되고, L=-1인 경우 신호를 재포착하기 위하여 포착 상태(1601)로 다시 천이된다. 이 프로세스는 동작동안 연속적으로 반복된다.

다른 실시예에서, 모드 제어기(540)는 또한, 도17에 도시된 바와 같이 다수의 추적 상태를 포함할 수 있다. 도17은 본 발명의 또 다른 바람직한 실시예를 따른 모드 제어기의 상태도이다. 도17의 실시예에서, 모드 제어기(540)는 시작 상태(1700), 포착 상태(1701), 및 예를 들어 상태(1702 내지 1708)로 도시된 N개의 추적 상태를 포함한다. 이 경우에, N은 1보다 큰 정수이다.

도16의 모드 제어기(540)와 유사하게, 도17의 모드 제어기(540)는 초기 상태(1700)에서 시작하고 나서, 포착 상태(1701)에서 신호를 포착한다. 포착 상태(1601)와 관련하여 상술된 바와 같이 포착이 수행된다.

포착 후, 모드 제어기(540)는 제1 추적 상태로 진행하는데, 여기서 L이 계산된다. 도16의 실시예에 따라서, L은 SNR이 추적을 유지하는데 필요로되는 설정된 추적 임계값을 넘는 경우 1과 동일하게 설정되고, SNR이 추적 임계값보다 작은 경우 -1과 동일하게 설정된다.

L=1인 경우, 모드 제어기(540)는 제1 추적 상태(1702)로 유지되며, L=-1인 경우, 모드 제어기(540)는 제2 추적 상태(1704)에 이르기까지 천이된다. 그 후, L에 대한 값이 또다시 결정된다. 모드 제어기(540)가 L=-1을 계속 계산하는 경우, 모드 제어기(540)는 제3 추적 상태(1706)를 통해서 N번째 추적 상태(1708)에 이르기까지 계속해서 천이된다. 제1 추적 상태(1702)는 초기 추적 상태로 간주되고, 제2 및 N번째 추적 상태(1704 내지 1708)는 중간 상태로 간주될 수 있다. 이들 중간 상태에 있을때, 수신기는 여전히 추적 모드로 된다.

그러나, N번째 추적 상태(1708)에서 L=-1인 경우, 모드 제어기(540)는 N번째 추적 상태(1708)를 벗어나서 천이되어 다시 포착 상태(1701)로 진행한다. 이때, 모드 제어기(540)는 수신기가 신호를 재포착하도록 한다. 포착 후, 모드 제어기(540)는 제1 추적 상태(1702)로 다시 제어를 통과시키고 이 프로세스를 반복한다.

중간 추적 상태(1704 내지 1708)에 있는 동안, L=1의 값은 추적 상태(i)로부터 추적 상태(i-1)로 천이시킨다. 따라서, 모드 제어기가 짧은 주기의 열악한 신호 무결성으로부터 복구되도록 할 수 있다.

중간 추적 상태(1704 내지 1708)의 기능은 수신기가 버스트 잡음을 수신한 경우 수신기가 재포착 상태로 즉각 점프하는 것을 방지한다. 모드 제어기(540)는 무선 수행성능 곡선의 가파름(steepness)을 증가시켜 비동기되는 우발적인 신호가 발생되지 않도록 구성된다. 따라서, 비동기되고 곡선이 가파르게 되는데 오래 걸린다. 이들 중간 상태는, 수신기가 포착 상태로 진행함이 없이 간헐적인 비트 에러에 견디게 한다. 중간 상태의 증가 또는 감소시켜 추적 프로세스를 비동기시키는데 걸리는 시간량을 조정할 수 있다.

이 기능은 특히, 버스트 에러가 존재할 때 유용하다. 이들 버스트 에러는 짧은 주기의 증가된 비트 에러를 발생시킨다. 그러나, 신호가 손쉽게 비동기되면, 이들 간헐적인 버스트 에러는 신호가 빈번히 재포착되도록 하여, 시스템 처리량을 감소시킨다. 도16 및 도17에 의해 필요로되는 모드 제어기는 예를 들어, ASIC와 같은 프로그램가능한 프로세서로 구현될 수 있다.

도17에 도시된 모드 제어기 상태 기계의 바람직한 실시예는 3개의 중간 추적 상태를 포함할 수 있다. 또 다른 실시예는 열악한 신호 무결성으로부터 복구되도록 허용되는 시간량에 따라서 보다 많게 또는 보다 적게 선택될 수 있다.

모드 제어기-제1 바람직한 실시예

도6의 실시예는, 수신기(1)가 신호 및 잡음 전력의 추정을 토대로 포착 또는 추적 모드에 있는지를 모드 제어기(540)가 결정하는 경우를 도시한 것이다. 이 결정은 2개의 파라미터, 즉 신호 세기(s₁)의 추정치 및 잡음 플러스 신호 세기(n₁)의 추정치의 계산으로 시작된다. 도18은 도6의 포착 제어기(545) 또는 동기 검출기(550)의 특정 실시예의 블록도이다. 이 실시예에서, 제1 및 제3 스케일링 팩터(K₁ 및 K₂)는 1로 설정되고, 제2 스케일링 팩터(K₃)는 K로 설정된다. (K₁ = K₃ =1)이기 때문에, 제1 및 제3 스케일링 혼합기(615 및 640)는 제거된다. 포착 제어기(545) 또는 동기 검출기(550)의 동작이 후술된다.

수학식(19)은 s₁의 계산을 나타내는데, 여기서, 샘플(x_i)은 인입 신호의 B 비트 세트에 걸쳐서 합산되고 나서 제곱화된다. 유사하게, 수학식(20)은 n₁의 계산을 나타내는데, 여기서, x_i의 제곱은 B 비트 세트에 걸쳐서 합산된다.

동기 파라미터(L)는 신호가 SNR 요구조건에 부합하는지를 결정한다. 동기 상수(K)는 L = 1, 즉 신호가 부합되어야만 하는 임계값의 확률에 영향을 미친다. 따라서, 수용가능한 SNR의 경우에, s₁은 동기 상수(K)와 동일한 팩터 만큼 n₁보다 크게 되어야 한다. 이와 같은 경우, 이 프로세스는 수학식(21)에서 s₁ 및 n₁을 비교한다. 신호 전력이 잡음 전력보다 충분히 큰 경우, L=1은 충분한 SNR을 나타낸다. 역으로, 신호 전력이 잡음 전력과 비교하여 충분히 크지 않은 경우, L =-1은 충분한 SNR을 나타낸다.

여기서, s₁ 및 n₁은 랜덤 변수이다. 수학식 (22 내지 24)은 s₁, n₁ , 및 s₁-Kn₁ 의 예측값을 나타내는데, 여기서, 수학식(18)로부터의 ｜x_i｜는 수학식(19 및 20)으로 치환되고 예측된 값이 얻어진다.

k_i가 제로 평균이고 단위 분산이기 때문에,

이 된다.

유사하게, k_i 항은 간단화된다. 그러면,

이 된다.

대부분의 시간에서 L=1되도록 하기 위하여, E(s₁-Kn₁) >0이 된다. 등가적으로,

이 된다.

BER이 SNR의 함수이기 때문에, 모드 제어기는 수학식(25)에서 K 및 B의 값을 변경시킴으로써 포착 상태로 진입하는 BER 임계값을 조정한다. 이 수학적인 분석은 모드 제어 프로세스 및 메커니즘을 촉진시키는데, 그 이유는 이것이 비용을 낮추고 수행의 신뢰성을 높이기 때문이다.

수학식(19 내지 25)에 서술된 실시예에 도시된 바와 같이, 잡음 및 신호 경로 필터(620 및 630)는 팩터(B)로 서브샘플링되는 이동 평균 필터이다. 그러나, 상이한 필터가 또 다른 실시예에서 사용될 수 있다. 이 경우에, 수학식(19 내지 25)은 선택된 필터의 작용을 고려하도록 변경된다. 게다가, 제1 및 제3 스케일링 팩터(K₁ 및 K₂)가 1 이외의 값과 동일하게 설정되면, 이들 값에 대응하는 새로운 상수가 필요한 경우 수학식에 부가될 수 있다.

도18에 도시된 바와 같이, 동작시, 인입하는 샘플링된 데이터 스트림(x_i)은 절대값 블록(610)을 통과하고, 인입하는 샘플링된 데이터 스트림 ｜x_i｜의 절대값이 결정된다. 그 후, 스케일링된 인입 신호｜x_i｜의 절대값은 병렬 계산에 사용되어, 잡음 관련된 추정치(n₁) 및 신호 추정치(s₁)를 결정한다.

잡음 관련된 추정치(n₁)는 제1 제곱기(615)에서 스케일링된 인입 신호｜x_i｜의 절대값을 제곱하고 나서 잡음 경로 필터(620)에서 상기 제곱을 필터링함으로써 결정된다. 그 후, 잡음 관련 추정치(n₁)는 제2 스케일링 혼합기(625)에서 스케일링 팩터(K)에 의해 스케일링되고, 스케일링된 잡음 관련 추정치(Kn₁)는 비교기(645)에 제공된다. K의 값은 초기에 소망의 BER에 대응하도록 설정되는 것이 바람직하다.

신호 추정치(s₁)는 신호 경로 필터(630)에서 설정된 샘플 수에 걸쳐서 스케일링된 인입 신호 ｜x_i｜의 절대값을 필터링하고 나서 제2 제곱기(635)에서 필터링된 신호를 제곱함으로써 결정된다. 그 후, 이 신호 추정치(s₁)는 비교기(645)에 제공된다. 선택적으로, 신호 추정치는 또한, 비교기(645)에 제공되기 전 스케일링될 수 있다.

비교기(645)에서, 신호 추정치(s₁) 및 스케일링된 잡음 관련 추정치(Kn₁)가 비교되어, 인입 신호가 동기되는 확률을 결정한다. 이 비교는 동기 파라미터(L)를 산출한다. L은 모드 제어기 상태 기계(1805)로 입력된다. 이 신호를 토대로, 모드 제어기 상태 기계(1805)는 도16 및 도17과 관련하여 설명된 바와 같이, 현재 상태로 유지되거나 다른 상태로 천이될 것이다.

비교기(645)는 L값을 출력하는데, 이는 충분한 품질의 신호가 포착 상태에서 포착될지 또는 신호의 충분한 품질이 동기가 추적 상태에서 유지될 정도로 충분한 품질의 신호인지를 결정한다. 그러므로, 수학식(24)에서 상기 비율의 직접 계산은 필요치 않는데, 그 이유는 수학식(24)이 단지 K 값을 설정하는데 사용되기 때문이다. 등가적으로, K의 값은 시뮬레이션을 토대로 경험적으로 설정될 수 있다. 이는 종종, 보다 복잡한 필터가 잡음 및 신호 경로 필터(620 및 630)에 대해 사용될 때 사용되는 기술이다.

도19는 도6의 모드 제어기(540)의 실시예에 따라서, 포착 상태(1601, 1701) 또는 추적 상태(1602, 1702, 1704, 1706, 1708)(도16 및 도17 참조)인지에 관계없이 도18의 모드 제어기 상태 기계(1805)에 의해 수행되는 단계를 도시한다.

시작 상태와 관계없이, 모드 제어기 상태 기계(1805)는 다음 단계를 수행한다. 단계(1902)에서, 인입 신호에서 비트 B의 세트가 수집된다. 이 B 샘플 세트를 사용하면, 현재 상태(1601, 1602, 1701, 1702, 1704, 1706, 또는 1708)는 중간 파라미터(S1904)의 세트를 계산한다. 이들 중간 파라미터를 토대로, 출력 파라미터는 단계(S1906)에서 계산되고, 이 출력 파라미터는 단계(S1908)에서 출력으로서 제공된다.

중간 파라미터는 신호 파라미터 및 잡음 관련 파라미터인 것이 바람직하다. 이들은 모드 제어기의 제1 바람직한 실시예에 대해 상술된 바와 같은 s₁ 및 n₁일 수 있다. 이들은 또한, 모드 제어기의 제2 및 제3 바람직한 실시예와 관련하여 도22를 참조하여 후술된 바와 같은 l 및 l₁ 및 g₁일 수 있다. 이들 파라미터는 연속적으로 감시될 수 있거나 설정된 주기성에서 샘플링될 수 있다.

중간 파라미터는 "대역 내"에서 계산되는 것이 바람직하다. 즉, 이들은 동일한 대역폭 내에서 계산된다.

바람직한 실시예에서, 출력 파라미터는 동기 파라미터(L)라 하는 모드-제어 파라미터인데, 이는 1 또는 -1의 값을 취한다. 동기 파라미터(L)는 모드 제어기 상태 기계(1805)가 새로운 상태로 천이되는지 새로운 상태가 무엇인지를 나타낸다.

도16 및 도17에 도시되고 관련된 설명에 나타낸 바와 같이, 동기 파라미터(L)는 B 샘플 세트가 새로운 상태로 천이되도록 충분히 높은 SNR에 있는지를 나타낸다. 도16 및 도17의 실시예에서, 충분히 높은 SNR은 1의 값을 갖는 L이 되는데, 이는 모드 제어기 상태 기계(1805)를 추적 상태로 이동시키거나 낮은 추적 상태로 천이시킬 것이다. 유사하게, 충분히 낮은 SNR은 -1의 값을 갖는 L이 되는데, 이는 모드 제어기 상태 기계(1805)를 보다 높은 추적 상태로 이동시키거나 포착 상태로 다시 천이시킬 것이다.

모드 제어기 상태 기계(1805)의 동작은 상이한 상태일 때 다소 상이할 수 있다. 특히, 출력 파라미터(S1906)를 계산하는 단계는 추적 상태일 때와 비교하여 포착 상태일 때 다소 상이하게 수행될 수 있다.

서브샘플링된 이동 평균 필터를 사용하지 않는 실시예에서, 중간 파라미터, 즉, 신호 파라미터 및 잡음 관련 파라미터는 계속적으로 감시되어, 유효 동기 지점의 발생을 검출한다. 어떤 실시예에서, 잡음 및 신호 경로 필터(620 및 630)는 유한 임펄스 응답(FIR) 또는 무한 임펄스 응답(IIR) 필터중 한 필터일 수 있다.

이와 같은 실시예의 예는 도12B의 자동상관 펄스의 셰이핑과 거의 근사하게 접합되는 임펄스 응답을 갖도록 설계되는 도7C에 도시된 형태의 IIR 신호 필터(620)를 사용한다. 따라서, 근사하게 정합된 필터는 도18의 신호 추정 경로에 사용된다.

상이한 구조를 지닌 FIR 필터 또는 IIR 필터를 사용하는 등가의 방식이 또한, 사용될 수 있다. 도18의 잡음 관련 경로에 사용되는 필터의 유형의 일예는 도7A에 도시된 누설 적분기 필터 또는 도7B의 이동 평균 필터이다. 다른 형태의 FIR 및 IIR 필터가 가능하다.

도20은 도18의 포착 제어기 또는 동기 검출기에 따라서 K의 각종 값에 대한 확률 곡선의 작용을 도시한 그래프인데, 여기서, 서브샘플링된 이동 평균 필터는 잡음 및 신호 경로 필터(620 및 630)에 사용된다. 이 실시예에서, B에 대해 선택된 값은 16이고, 필터는 팩터 16으로 서브샘플링된다. 이들 곡선으로부터, 보다 큰 K값이 보다 낮은 BER에서 L을 -1로 구동시킨다는 것을 알 수 있다. 상술된 바와 같이, 이 전형적인 실시예에서 BER은 10^-2으로 설정된다. 이는, 100 인입 비트 마다 1에러가 허용된다는 것을 의미한다. 10^-2보다 큰 BER에 도달하거나 얻는 경우, 대체로, 모드 제어기는 수신기가 새로운 신호를 포착하도록 구동시킨다. 상실된 시스템 처리량과 관련하여 포착하는데 "비용이 들기(expensive)" 때문에, 포착 상수(K_A)는 10^-2에서 L=1이 될 확률이 높게 되도록 선택된다. 본 바람직한 실시예의 경우에, (K=50)이다.

도21은 3개의 중간 추적 상태(도17 참조)로 도18의 모드 제어기 상태 기계(1805)의 수행성능 곡선을 도시한 것이다. 동기 제어기는 (B=16) 및 (K=50)을 사용한다. 이 곡선은 우선 추적 상태로 진입한 후에 포착 상태로 진입하도록 하는데 필요로되는 평균 비트수를 계산함으로써 발생된다. 이 곡선으로부터, 10^-2의 BER에서, 시스템은 100,000,000 비트 내에서 비동기도리 것이다. 이 곡선은 10^-3의 BER에서, 시스템이 매우 큰 시간 량동안 동기된채로 유지하도록 크게 증가한다.

모드 제어기-제2 바람직한 실시예

도22는 도5의 모드 제어기에서 포착 제어기(545) 또는 동기 검출기(550)의 또 다른 실시예를 도시한 것이다. 도22에 도시된 바와 같이, 포착 제어기(545) 및 동기 검출기(550)는 절대값 블록(2205), 제1 필터(2210), 제1 서브샘플러(2213), 제1 스케일링 혼합기(2215), 제1 제곱기(2220), 제2 제곱기(2230), 제2 필터(2235), 제2 서브샘플러(2238), 제2 스케일링 혼합기(2240), 및 비교기(2245)를 포함한다.

예를 들어, 도22의 동기 검출기(550)에 따라서 도16 및 도17로부터 추적 상태 기계의 추적 상태(1602, 1702) 내에서 발생하는 프로세스가 설명된다. 이 실시 예에서, SNR은 2개의 파라미터 l 및 g를 비교함으로써 계산된다. 수학식(26)은 제1 필터(2310)가 이동 평균 필터라는 가정하에서 l의 예측된 값이 어떻게 계산되는지를 설명한다. 수학식(26)은 제2 필터(2235)가 이동 평균 필터라는 가정하에서 예측된 값 g가 어떻게 계산될 수 있는지를 설명한다.

l²은 신호 전력을 추정한 것이다. g-l²은 잡음 전력을 추정한 것이다. 정의에 의하면, 수학식(28)은 SNR의 직접 추정을 도시한 것이다.

BER이 SNR의 함수이기 때문에, 상술된 바와 같이, 소망의 BER에 대응하는 SNR은 결정되어 감시될 수 있다. SNR이 목표 레벨(Th)보다 아래일 때, 모드 제어기는 동기 파라미터(L)로 비동기 상태를 검출할 수 있다. 이와 같은 경우, 본 발명은 수학식(29)에서 SNR을 목표 레벨과 비교한다.

도22에 도시된 바와 같이, 인입 비트 스트림(x_i)은 절대값 블록(2205)에서 수신되는데, 이는 인입 비트 스트림(x_i)의 절대값을 계산한다. 그 후, 이 절대값은 제1 필터에서 필터링되고 제1 스케일링 혼합기(2215)에서 스케일링 팩터(1/B)와 승산되어, l을 결정한다. 그 후, 이 값 l은 제곱화되어, 값 l²을 결정한다. 이 값 g는 제2 제곱기(2230)에서 x_i를 제곱화하고 제2 필터(2235)에서 상기 제곱을 필터링함으로써 결정된다. 그 후, 이 출력은 제2 스케일링 혼합기(2240)에서 1/B와 승산된다. 그 후, 비교기(2245)는 l 및 g를 비교하여, 동기 파라미터(L)을 결정한다. 동기 파라미터(L)는 제어기에 제공되며, 이는 수신기가 추적 또는 포착 모드에 있어야 되는지를 결정하기 위하여 모드 제어기에 의해 사용된다. 또다시, 도17에 도시된 바와 같이, 추적 상태는 다수의 서브-상태를 포함하여, 상태 제어기가 또한, 다수의 추적 서브 상태간에서 뿐만 아니라 추적 및 포착 상태간에서 수신기를 이동시킬 수 있도록 한다.

제1 서브샘플러(2213)는 제1 필터(2210) 및 제1 스케일링 혼합기(2215)간에 제공될 수 있다. 이 제1 서브샘플러(2213)는 주기적인 레이트로 제1 필터(2210)의 출력을 샘플링하는데, 이 레이트는 예를 들어, 4번째 출력, 15번째 출력, 228번째 출력 등 마다 가변될 수 있다. 그러나, 샘플링 레이트가 균일하게 1로 설정되면, 즉 결과 마다 샘플링되면, 제1 서브샘플러(2213)는 완전히 생략될 수 있다. 유사하게, 제2 서브샘플러(2238)는 제2 필터(2235) 및 제2 스케일링 혼합기(2240) 간에 제공될 수 있다. 상기와 같이, 샘플링 레이트가 균일하게 1로 설정되면, 즉 결과 마다 샘플링되면, 제2 서브샘플러(2238)는 완전히 생략될 수 있다. 제1 및 제2 서브샘플러(2213 및 2238)의 서브샘플 시간은 동일할 필요가 없다.

수학식(26 내지 29)에 설명된 실시예에 도시된 바와 같이, 제1 및 제2 필터(2210 및 2235)는 합산기이다. 그러나, 상이한 필터가 또 다른 실시예에서 사용될 수 있다. 이 경우에, 수학 식(26 내지 29)은 선택된 필터의 작용을 고려하도록 변경된다.

모드 제어기-제3 바람직한 실시예

도23은 모드 제어기가 포착 또는 추적 모드에 있어야 하는지를 결정하기 앞 서 AGC 초기화를 사용하는 본 발명의 포착 제어기(545) 또는 동기 검출기(550)의 또 다른 실시예를 도시한 것이다. AGC 초기화 동안, 잡음 표준 편차(v)가 추정된다.

AGC가 잡음 분산을 측정함으로써 초기화될 때, 양자화 레벨은 잠재적으로 BER로 직접 변환될 수 있다. 예를 들어, 잡음 분산이 AGC 제어를 통해서 어떤 임의 값(arbitrary value)로 설정되면, A/D 변환기로부터 인입 신호의 진폭은 자신에 비례하는 SNR을 나타낸다. 이 비례 상수는 잡음 분산이 설정되는 레벨에 좌우된다. 이 값은 BER로 직접 변환된다. 또한, 신호 포착에 앞서 잡음 분산을 설정함으로써, 양자화된 레벨은 BER로 직접 변환된다.

이 추정된 잡음 표준 편차(v)를 사용하면, 모드 제어기(540)는 단지, 제1 A/D 변환기(220) 또는 데이터 코드 프로세서(520)로부터 출력된 인입 신호(x_i)를 감시하여, 적절한 모드를 결정한다.

추정된 잡음 표준 편차는 스케일링되어 인입 신호(x_i)의 필터링된 (및, 잠재적으로 서브샘플링된) 절대값과 비교된다. L은 수학식(30)에 기재된 바와 같이 계산된다.

여기서, q는 인입 비트 스트림의 필터링된(및 가능한 서브샘플링된) 절대값이며, K₅는 스케일링 팩터이고, v는 추정된 잡음 표준 편차이다.

도23에 도시된 바와 같이, 포착 제어기(545) 또는 동기 검출기(550)는 절대값 블록(2305), 필터(2310), 서브샘플러(2315), 스케일링 혼합기(2220) 및 비교기(2225)를 포함한다.

인입 비트 스트림(x_i)은 절대값 비트 블록(2305)에서 수신되며, 이는 인입 비트 스트림(x_i)의 절대값을 계산한다. 그 후, 이 절대값은 필터(2310)에서 필터링되어, q에 대한 값을 결정한다. 추정된 잡음 표준 편차(v)의 값은 스케일링 혼합기(2320)에서 수신되어 스케일링 팩터(K₅)와 승산된다.

그 후, 비교기(2245)는 q 및 K₅v를 비교하여, 동기 파라미터(L)을 결정한다. 동기 파라미터(L)는 제어기에 제공되는데, 이는 모드 제어기에 의해 사용되어 수신기가 추적 또는 포착 모드에 있어야 되는지를 결정한다. 또다시, 도17에 도시된 바와 같이, 추적 상태는 다수의 서브-상태를 포함하여, 상태 제어기가 또한 다수의 추적 서브-상태간에서 뿐만 아니라 추적 및 포착 상태간에서 수신기를 이동시키도록 한다.

서브샘플러(2215)는 필터(2310) 및 비교기(2325)간에 제공될 수 있다. 이 서브샘플러(2215)는 주기적인 레이트로 필터(2310)의 출력을 샘플링하는데, 이 레이트는 예를 들어, 4번째 출력, 15번째 출력, 228번째 출력 등 마다 가변될 수 있다. 그러나, 샘플링 레이트가 균일하게 1로 설정되면, 즉 결과 마다 샘플링되면, 서브샘플러(2215)는 완전히 생략될 수 있다.

초기 잡음 분산 추정치(v)가 과소추정되면, SNR은 실제보다 양호한 것으로 보인다. 다른 한편으론, 초기 잡음 분산 추정치(v)가 과다추정되면, SNR은 실제보다 악화된 것으로 보인다. 그러나, 잡음 분산 추정치(v)가 추적 모드에 있는 동안 절대값 데이터의 확산을 감시함으로써 주기적으로 갱신될 수 있기 때문에, 결국, 잡음 분산 추정치(v)는 적절한 값으로 수렴될 것이다.

3가지 상이한 실시예가 모드 제어기를 위하여 도시되었지만, 이들은 전형적이고 한정적인 것으로 간주되어야 한다. 다른 실시예가 가능하다. 게다가, 각종 실시예는 포착 및 추적의 요구조건에 부합할 필요에 따라서, 포착 및 추적을 위하여 혼합되고 정합될 수 있다.

대형 시스템에서 송수신기 사용

도1 내지 도8과 관련하여 서술된 UWB 송수신기는 적층된 프로토콜 아키텍쳐의 부분으로서 상이한 애플리케이션과 간섭하기 위한 무선 전송 기능을 수행하는데 사용될 수 있다. 이와 같은 구성에서, UWB 송수신기는, 송수신기로 데이터를 전송하고 유선 I/O 포트와 같은 송수신기로부터 데이터를 수신하는 애플리케이션에 대한 통신 서비스로서 신호 생성, 전송, 및 수신 기능을 수행한다. 게다가, UWB 송수신기는 유선 기술 또는 무선 기술중 어느 한 기술에 의해 다른 장치와의 상호접속을 포함할 수 있는 각종 장치들 중 어느 한 장치에 무선 통신 기능을 제공하는데 사용될 수 있다. 따라서, 도1의 UWB 송수신기는 예를 들어, 구내 정보 통신망(LAN) 접속되는 고정 구조의 부분 또는 무선 개인 통신망(WPAN) 접속되는 이동 장치의 부분으로서 사용될 수 있다.

이와 같은 구현 방식에서, 본 발명의 모든 부분 또는 일부분은, 마이크로프 로세서 시스템 기술분야의 당업자에게 명백한 바와 같이, 본 발명의 개시 내용에 따라서 종래의 범용 마이크로프로세서를 사용하는 마이크로프로세서 시스템으로 간편하게 구현될 수 있다. 적절한 소프트웨어는 소프트웨어 기술분야의 당업자에게 명백한 바와 같이, 본 명세서의 개시 내용을 토대로 당 분야의 프로그래머에 의해 손쉽게 준비될 수 있다.

도24는 본 발명의 바람직한 실시예를 따른 프로세서 시스템(2400)을 도시한 것이다. 이 실시예에서, 프로세서 시스템(2400)은 프로세서 유닛(2401), 디스플레이(2415), 하나 이상의 입력 장치(2417), 커서 제어(2419), 프린터(2421), 네트워크 링크(2423), 통신 네트워크(2425), 호스트 컴퓨터(2427), 인터넷 프로토콜(IP) 네트워크(2429) 및 이동 장치(2431)를 포함한다. 프로세서 유닛(2401)은 버스(2403), 프로세서(2405), 주 메모리(2407), 판독 전용 메모리(ROM)(2409), 저장 장치(2411), 및 통신 인터페이스(2413)를 포함한다. 또 다른 실시예는 각종 소자를 생략할 수 있다.

버스(2403)는 프로세서 유닛에 걸쳐서 정보를 통신하도록 동작한다. 이는 데이터 버스 또는 정보를 통신시키는 이외 다른 통신 메커니즘이 바람직하다.

프로세서(2405)는 버스(2403)와 결합되어 정보를 처리하도록 동작한다.

주 메모리(2407)는 랜덤 액세스 메모리(RAM) 또는 이외 다른 동적 저장 장치(예를 들어, 동적 RAM(DRAM), 정적 RAM(SRAM), 동기 DRAM(SDRAM), 플래시 RAM)일 수 있다. 이는 버스(2403)에 결합되어, 프로세서(2405)에 의해 실행될 명령 및 정보를 저장한다. 게다가, 주 메모리(2407)는 프로세스(2405)에 의해 실행될 명령 의 실행동안 일시적인 변수 또는 이외 다른 중간 정보를 저장하는데 사용될 수 있다.

ROM(2409)은 간단한 판독 전용 메모리 또는 또 다른 종류의 정적 저장 장치(예를 들어, 프로그램가능한 ROM(PROM), 소거가능한 PROM(EPROM) 및 전기적으로 소거가능한 PROM(EEPROM))일 수 있다. 이는 버스(2403)에 결합되고 프로세서(2405)를 위한 정적 정보 및 명령을 저장한다.

이 저장 장치(2411)는 자기 디스크, 광 디스크 또는 데이터를 저장하는데 적합한 이외 다른 어떤 장치일 수 있다. 이는 버스에 제공되고 결합되어, 정보 및 명령을 저장한다.

프로세서 유닛(2401)은 또한, 특수용 논리 장치(예를 들어, 주문형 반도체(ASICs)) 또는 구성가능한 논리 장치(예를 들어, 간단한 프로그램가능한 논리 장치(SPLDs), 복잡한 프로그램가능한 논리 장치(CPLDs) 또는 재프로그램가능한 필드 프로그램가능한 게이트 어레이(FPGAs))를 포함할 수 있다. 다른 제거가능한 매체 장치(예를 들어, 컴팩트 디스크, 테이프, 및 제거가능한 자기-광 매체) 또는 고정된 고 밀도 매체 드라이브가 적절한 장치 버스(예를 들어, 소형 시스템 인터페이스(SCSI) 버스, 진보된 집적 장치 전자(IDE)버스 또는 울트라-다이렉트 메모리 액세스(DMA) 버스)를 사용하여 프로세서 유닛(2401)에 부가될 수 있다. 이 프로세서 유닛(2401)은 부가적으로 컴팩트 디스크 판독기, 컴팩트 디스크 판독기-기록기 유닛 또는 콤팩트 디스크 쥬크 박스를 포함할 수 있는데, 이들 각각은 동일한 장치 버스 또는 또 다른 장치 버스에 접속될 수 있다.

프로세서 시스템(2401)은 버스(2403)를 통해서 디스플레이(2415)에 결합될 수 있다. 이 디스플레이 유닛은 음극선관(CRT), 액정 디스플레이(LCD), 또는 시스템 사용자에게 정보를 디스플레이하는데 적절한 이외 다른 임의의 장치일 수 있다. 디스플레이(2415)는 디스플레이 또는 그래픽 카드에 의해 제어될 수 있다.

프로세서 시스템(2401)은 또한, 하나 이상의 입력 장치(2417) 및 커서 제어(2419)에 접속되어, 프로세서(2405)에 정보 및 명령 선택을 통신시킨다. 하나 이상의 입력 장치는 키보드, 키패드 또는 정보 및 명령 선택을 전달하는 이외 다른 장치를 포함할 수 있다. 커서 제어(2419)는 마우스, 트랙볼, 커서 방향 키 또는 방향 정보 및 명령 선택을 프로세서(2405)에 통신시키고 디스플레이(2415)상에서 커서 이동을 제어하는데 적절한 어떤 장치를 포함할 수 있다.

게다가, 프린터(2421)는 데이터 구조의 인쇄된 목록 또는 프로세서 시스템(2401)에 의해 저장 및/또는 발생되는 이외 다른 어떤 데이터를 제공할 수 있다.

프로세서 유닛(2401)은 주 메모리(2407)와 같은 메모리에 포함된 하나 이상의 명령의 하나 이상의 시퀀스를 실행하는 프로세서(2405)에 응답하여 본 발명의 프로세싱 단계의 일부분 또는 전부를 수행한다. 이와 같은 명령은 저장 장치(2411)와 같은 또 다른 컴퓨터 판독가능한 매체로부터 주 메모리에서 판독될 수 있다. 멀티-프로세싱 장치에서 하나 이상의 프로세서는 또한, 주 메모리(2407)에 포함된 명령의 시퀀스를 실행하도록 사용될 수 있다. 또 다른 실시예에서, 하드-와이어드 회로가 소프트웨어 명령 대신 사용되거나 이 소프트웨어 명령과 조합하여 사용될 수 있다. 따라서, 실시예들은 어떤 특정 조합된 하드웨어 및 소프트웨어로 국한되지 않는다.

상술된 바와 같이, 프로세서 유닛(2401)은 본 발명의 개시 내용에 따라서 프로그램되고 데이터 구조, 테이블, 레코드, 또는 본원에 개시된 이외 다른 데이터를 포함하는 메모리 또는 하나 이상의 컴퓨터 판독가능한 매체를 포함한다. 본 발명은 임의의 한 컴퓨터 판독가능한 매체 또는 조합된 컴퓨터 판독가능한 매체상에 저장되는 시스템(2401)을 제어하며, 장치 또는 장치들을 구동시켜 본 발명을 실행시키고, 시스템(2401)이 사람과 상호대화하도록 하는 소프트웨어를 포함한다. 이와 같은 소프트웨어는 장치 드라이버, 운영 시스템, 개발 툴, 및 응용 소프트웨어를 포함하지만, 이에 국한되지는 않는다. 이와 같은 컴퓨터 판독가능한 매체는 본 발명의 컴퓨터 프로그램 제품을 포함하여 본 발명을 구현하는데 수행되는 프로세싱의 전부 또는 일부분(프로세싱이 분포된 경우)을 수행한다.

본 발명의 컴퓨터 코드 장치는 스크립트, 해석가능한 프로그램, 동적 링크 라이브러리, 자바 또는 이외 다른 객체 지향성 클래스 및 완전 실행가능한 프로그램을 포함하지만 이에 국한되지 않는 임의의 해석되거나 실행가능한 코드 메커니즘일 수 있다. 게다가, 본 발명의 프로세싱 부분은 보다 양호한 수행성능, 신뢰성 및/또는 비용을 위하여 분포될 수 있다.

본원에 사용된 용어 "컴퓨터 판독가능한 매체"는 실행을 위하여 프로세서(2405)에 명령을 제공하는데 참여하는 어떤 매체라 한다. 컴퓨터 판독가능한 매체는 비휘발성 매체, 휘발성 매체 및 전송 매체를 포함하지만 이에 국한되지 않는 다양한 형태를 취할 수 있다. 비휘발성 매체는 예를 들어, 저장 장치(2411)와 같은 자기-광 디스크, 광 디스크, 자기 디스크를 포함한다. 휘발성 매체는 주 메모리(2407)와 같은 동적 메모리를 포함한다. 전송 매체는 버스(2403)를 포함하는 유선을 포함하여, 동축 케이블, 구리선 및 광섬유를 포함한다. 전송 매체는 또한, 무선파 및 적외선 데이터 통신 동안 발생되는 것과 같은 음향 또는 광파의 형태를 취할 수 있다.

컴퓨터 판독가능한 매체의 통상적인 형태는 예를 들어, 하드 디스크, 플로피 디스크, 테이프, 자기-광 디스크, PROMs(EPROM, EEPROM, Flash EPROM), DRAM, SRAM, SDRAM, 또는 이외 다른 자기 매체; 컴팩트 디스크(예를 들어, CD-ROM) 또는 이외 다른 광 매체, 펀치 카드, 종이 테이프, 또는 홀 패턴, 캐리어 파, 무캐리어 전송을 지닌 이외 다른 물리적 매체; 또는 시스템을 판독할 수 있는 이외 다른 어떤 매체를 포함한다.

실행을 위하여 하나 이상의 명령의 하나 이상의 시퀀스를 프로세서(2405)에 제공하는데 각종 형태의 컴퓨터 판독가능한 매체가 수반될 수 있다. 예를 들어, 명령은 우선, 원격 컴퓨터의 자기 디스크상에 반송될 수 있다. 원격 컴퓨터는 원격조정으로 본 발명의 전부 또는 일부분을 수행하기 위하여 명령을 동적 메모리에 로딩하고 명령을 모뎀을 사용하여 전화선을 통해서 전송할 수 있다. 시스템(2401)에 로컬되는 모뎀은 전화선상에서 데이터를 수신하고 적외선 송신기를 사용하여 데이터를 적외선 신호로 변환시킨다. 버스(2403)에 결합된 적외선 검출기는 적외선 신호로 반송되는 데이터를 수신하여 이 데이터를 버스(2403)상에 배치한다. 버스(2403) 는 데이터를 주 메모리(2407)에 반송하며, 이 메모리로부터 프로세서(2405)는 명령을 검색하여 실행한다. 주 메모리(2407)에 의해 수신되는 명령은 프로세서(2405)에 의해 실행 전 또는 후에 저장 장치(2411)상에 선택적으로 저장될 수 있다.

통신 인터페이스(2413)는 네트워크 링크(2423)에 결합하는 양방향 UWB 데이터 통신을 제공하는데, 이 링크는 통신 네트워크(2425)에 접속된다. 통신 네트워크(2425)는 구내 정보 통신망(LAN), 개인 통신망(PAN)등 일 수 있다. 예를 들어, 통신 인터페이스(2413)는 네트워크 인터페이스 카드일 수 있고, 통신 네트워크는 패킷 교환형 UWB-인에이블된 PAN일 수 있다. 또 다른 예로서, 통신 인터페이스(2413)는 UWB 액세스가능한 비대칭 디지털 가입자 회선(ADSL) 카드, 종합 서비스 디지털 네트워크(ISDN)카드 또는 데이터 통신 접속을 상응하는 유형의 통신선에 제공하기 위한 모뎀일 수 있다.

통신 인터페이스(2413)는 또한, 하드웨어를 포함하여, UWB 커플링 이외의 양방향 무선 통신 커플링 또는 네트워크 링크(2423)로의 하드와이어드 커플링을 제공한다. 따라서, 통신 인터페이스(2413)는 네트워크 링크(2423)로의 하드와이어드 및 비-UWB 무선 통신 커플링을 포함하는 유니버셜 인터페이스 부분으로 도1 또는 도8의 UWB 송수신기를 통합할 수 있다.

네트워크 링크(2423)는 통상적으로, 하나 이상의 네트워크를 통해서 다른 데이터 장치로 데이터 통신을 제공한다. 예를 들어, 네트워크 링크(2423)는 LAN을 통해서 호스트 컴퓨터 또는 서비스 제공자에 의해 운영되는 데이터 장비로의 접속을 제공하는데, 이는 IP 네트워크(2429)를 통해서 데이터 통신을 제공한다. 게다가, 네트워크 링크(2423)는 통신 네트워크(2425)를 통해서 이동 장치(2431), 예를 들어, 개인 휴대 정보 단말기(PDA), 랩탑 컴퓨터, 또는 셀룰러 폰으로 접속을 제공할 수 있다.

통신 네트워크(2425) 및 IP 네트워크(2429) 둘 다는 디지털 데이터 스트림을 반송하는 전기, 전자기 또는 광학 신호를 사용하는 것이 바람직하다. 디지털 데이터를 시스템(2401)에 그리고 이 시스템으로부터 상기 디지털 데이터를 반송하는 통신 인터페이스(2413)를 통한 그리고 네크워크 링크(2423)상의 신호 및 각종 네트워크를 통한 신호는 정보를 운반하는 전형적인 캐리어 파 형태이다. 프로세서 유닛(2401)은 통신 네트워크(2425), 네트워크 링크(2423) 및 통신 인터페이스(2413)을 통해서 프로그램 코드를 포함하여, 통지를 전송하고 데이터를 수신한다.

본 발명의 각종 변형 및 변경이 상기 개시 내용을 토대로 행할 수 있다는 것이 명백하다. 그럼므로, 첨부된 청구범위의 영역 내에서, 상술된 바와 달리 본 발명이 실시될 수 있다는 것을 이해할 것이다.

Claims (59)

1. 인입 데이터 신호의 포착 또는 추적을 위하여 원하는 동작 모드를 결정하는 모드 제어기에 있어서:

   상기 인입 데이터 신호를 수신하고 상기 인입 데이터 신호에 포함된 데이터와 무관하게 상기 인입 데이터 신호의 세기를 나타내는 데이터-독립 신호를 출력하는 데이터 종속 제거 소자;

   상기 데이터-독립 신호를 조정하여 제1 중간 신호를 결정하는 제1 프로세서 및 상기 제1 중간 신호에 대해 비선형 기능을 수행하여 신호 파라미터를 결정하는 제1 비선형 기능 소자를 포함하는 신호 경로;

   상기 데이터-독립 신호에 대해 비선형 기능을 수행하여 제2 중간 신호를 결정하는 제2 비선형 기능 소자 및 상기 제2 중간 신호를 조정하여 잡음-관련 파라미터를 결정하는 제2 프로세서를 포함하는 잡음-관련 경로; 및,

   상기 신호 파라미터 및 상기 잡음-관련 파라미터를 처리하여 상기 인입 데이터 신호의 상대 신호 세기를 나타내는 모드-제어 파라미터를 결정하는 제3 프로세서를 포함하는 모드 제어기.
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29. 인입 데이터 신호의 포착 또는 추적을 위하여 원하는 동작 모드를 결정하는 모드 제어기에 있어서:

    상기 인입 데이터 신호를 수신하여 상기 인입 데이터 신호의 절대값을 결정하는 절대값 소자;

    상기 데이터 신호의 절대값을 필터링하여 제1 중간 신호를 결정하는 제1 필터 및 상기 제1 중간 신호를 제곱하여 신호 파라미터를 결정하는 제1 제곱기를 포함하는 신호 경로;

    상기 인입 데이터 신호의 절대값을 제곱하여 제2 중간 신호를 결정하는 제2 제곱기 및 상기 제2 중간 신호를 필터링하여 잡음-관련 파라미터를 결정하는 제2 필터를 포함하는 잡음-관련 경로; 및

    상기 신호 파라미터 및 상기 잡음-관련 파라미터를 비교하여 상기 인입 데이터 신호의 상대 신호 세기를 나타내는 모드-제어 파라미터를 결정하는 비교기를 포함하는 모드 제어기.
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52. 초광대역폭 수신기에서 인입 데이터 신호의 포착 또는 추적을 위하여 원하는 동작 모드를 결정하는 모드 제어기로서,

    상기 인입 데이터 신호의 신호 파라미터를 결정하는 신호 경로;

    상기 인입 데이터 신호의 잡음-관련 파라미터를 결정하는 잡음-관련 경로;

    상기 신호 파라미터 및 상기 잡음-관련 파라미터를 처리하여, 모드-제어 파라미터를 결정하는 프로세서; 및

    상기 모드-제어 파라미터를 토대로 포착 모드 및 추적 모드 간을 천이시키는 제어기를 포함하는 모드 제어기.
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