JP2003530002A

JP2003530002A - インパルス無線システムにおいて多重相関器受信機を用いるシステムおよび方法

Info

Publication number: JP2003530002A
Application number: JP2001573649A
Authority: JP
Inventors: ランダルエス．スタンリー，; ジェイムズエル．リチャーズ，; ティモシーエイ．ジョンソン，; ラリーダブリュー．フラートン，; イバンエイ．コウィー，; ウィリアムディー．ジュニアウェルチ，
Original assignee: タイムドメインコーポレイション
Priority date: 2000-03-29
Filing date: 2001-03-29
Publication date: 2003-10-07
Also published as: WO2001076086A2; EP1269648A2; WO2001076086A3; AU2001247865A1

Abstract

(57)【要約】チャネルのインパルス応答を正確に測定する、複合相関器受信機を用いその結果スキャニング受信機をイネーブルにするＴＭ−ＵＷＢシステム。測定は、システムの最大通信範囲を出て行われる。従って、超広帯域伝播波形のキャプチャリングのみならず、データシンボル統計上の情報もまた得られる。さらに、複合相関器はパルスの収集する取得をイネーブルにし、従って、より早い取得、トラッキングを実行し、様々な変調スキームのロックおよびイネーブルを維持する。一旦、トラッキング相関器が入力信号と同期してロックされると、スキャニング相関器はトラッキングポイントに関連する精密な時間遅延において受信した波形をサンプリングすることが出来る。波形をサンプリングしている間、時間遅延を連続して増加させることにより、波形の完全な時間較正画像を得ることが出来る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】（発明の分野）本発明は、一般的には、無線通信に関し、さらに詳細には、重要なシステム改
善のために、インパルス無線システムにおける多重相関器を用いるシステムおよ
び方法に関する。

【０００２】（本発明および従来技術の背景）時間変調超広帯域（ＴＭ−ＵＷＢ）、すなわち、先進の広帯域ＲＦ技術は、パ
ルスの比較的高速繰り返し周波数における短い幅のガウシアンの単発パルスを用
いる。通常、パルス時間は１ｎｓ未満で、かつパルス繰り返し周波数は１ＭＨｚ
を超える。パルス間隔は固定でなく、乱数列または疑似乱数列を用いてコード化
された時間である。この時間ホッピングは時間および周波数領域の両方において
信号をランダム化する。さらに、この時間ホッピングは符号分割チャネル化を可
能にし、帯域妨害を分離する機能がある。

【０００３】パルス位置変調は情報をパルス列にコード化するのに用いられる。例えば、２
進変調方式は単発分のパルス幅の前半（名目上相対的に）４分１を［０］ビット
およびパルス幅の後半４分１を［１］ビットとして表現し伝送できる。１ビット
またはデータ符号は、通常、多数のパルスの上に拡散される。受信機は、相互相
関技術（積算されるアナログ掛け算から成る整合フィルタ）を用いて、直接に各
ＲＦ単発サイクルをベースバンドの信号に変換する。相関器の出力（また相関値
として参照される）は、ノイズ成分をプラスした受信パルスの到着時刻の推定量
である。多数の相関値はノイズに対抗するためにコヒーレントに結合され得る。

【０００４】時間変調超広帯域の無線において、処理利得は２つのメカニズムを通して達成
される。第１のメカニズムは信号の低デューティサイクルである。この相関器は
あるデューティサイクルの処理利得を提供し、例えば、１００ｎｓ毎に平均した
、５００ｐｓの伝送パルスは２００または２３ｄＢのデューティサイクル処理利
得を有する。第２の処理利得の源は相関サンプル数のコヒーレント加算から生じ
、例えば、１０００個のパルスをコヒーレントに結合することは１０００または
３０ｄＢの加算利得を生じさせる。従って、全処理利得はデューティサイクル処
理利得およびパルスの集積利得の和となる。

【０００５】一般に、周波数ダイバーシティは高い多重経路環境において通信リンク性能を
改善することは認められているが、超広帯域および従来のアプローチ、例えば、
周波数ホッピングおよび直接スペクトラム拡散方式間の決定的な比較を可能にす
る充分なデータが存在しない。

【０００６】スペクトラムアナライザなどの伝統的機器では、意味のある距離において、超
広帯域の信号は、雰囲気ノイズより小さくかつ位相情報が利用できないため、超
広帯域の信号の計測において使用上限定される。従って、従来のスペクトラム拡
散信号の伝播を評価するためになされた多大な仕事とともに、超広帯域の伝播デ
ータを捕獲するために、特別な機器システムが要求される。

【０００７】今までは、建屋内で伝播を計測するために同期トリガーされたデジタルサンプ
リングオシロスコープ計測システム、すなわち、この超広帯域の信号がノイズの
中に埋もれてない場合に機能するアプローチが用いられていた。雰囲気の信号レ
ベルが大きい場合、オシロスコープに所望の信号に同期トリガーができないこと
がデータ集録を妨げる。従って、より広範囲でかつ大きいバックランド信号が存
在する市街環境、例えば、携帯電話およびテレビジョン放射において超広帯域の
信号を捕獲する、これと同じ機器アプローチを用いることは不可能である。

【０００８】明らかに、周波数と時間領域の二重性は、存在する周波数領域の伝播計測値が
時間領域に変換され得ることを意味する。不幸にも、存在する狭帯計測の帯域お
よび位相情報の損失がサブナノ秒の拡張処理の試験を妨げる。これらの制限が狭
帯のデータを用いた時間変調超広帯域の信号のための決定的チャネルモデルの開
発を妨げる。従って、時間変調超広帯域における有用なチャネルモデルを作るた
めには、極端な時間の高分解能が絶対条件である。

【０００９】時間変調超広帯域ＲＦにおける有用なチャネルモデルはつぎのことを記述する
。１）最も大きい受信パルスを基礎にした大雑把な１／Ｒ^ｎ減衰特性。２）時間的に分解可能なパルス（経路）の数、それらの時間および相関後振幅
分布（遅延拡散に関連する、時間分散）。３）移動距離の関数としての伝播経路の変数（コヒーレントな帯域および時間
に関連する、妨害による経路減衰）。

【００１０】さらに、地理範囲システムを構築する任意の試みの正確さを推定することを利
用した、到着の絶対時間および種々のエラー検出と修正アルゴリズムの効果を推
定する目的でノイズの特性を捕獲することは価値がある。

【００１１】従って、伝統的な機器と同期トリガーされたデジタルサンプリングスコープ機
器の両方の限界を克服し、前述な特性を提供する強い要望が存在する。（発明の要旨）簡単に述べると、本発明は多重相関器受信機を用いるＴＭ−ＵＷＢシステムで
ある。多重相関器受信機の利用は走査受信機などのデバイスを可能にさせ、この
走査受信機は精確にチャネルのインパルス応答を計測し、そしてここにおける計
測は最大通信範囲のシステムを構築することを可能にする。このように、超広帯
域伝播波形のみならずデータ符号の統計情報も捕獲する。この測定機器から集録
されたデータは、チャネルモデルを生成し、ロッキングアルゴニズムの選択を導
き、ノイズを特定し、エラー修正技法を解析し、および地理範囲機能を学習する
ことに用いられ得る。

【００１２】さらに、多重相関器受信機はパルスのレイク（ｒａｋｅ）集録およびより高速
の集録を可能にし、ロックおよび種々の変調方式を維持することの実行を追跡す
る。多重相関器を利用して可能にさせたこれらの新変調方法を用いることによっ
て、受信されたパルスについての増加された情報が確定され得る。このことによ
って、情報伝送速度が極度に改善される将来性が与えられる。従って、受信機に
おいて多重相関器を用いるインパルス無線システムを提供することが本発明の目
的である。

【００１３】本発明の他の目的は、受信機において多重相関器を用いるインパルス無線シス
テムを提供し、走査受信機を可能にすることである。本発明のさらに他の目的は、受信機において多重相関器を用いるインパルス無線
システムを提供し、インパルス無線の高速集録を可能にすることである。本発明のさらに他の目的は、受信機において多重相関器を用いるインパルス無線
システムを提供し、レイキイング（ｒａｋｉｎｇ）技術を用いたインパルス無線
の高速集録を可能にすることである。本発明のさらに他の目的は、受信機において多重相関器を用いるインパルス無線
システムを提供し、インパルス無線多重相関器のトラッキングを可能にすること
である。

【００１４】本発明のさらに他の目的は、受信機において多重相関器を用いるインパルス無
線システムを提供し、種々の変調技術を可能にすることである。

【００１５】本発明は、付随する図面を参照して記述される。この図面において、同様の参
照符号は、同一または機能上類似する要素を示している。さらに、参照符号の左
最上桁は、その参照符号が最初に現われる図面を識別する。

【００１６】（実施形態の詳細な説明）（発明の概要）次に、本発明の好適な実施形態を示す添付の図面を参照して本発明をより詳細
に説明する。しかしながら、本発明は、本明細書中に示される実施形態に限定さ
れるようには意図されておらず、むしろ、これら実施形態は、この開示内容が十
分かつ完全であり、当業者に本発明の範囲を十分に伝えるように設けられている
。図面中同様の番号は同様の要素を示す。

【００１７】通信技術における最近の進歩によって、インパルス無線通信システム（以後、
インパルス無線と呼ぶ）と呼ばれる革命的な超広帯域技術（ＵＷＢ）の出現が可
能となった。本発明のインパルス無線の利点をよりよく理解するために、インパ
ルス無線の概略を以下に示す。インパルス無線については、最初に、Ｌａｒｒｙ
Ｗ．Ｆｕｌｌｅｒｔｏｎに付与された米国特許第４，６４１，３１７号（１
９８７年２月３日発行）、米国特許第４，８１３，０５７号（１９８９年３月１
４日発行）、米国特許第４，９７９，１８６号（１９９０年１２月１８日発行）
および米国特許第５，３６３，１０８号（１９９４年１１月８日発行）を含む一
連の特許に詳細に記載されている。インパルス無線特許の次の世代は、Ｆｕｌｌ
ｅｒｔｏｎらに付与された米国特許第５，６７７，９２７号（１９９７年１０月
１４日発行）、米国特許第５，６８７，１６９号（１９９７年１１月１１日発行
）および米国特許第５，８３２，０３５号（１９９８年１１月３日発行）を含む
。

【００１８】背景として、インパルス無線システムの種々の用途が、「Ｓｙｓｔｅｍａｎ
ｄＭｅｔｈｏｄｆｏｒＩｎｔｒｕｓｉｏｎＤｅｔｅｃｔｉｏｎＵｓｉ
ｎｇａＴｉｍｅＤｏｍａｉｎＲａｄａｒＡｒｒａｙ」と称する米国特
許出願第０９／３３２，５０２号（アトーニドケット第１６５９．０７２０００
０号）、および、「ＷｉｄｅＡｒｅａＴｉｍｅＤｏｍａｉｎＲａｄａｒ
Ａｒｒａｙ」と称する米国特許出願第０９／３３２，５０３号（アトーニドケ
ット第１６５９．０６７００００号）に記載されており、これら特許出願はいず
れも１９９９年６月１４日に出願され、本発明の譲渡人に譲渡されている。

【００１９】（インパルス無線の基本）この章は、技術の基本に関し、インパルス無線の概念の導入ならびに通信理論
の他の関連する局面を読み手に提供する。この章は、波形、パルス列、エネルギ
ー平滑およびチャネル化のコード化、変調、受信および復調、干渉抵抗、処理利
得、容量、マルチパスおよび伝搬、距離測定、および、これらの概念の定性的か
つ定量的特徴に関するサブセクションを含む。このセクションは、読み手が本発
明を理解するのを助けるために設けられているのであって、本発明の範囲を制限
するために用いられるべきではないことを理解されたい。

【００２０】インパルス無線は、短く、低デューティサイクルのパルスに基づく無線システ
ムを指す。理想的なインパルス無線波形は、短いガウス単一サイクルである。そ
の名前が示すとおり、この波形は、所望の中心周波数において無線周波数（ＲＦ
）エネルギーの１サイクルに達しようとする。実現例および他の特別な制限に起
因して、この波形は、実際には、所与のアプリケーションに対して有意に変更可
能である。十分な帯域幅を有する波形の多くは、ある程度有効とされるガウス形
状に近づく。

【００２１】インパルス無線は、ＡＭ、時間シフト（パルス位置とも呼ぶ）、および、Ｍ−
ａｒｙバージョンを含む多くの種類の変調を用い得る。時間シフト法は、単純で
あり、望ましいとされる出力利点を有する。本明細書中、時間シフト法は、例示
として用いられる。

【００２２】インパルス無線通信において、パルス間隔は、２つの成分（すなわち、情報成
分および擬似ランダムコード成分）によって１パルスずつを基本として変更可能
である。一般に、従来の拡散スペクトルシステムは、擬似ランダムコードを用い
て、比較的広帯域幅の周波数にわたって、通常の狭帯域幅の情報信号を拡散する
。従来の拡散スペクトル受信機は、これらの信号を相関させて、元の情報信号を
取り出す。従来の拡散スペクトルシステムとは異なり、インパルス無線通信の擬
似ランダムコードは、エネルギー拡散を必要としない。これは、単一サイクルの
パルスそのものが、固有の広帯域幅を有するからである。その代わり、擬似ラン
ダムコードは、チャネル化、その周波数ドメインにおけるエネルギー平滑化、干
渉に対する耐性、および、すぐ近くの受信機と干渉する可能性を低減するために
用いられる。

【００２３】インパルス無線受信機は、典型的には、相互相関器フロントエンドを有する直
接変換受信機である。この受信機では、フロントエンドが、コヒーレントに単一
サイクルパルスからなる電磁パルス列を１つの段でベースバンド信号に変換する
。ベースバンド信号は、インパルス無線通信システムの基本情報信号である。増
幅器のドリフトおよび低周波数ノイズの影響を低下させるために、ベースバンド
信号とともに副搬送波を含めるようにすることが、望ましくあり得る場合がある
ことが分かっている。または、典型的に実現される副搬送波は、データレートよ
りも早いレートで既知のパターンにしたがって変調方向を変える。この同じパタ
ーンは、処理を逆にし、検出される直前で元のデータパターンを回復するために
用いられる。この方法によって、段を結合する交流電流（ＡＣ）、または、検出
プロセスから直流（ＤＣ）のドリフトおよびエラーをなくす等価な信号処理が可
能になる。この方法は、Ｆｕｌｌｅｒｔｏｎらの米国特許第５，６７７，９２７
号に詳細に記載されている。

【００２４】時間シフト変調を利用するインパルス無線通信において、各データビットの典
型的な時間位置は、周期的タイミング信号の多くのパルスを変調する。これによ
り、１つのデータビットごとに同一の形状のパルス列を含む、変調され、コード
化されたタイミング信号を生成する。インパルス無線受信機は、複数のパルスを
積分して、伝送された情報を回復する。

【００２５】（波形）インパルス無線は、短く、低デューティサイクルパルスに基づく無線システム
を指す。もっとも広帯域幅の実施形態では、得られる波形は、中心周波数におい
て、１パルス当り１サイクルに達する。より狭帯域幅の実施形態では、各パルス
は、帯域外放射または帯域内スペクトル平坦性、または、時間ドメインピーク出
力またはバーストオフ時間減衰等の所望の特性を満たすべく、帯域幅を制御する
ために、通常いくつかのスペクトル形状を有するバーストサイクルからなる。

【００２６】システム解析を目的とすれば、理想的な意味で所望の波形をモデル化し、詳細
な設計ガイダンスに関して、最適な挙動へと導く考え方を提供することが好都合
である。有用とされるこのような波形モデルの１つは、図１Ａに示されるガウス
単一サイクルである。この波形は、段階関数によって生成された、超広帯域幅の
アンテナへと伝送されるパルスを表す。ピーク値が１となるように規格化した基
本的な式は、以下の式である：

【００２７】

【数１】ここで、σは時間スケーリングパラメータであり、ｔは時間であり、ｆ_ｍｏｎｏ（ｔ）は波形電圧であり、ｅは自然対数である。

【００２８】上記波形の周波数ドメインスペクトルは、図１Ｂに示される。対応する式は、

【００２９】

【数２】である。

【００３０】中心周波数（ｆ_ｃ）、または、ピークスペクトル周波数の密度は、

【００３１】

【数３】である。

【００３２】これらのパルス、または、バーストサイクルは、上記参照した特許に記載され
る方法、または、当業者に公知の他の方法によって生成され得る。任意の実際の
実現例は、いくつかの理想的な数学モデルから派生する。実際、この理想からの
派生物は、有意であり得、やはり許容可能な性能を有するシステムを生成し得る
。このことは、特に、正確な波形を生成するのが困難とされるマイクロ波の実現
例に当てはまる。これらの数学モデルは、理想的な動作の説明を目的として提供
されているのであって、本発明を制限するようには意図されない。実際、所与の
帯域幅を適切に満たし、かつ、所与のアプリケーションの場合には適切なオン／
オフ減衰比を有する任意のバーストサイクルが、本発明の目的にかなう。

【００３３】（パルス列）インパルス無線システムは、１パルス当り１つ以上のデータビットを伝送し得
るが、インパルス無線システムは、より典型的には、データビットごとに１つの
パルスではなくパルス列を用いる。以下の例示的なシステムにおいて詳細に説明
されるように、インパルス無線送信機は、情報ビットごとにパルス列を生成し、
出力する。

【００３４】本発明者によって構築されたプロトタイプは、１秒当り０．７〜１０メガパル
ス（Ｍｐｐｓ：１メガパルスは１０^６パルスである）を含むパルス繰り返し周波
数を有する。図２Ａおよび２Ｂは、コード化されていない、未変調の０．５ナノ
秒（ｎｓ）パルス１０２を有する典型的な１０Ｍｐｐｓシステムの出力の例であ
る。図２Ａは、このパルスシーケンス１０２の時間ドメイン表示を示す。図２Ａ
の波形のスペクトル中心において６０ＭＨＺを示す図２Ｂは、周波数ドメインに
おけるパルス列の結果、１０Ｍｐｐｓパルス繰り返し速度の周波数において、間
隔のあいた線２０４のセットを含むスペクトルが生成されることを示す。フルス
ペクトルを示す場合、線スペクトルの包絡線は、図１Ｂの１つのパルススペクト
ル１０４の曲線に従う。この単純なコード化されていない場合、パルス列の出力
は、約２００の櫛状の線にわたって拡散する。したがって、櫛状の各線は、総出
力のうち微小部分に相当し、帯域幅を共有する受信機に対する干渉問題がかなり
軽減される。

【００３５】図２Ａからも明らかであるように、インパルス無線システムは、典型的には、
極めて低い平均デューティサイクルを有しており、その結果、平均出力は、ピー
ク出力よりもはるかに低くなる。本実施例における信号のデューティサイクルは
、１００ｎｓの間隔につき０．５ｎｓパルスに基づいて、０．５％である。

【００３６】（エネルギー平滑およびチャネル化のコード化）高パルスレートシステムの場合、櫛状の線を生成することによって達成される
スペクトルをより細かく拡散する必要があり得る。これは、公称位置に比べて各
パルスを擬似ランダムに位置付けすることによって為され得る。

【００３７】図３は、周波数ドメインにおけるエネルギー分布の擬似ノイズ（ＰＮ）コード
ディザーの衝突を示すプロットである（擬似ノイズ（すなわち、ＰＮ）コードは
、パルスシーケンスにおける各パルスの擬似ランダム位置を規定する時間位置の
セットである）。図２Ｂと比較して、図３は、ＰＮコードを用いた場合の衝突に
よって、櫛状の線構造が破壊され、エネルギーがより均一に拡散されることを示
す。この構造は、典型的には、用いられる特定のコードに特徴がある微妙な変更
例を有する。

【００３８】ＰＮコードはまた、インパルス無線を用いて独立した通信チャネルを確立する
方法を提供する。ＰＮコードは、１つのコードを用いるパルス列が、任意の１デ
ータビット時間中に別のコードを用いるパルス列と、１または２のパルス位置よ
りも多くのパルス位置においてめったに衝突しないように、低相互相関を有する
ように設計され得る。データビットが数百のパルスを含み得るので、このことは
、不要なチャネルが大きく減衰することを表す。

【００３９】（変調）波形の任意の局面は、情報を伝えるように変調され得る。振幅変調、位相変調
、周波数変調、時間シフト変調、これらのＭ−ａｒｙ変形が提案されている。ア
ナログおよびデジタルの両方の形式が実現されている。これらのうちデジタル時
間シフト変調は、種々の利点を有することが示されており、相関受信機アーキテ
クチャを用いて容易に実現され得る。

【００４０】デジタル時間シフト変調は、情報信号に応答して、さらなる量（つまり、ＰＮ
コードディザーに加えて）だけコード化された時間位置をシフトさせることによ
って実現され得る。この量は、典型的には、ＰＮコードシフトに比べて極めて小
さい。中心周波数２ＧＨｚを有する１０Ｍｐｐｓシステムでは、例えば、ＰＮコ
ードは、１００ｎｓの範囲にわたってパルス位置の変更を命令し得る。一方、情
報変調は、１５０ｐｓだけパルス位置をずらし得るのみである。

【００４１】したがって、ｎ個のパルスのパルス列では、各パルスは、個々のコード遅延量
と変調量とを合わせた量によって、各時間に基づくクロック位置から異なる量だ
け遅延されている。ここで、ｎは、所与のデータシンボルデジタルビットに関連
するパルス数である。

【００４２】変調は、さらに、スペクトルを平滑化し、得られるスペクトルの構造を最小に
する。

【００４３】（繰り返しおよび復調）はっきりしていることは、限られたエリア内に大多数のインパルス無線ユーザ
が存在する場合、相互干渉が生じる可能性がある。さらに、ＰＮコード化が上記
干渉を最小にする一方で、ユーザ数が増えるにつれて、一方のユーザのシーケン
スからの個々のパルスを他方のユーザのシーケンスからのパルスと同時に受信す
る可能性が増す。インパルス無線は、部分的にはこれらの環境で行うことができ
る。なぜなら、これらインパルス無線は、各パルスの受信に依存しないからであ
る。インパルス無線受信機は、統計的なサンプリングおよび多くのパルスの組み
合わせを用いて、伝送された情報を回復する、（ＲＦレベルにおける）相関同期
受信機能を実行する。

【００４４】インパルス無線受信機は、典型的には、１〜１０００またはそれ以上のパルス
を積分して、復調された出力を生成する。受信機が積分する範囲の最適パルス数
は、パルスレート、ビットレート、干渉レベル、および、レンジを含む複数の変
数に依存している。

【００４５】（干渉耐性）チャネル化およびエネルギー平滑化の他に、ＰＮコード化によって、他のイン
パルス無線送信機を含むすべての無線通信システムからの干渉に対するインパル
ス無線の耐性は極めて高くなる。このことは、インパルス信号によって占有され
た帯域幅内の任意の他の信号が、インパルス無線と干渉する可能性がある場合に
重要となる。現在、インパルスシステムに利用可能な割り当て済みの帯域幅が存
在しないので、これらのシステムは、悪影響を受けることなく、他の従来の無線
システムとともにスペクトルを共有する必要がある。ＰＮコードは、インパルス
システムが、意図したインパルス伝送と他からの干渉している伝送とを区別する
ことを容易にする。図４は、インパルス無線信号４０４上に重なる狭帯域幅のシ
ヌソイド干渉信号４０２の結果を示す。インパルス無線受信機では、相互相関へ
の入力は、狭帯域幅信号４０２と、受信された超広帯域幅のインパルス無線信号
４０４とを含む。この入力は、ＰＮディザーテンプレート信号４０６とともに、
相互相関器によってサンプリングされる。ＰＮコード化を行うことなく、相互相
関は、干渉信号４０２がインパルス無線受信機へ大きな干渉を引き起こし得ると
いう規則によって、干渉信号４０２をサンプリングする。しかしながら、伝送さ
れたインパルス信号が、ＰＮコードディザーによってエンコードされる（そして
、インパルス無線受信機のテンプレート信号４０６が、その同一のＰＮコードデ
ィザーで同期化される）際、相関は、擬似ランダムに、干渉信号をサンプリング
する。干渉信号からのサンプルは、非干渉的に付加し、積分されたサンプル数の
平方根にしたがってほぼ増加する。一方、インパルス無線サンプルは、干渉的に
付加し、積分されたサンプル数にしたがって一次的に増加する。したがって、多
くのパルスにわたって積分することによて、干渉の衝突が克服される。

【００４６】（処理利得）インパルス無線は、大きな処理利得のために、干渉に対する耐性がある。典型
的な拡散スペクトルシステムについて、広帯域幅通信を用いた場合のチャネル干
渉の減少量を計る処理利得の定義は、チャネルの帯域幅対情報信号のビットレー
トの比である。例えば、１０ｋＨｚの情報の帯域幅と１０ＭＨＺのチャネル帯域
幅とを有する直接シーケンス拡散スペクトルシステムは、１０００または３０ｄ
Ｂの処理利得を生成する。しかしながら、インパルス無線システムを用いれば、
さらに大きな処理利得が得られる。同じ１０ＫＨｚの情報の帯域幅が、２ＧＨｚ
をはるかに超えるチャネル帯域幅にわたって拡散される場合、理論的な処理利得
は、２００，０００または５３ｄＢである。

【００４７】（容量）信号対ノイズ変数を用いれば、理論的に、数千の同時に生じる音声チャネルが
、例外的な処理利得の結果として、インパルス無線システムに利用可能となるこ
とが示されている。これは、例外的に広く拡散している帯域幅に起因する。

【００４８】単純なユーザ分布の場合、受信機から等しい出力距離にあるＮ人のユーザが干
渉している際、これらの他のユーザの結果として、合計干渉信号対ノイズ比は、
以下の式によって説明され得る。

【００４９】

【数４】ここで、Ｖ^２ _ｔｏｔは、受信機における合計干渉信号対ノイズ比のばらつきであ
り、Ｎは、干渉しているユーザ数であり、 σ^２は、１つのパルス相互相関を有する干渉信号のうちの１つから得られる信号
対ノイズ比のばらつきであり、Ｚは、変調を回復するために、受信機が積分するパルス数である。

【００５０】この関係は、同時に発生するユーザ数が増加するにつれて、リンク品質が徐々
に低下することを示唆している。これはまた、積分利得の利点も示す。同じ干渉
レベルでサポートされ得るユーザ数は、積分されたパルス数の平方根だけ増加す
る。

【００５１】（マルチパスおよび伝搬）インパルス無線の顕著な利点の１つは、マルチパスフェージング効果に対する
耐性である。従来の狭帯域幅システムは、レイリーフェージングプロセスによる
マルチパスの影響を受ける。このプロセスでは、多くの遅延した反射による信号
が、外見上ランダムな相対位相にしたがって、受信機アンテナで結合する。この
結果、所与の位置に至る特定の伝搬に依存して、加算または相殺する可能性があ
る。この状況は、直接パス信号がマルチパス信号に比べて弱い場合に生じる。こ
の直接パス信号は、無線システムの潜在カバレッジの主要部分を表す。可動シス
テムでは、この結果、伝送距離を変数として、信号強度の変動が大きくなる。こ
の場合、マルチパス信号の変動する混合の結果、数フィートの伝送ごとに信号強
度が変動する。

【００５２】しかしながら、インパルス無線は、これらの影響に対して実質的に耐性があり
得る。遅延したマルチパス反射から到達するインパルスは、典型的には、相関時
間外に達するので、無視され得る。このプロセスを、図５Ａおよび５Ｂを参照し
て、詳細に説明する。図５Ａには、３つの伝搬パスが示されている。送信機と受
信機との間の直線距離を表す直接パスが、最も短い。パス１は、直接パスに極め
て近い、かすめマルチパス反射を表す。パス２は、遠いマルチパス反射を表す。
また、同じ時間遅延を有する反射について、他の可能性のある位置を表す楕円形
（または、空間における楕円体）のトレースを示す。

【００５３】図５Ｂは、このマルチパス伝搬構成から受信された波形の時間ドメインプロッ
トを表す。この図は、図１Ａに示される３つのダブレットパルスを含む。直接パ
ス信号は基準信号であり、最も短い伝搬時間を表す。パス１の信号は、わずかに
遅延されており、実際には重なって、この遅延値における信号強度を促進する。
反射波の方向が逆になることに留意されたい。パス２の信号は、波形が直接パス
信号から完全に分離するに十分遅延されている。相関器のテンプレート信号が、
直接パス信号に位置付けられている場合、パス２の信号は応答を生成しない。極
めて近い反射器から得られるマルチパス信号のみが、直接パス信号を受信すると
何らかの影響を受けることが分かり得る。１／４波（１／４波とは、２ＧＨｚ中
心周波数において約１．５インチ、すなわち３．５ｃｍである）未満遅延したマ
ルチパス信号は、直接パス信号を減衰し得るマルチパス信号のみである。この領
域は、狭帯域幅システム設計者になじみのある第１フレネルゾーンに等価である
。しかしながら、インパルス無線は、より高いフレネルゾーンではもはやヌルを
有さない。マルチパスから極めて高い可変の減衰を避ける能力によって、インパ
ルス無線の有意な性能の利点が提供される。

【００５４】図５Ａは、建物内部のような典型的な多重路状態を示す。この建物内部では、
多くの反射器５Ａ０４、５Ａ０５および多重伝搬経路５Ａ０２、５Ａ０１が存在
する。この図では、送信機ＴＸ５Ａ０６が多重伝搬経路５Ａ０２、５Ａ０４に沿
って伝搬する信号を受信機ＲＸ５Ａ０８に送信し、多重反射信号がアンテナで組
み合わせられる。

【００５５】図５Ｂは、多重反射経路および多重伝搬経路５Ａ０１、５Ａ０２から生成する
典型的な受信合成パルス波形を示す。この図では、直接経路信号５Ａ０１が、受
信された第１パルス信号として示される。多重反射信号（「多重経路信号」また
は「多重経路」）は図示されるように残留応答を含む。

【００５６】図５Ｃ、図５Ｄ、および図５Ｅは、３つの異なる多重経路環境において、ＴＭ
-ＵＷＢ送信機からの受信信号を示す。これらの図は、実際の信号プロットでは
ないが、典型的な信号プロットに近い手書きのプロットである。図５Ｃは、非常
に低い多重経路環境における受信信号を示す。これは、受信機アンテナが部屋の
中央にあり、受信機から１メータである建物内に発生し得る。また、これは、反
射を生成する物体がない開いた領域において、ある距離（例えば１００メートル
）から受信された信号を表す。この条件では、優勢なパルスは第１に受信された
パルスであり、多重経路反射は弱すぎて重要ではない。図５Ｄは、中間多重経路
環境を示す。これは、建物内の１つの部屋から次の部屋までの応答を近似する。
直接経路信号の振幅は、図５Ｃの振幅よりも小さく、いくつかの反射信号は、有
意な振幅からなる（プロットを規格化するためにスケールが拡大されていること
に留意されたい）。図５Ｅは、多数の部屋を介する伝搬、建物内の角から角、船
の金属製貨物倉、金属製貨物トレーラ内部、または複合運送コンテナ等の分離的
な多重経路環境における応答を近似する。このシナリオでは、主経路信号は図５
Ｄの信号よりも弱い（プロットを標準化するためにスケールが再度拡大されてい
ることに留意されたい）。この条件では、直接経路信号出力は、反射からの全信
号経路出力に対して小さい。

【００５７】本発明によるインパルス無線受信機は、信号を受信し、直接経路信号または十
分な信号雑音比を有する任意の多重経路信号ピークのいずれかを用いて情報を復
調し得る。従って、インパルス無線受信機は、多くの到達する信号の中から最も
強い応答を選択し得る。信号が所与の位置でゼロを相殺し生成するために、かな
り起こりにくいシナリオだが、１２回の反射が反射経路を遮断する間、同時かつ
正確に相殺しなければならない。受信機による時間分解能（ｒｅｓｏｌｕｔｉｏ
ｎ）および選択と共に多重経路信号の時間分離は、信号の相殺を実質的に除去す
る時間ダイバーシティのタイプを許容する。多重相関器レーキ受信機では、さら
なる信号雑音性能のために多重信号ピークから信号出力を収集することによって
さらに改善される。

【００５８】図５Ａのシステムは狭帯域システムであり、遅延はデータビット時間と比較し
て小さく、受信された信号は、多数の正弦波のランダムな振幅および位相の和で
ある。理想化された限界では、その結果生じる包絡線状振幅は、以下のようなレ
イリー確率分布に従うことが示される。

【００５９】

【数５】ここで、ｒは組み合わされた多重信号の包絡線状振幅であり、２σ^２は、組み合
わされた多重経路信号の平方自乗平均である。図５Ｆにおいて、時間の１０％の
信号が、減衰された１６ｄＢよりも大きい。これは、１６ｄＢフェードマージン
が９０％リンク有効性を提供するために必要とされる。１０〜４０ｄＢのフェー
ドマージンも値は、必要な信頼性に応じて、様々な狭帯域システムに対して提案
されてきた。この特徴は多くの研究の課題であり、アンテナおよび周波数ダイバ
ーシティ等の技術によって部分的に改善され得るが、これらの技術は、さらなる
複雑性およびコストを生じる。

【００６０】家庭内部、事務所、倉庫、自動車、トレーラ、運送用コンテナ、都市部の建物
の谷間（ｕｒｂａｎｃａｎｙｏｎ）の外部、または他の状況のような高多重経
路環境において、伝搬は、本発明に従って、受信信号が主に散乱されたエネルギ
ー、インパルス無線によって行われ、狭帯域システムの特性を制限するレイリー
フェージングメカニズムを回避し得る。高い多重経路環境５Ｇ００における送信
および受信システムに関して図５Ｇおよび図５Ｈに示され、送信機５Ｇ０６は、
多重経路５Ｇ０２を形成する反射器５Ｇ０３から反射する信号によって受信機５
Ｇ０８に送信する。直接経路は、垂直軸が信号強度（ボルト）、水平軸が時間（
ナノ秒）を表す軸を用いて５Ｈ０２でグラフィカルに図示される信号によって５
Ｇ０１として図示される。多重信号は、５Ｈ０４においてグラフィカルに図示さ
れる。

【００６１】（距離測定）位置決めするために重要なインパルスシステムは、波形内に不明瞭なサイクル
がないために、極度に微小な最小識別距離までの距離を測定し得る。一方で狭帯
域システムは、変調包絡線に限定され、サイクル間振幅差がリンクまたはシステ
ムノイズによってマスクされるほど小さいために、どのＲＦサイクルが各データ
ビットに関連付けられるかを正確に容易に区別できない。インパルス無線波形は
、多サイクルアンビギティを有さないため、これは波長より短い波形位置の正（
ｐｏｓｉｔｉｖｅ）決定（潜在的に、システムのノイズフロア（ｎｏｉｓｅｆ
ｌｏｏｒ）まで下がる）を可能にする。この時間位置測定は、伝搬遅延を測定す
るように使用されてリンク距離を決定し得る。一旦、リンク距離がわかれば、時
間基準を同等に高精度に変換する。本発明の発明者らは、センチメートル距離の
分解能に対する電位を示すシステムを構築している。この分解能は、約３０ｐｓ
の時間伝達分解能に等しい。例えば、「Ｕｌｔｒａｗｉｄｅ−ＢａｎｄＰｏｓ
ｉｔｉｏｎＤｅｔｅｒｍｉｎａｔｉｏｎＳｙｓｔｅｍａｎｄＭｅｔｈｏ
ｄ」と題された、１９９８年３月２３日に出願された、同一出願人に譲受された
同時継続出願０９／０４５，９２９号、および「ＳｙｓｔｅｍａｎｄＭｅｔ
ｈｏｄｆｏｒＤｉｓｔａｎｃｅＭｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｂｙＩｎｐｈ
ａｓｅａｎｄＱｕａｄｒａｔｕｒｅＳｉｇｎａｌｓｉｎａＲａｄｉ
ｏｓｙｓｔｅｍ」と題された１９９８年５月２６日に出願された０９／０８３
，９９３号を参照のこと。

【００６２】上述の方法に加えて、時分割多重接続アルゴリズムおよび時間ドメインパケッ
ト無線に加えてインパルス無線技術は、無線ネットワーク内で幾何位置決定能力
を達成し得る。この幾何位置決定法は、各ペアの無線間で全二重交換の必要性な
しで、無線のネットワーク内で生じる測距を可能にする。

【００６３】図９Ａは、４つのスロットＴＤＭＡネットワーク９０Ａの例を示す。伝送され
ていない全無線の送信を開始する。第１の無線９２Ａが入来する場合、無線は電
流ネットワークトラフィックを傾聴するために停止する。適切な遅延の後、無線
が出力し、他のトラフィックが聞こえず、図９Ｂに９２Ｂとして示される第１の
スロットを制御する。オンラインの間、無線は、周期的に無線が所有するスロッ
ト１を示す情報の識別を含む交換（ｈｅｌｌｏ）要求を送信する。ネットワーク
がａｄｈｏｃとみなされるが、第１のＴＤＭＡを有する無線はいくつかの固有の
信頼性を有する。

【００６４】無線Ｂ（９４Ａ）は、次に出力し、ネットワークトラフィックの傾聴を開始す
る。無線Ａ（９２Ａ）は、第１のスロットで伝送されることを留意されたい。無
線Ｂ（９４Ａ）は、スロット２（９４Ｂ）を獲得し、スロット２つ目の位置２（
９４Ｂ）において交換リクエストを伝送する。無線Ａのスロットが利用可能にな
るとすぐに、交換リクエストは、無線Ａ（９２Ａ）との交換を促進する。無線Ａ
は、２断片の情報の獲得を生じるパケットを伝送する。無線Ａ（９２Ａ）は、即
時承認のための要求を含むＳＹＮＣパケットを送信し、したがって、無線Ｂ（９
４Ａ）は、無線Ａのスロット時間の間に応答する許可が与えられる。無線Ｂ（９
４Ａ）は、ＳＹＮＣＡＣＫパケットを交互に伝送する。次いで、無線Ａ（９２
Ａ）は、無線Ｂ（９４Ａ）までの距離を計算し、距離に対する同期化クロックを
適切に調整し、距離に対して調整された現在の時間を無線Ｂ（９４Ａ）に送信す
る。無線Ａ（９２Ａ）の点において、クロックが無線Ｂ（９４Ａ）と同期化する
。これが発生すれば、任意の時間の無線Ａ（９２Ａ）が伝送し、無線Ｂ（９４Ａ
）は、全二重交換なしで無線Ａ（９２Ａ）までの距離を計算することが可能にな
る。また、任意の時間の無線Ｂ（９４Ａ）が伝送し、無線Ａ（９４Ａ）は無線Ｂ
（９４Ａ）までの距離を計算することが可能になる。

【００６５】ネットワーク上で、周期ＳＹＮＣパケットを通って無線Ｃ（９８Ａ）および無
線Ｄ（９６Ａ）まで、クロック同期化は、無線の全ネットワークにわたって維持
される。無線Ａ（９２Ａ）、無線Ｂ（９４Ａ）、無線Ｃ（９８Ａ）、および無線
Ｄ（９６Ａ）を想定すると、スロット時間９２Ｂ、９４Ｂ、９６Ｂ、および９８
Ｂの即時開始においてパケットを伝送する。このシステムは、ネットワーク上の
全無線が、無線がパケット伝送した場合はいつでも、ネットワーク上の任意の他
の無線までの距離を即時に計算することを可能にする。

【００６６】（従来のトランシーバインプリメンテーション）（送信機）１副搬送波チャネルを有するインパルス無線通信システムのインパルス無線ト
ランスミッタ６０２の例示的な実施形態は、図６を参照して説明される。

【００６７】トランスミッタ６０２は、時間基準６０４を備え、時間基準は周期的タイミン
グ信号６０６を生成する。典型的には、時間基準６０４は、高いタイミング精度
および低いジッターをピコ秒（ｐｓ）のオーダーで有する電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）を備える。ＶＣＯ中央周波数を調整する電圧制御は、較正の際に、送信機の
公称パルス反復率を規定するために用いられる所望の中央周波数に設定される。
周期的タイミング信号６０６は、精密タイミング発生器６０８に供給される。

【００６８】精密タイミング発生器６０８は、同期化信号６１０をコードソース６１２に供
給し、内部に生成された副搬送信号（選択可能）および情報信号６１６と共にコ
ードソース出力６１４を利用して変調され、符号化されたタイミング信号６１８
を生成する。

【００６９】コードソース６１２は、コード信号６１４として、適切なＰＩＮコードを格納
するため、およびＰＮコードを出力するために、ランダムアクセスメモリ（ＲＡ
Ｍ）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）等の格納デバイスを含む。あるいは、最大
長さシフトレジスタまたは他の演算手段が用いられてＰＮコードを生成し得る。

【００７０】情報ソース６２０は、情報信号６１６を精密タイミング発生器６０８に供給す
る。情報信号６１６は、音声、データ、イメージ等のデジタルビット、アナログ
信号、または複合信号を含む情報のタイプであり得る。

【００７１】パルス発生器６２２は、変調され、符号化されたタイミング信号６１８をトリ
ガーとして用いて出力パルスを生成する。出力パルスは、伝送アンテナ６２４に
伝送線６２６を介して送信される。出力パルスは、伝送アンテナ６２４によって
伝搬する電磁パルスに変換される。本発明の実施形態では、電磁パルスは、放出
された信号を呼び出し、図７に示されるように、無線周波数の具現化物で空気な
どの伝搬媒体インパルス無線受信機７０２に伝搬する。好適な実施形態では、放
出された信号は、図１Ａに示されるような単一サイクルパルスに近い広帯域また
は超広帯域である。しかし、放出された信号は、これらのパルスをフィルタリン
グすることによって、スペクトル状に修正され得る。通常このフィルタリングは
、各単一サイクルパルスに、時間領域においてより多くのゼロ交差（より多くの
サイクル）を有させる。この場合、インパルス無線受信機は、同一の単一波形の
効率的な変換のために、交差相関器におけるテンプレート信号として同様な波形
を使用し得る。

【００７２】（受信機）インパルス無線通信システムのためのインパルス無線受信機７０２（以後、受
信機と呼ぶ）の例示的実施形態を、図７を参照して説明する。より詳細には、図
７に示されるシステムは、デジタルデータの受信するためのものであり、１以上
のパルスが各データビットに対して伝達される。

【００７３】受信機７０２は、伝搬されたインパルス無線信号７０６を受信するための受信
アンテナ７０４を含む。受信アンテナ７０４から受信された信号７０８は、交差
相関器またはサンプラー７１０に結合されてベースバンド出力７１２を生成する
。交差相関器またはサンプラー７１０は、信号をノイズ比に最適化するために必
要な任意のフィルタと共に多機能および統合機能を含む。

【００７４】また、受信機７０２は、精密タイミング発生器７１４を含み、精密タイミング
発生器７１４は、周期的なタイミング信号７１６を受信機時間基準７１８から受
信する。この時間基準７１８は、受信信号７０８をロックオンするためにロック
ループが必要な場合、時間、周波数、位相が調整可能であり、制御可能である。
精密タイミング発生器７１４は、同期化信号７２０をコードソース７２２に供給
し、コード制御信号７２４をコードソース７２２から受信する。精密タイミング
発生器７１４は、周期的タイミング信号７１６およびコード制御信号７２４を利
用してコード化タイミング信号７２６を生成する。テンプレート発生器７２８は
、このコード化タイミング信号７２６によってトリガーされ、理想的に受信信号
７０８の各パルスに実質的に等しい波形を有するテンプレート信号パルス７３０
の列を生成する。所与の信号を受信するためのコードは、発信送信機６０２によ
って利用されるコードと同じであり、伝搬された信号７０６を生成する。このよ
うに、テンプレートパルス列７３０のタイミングは、受信信号パルス列７０８の
タイミングに一致し、受信信号７０８が相関器７１０において同期的にサンプリ
ングされることを可能にする。理想的に相関器７１０は、短時間積分器が後に続
く逓倍器を含み、パルス間隔にわたって逓倍器の積を加算する。相関器およびサ
ンプリングプロセスのさらなる例および詳細は、上記の同一出願人に譲受され同
一出願人である「ＢａｓｅｂａｎｄＳｉｇｎａｌＣｏｎｖｅｒｔｅｒＤｅ
ｖｉｃｅｆｏｒａＷｉｄｅｂａｎｄＩｍｐｕｌｓｅＲａｄｉｏＲｅ
ｃｉｖｅｒ」と題された、１９９９年６月１６日に出願された同時継続中の米国
特許出願第０９／３５６，３８４号に見出される。

【００７５】また、相関器７１０の出力は、ベースバンド信号７１２を呼び出し、副搬送波
復調器７３２に接続される。副搬送波復調器７３２は、副搬送波から副搬送波情
報信号を復調する。選択可能な副搬送波プロセスの目的は、それが使用された場
合、ＤＣ（ゼロ周波数）から情報信号を移動させて、低周波数ノイズおよびオフ
セットに対する免疫（ｉｍｍｕｎｉｔｙ）を改善することである。次いで、副搬
送波復調器７３２の出力は、パルス加算ステージ７３４においてフィルタリング
または統合される。パルス加算ステージ７３４は、単一データビットを含むパル
ス信号の多数の和を表す出力を生成する。次いで、パルス加算ステージ７３４の
出力は、検出器ステージ７３８における公称ゼロ（または基準）信号出力と比較
されて、元の情報信号６１６の評価を表す出力信号７３９を決定する。

【００７６】またベースバンド信号７１２は、ローパスフィルタ７４２（また、ロックルー
プフィルタ７４２と呼ばれる）に入力する。ローパスフィルタ７４２、時間基準
７１８、精密タイミング発生器７１４、テンプレートジェネレータ７２８、およ
び相関器７１０を有する制御ループが使用されて、フィルタリングされたエラー
信号７４４を生成する。フィルタリングされたエラー信号７４４は、調整可能な
時間基準７１８への調整を提供して、受信信号７０８の位置にに対して、周期的
タイミング信号７２６の位置を計時する。

【００７７】受信機の実現では、実質的な節減（ｅｃｏｎｏｍｙ）が、送信機６０２および
受信機７０２のいくつかの機能のいくつかの部分または全ての部分によって達成
され得る。これらの部分のいくつかは、時間基準７１８、精密タイミング発生器
７１４、コードソース７２２、アンテナ７０４等を含む。

【００７８】図８Ａ、図８Ｂ、および図９は、交差相関プロセスおよび相関関数を示す。図
８Ａは、テンプレート信号の波形を示す。図８Ｂはいくつかの可能な時間オフセ
ットのセットにおいて受信インパルス無線信号の波形を示す。図９は、図８Ｂの
各時間オフセットに対する相関器（逓倍器および短時間積分器）の出力を示す。
従って、図９のグラフは、時間の関数である波形ではなく、時間オフセットの関
数を示す。すなわち、受信された任意の所与のパルスに対して、このグラフ上で
適応可能な対応する点が１つだけ存在する。このパルスを受信するために使用さ
れたテンプレート信号の時間オフセットに対応する点である。

【００７９】副搬送波および精密タイミングのさらなる例および詳細は、「Ｕｌｔｒａｗｉ
ｄｅ−ｂａｎｄｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓｙｓｔｅｍａｎｄｍｅｔ
ｈｏｄ」と題された特許５，６７７，９２７および「ＰｒｅｃｉｓｉｏｎＴｉ
ｍｉｎｇＧｅｎｅｒａｔｏｒＳｙｓｔｅｍａｎｄＭｅｔｈｏｄ」と題さ
れた、１９９８年９月３日に出願された同一出願人に譲受された同時継続出願０
９／１４６，５２４号に見出され得る。

【００８０】（新規な送信機インプリメンテーション）精密、低ノイズ同期プログラム可能時間遅延集積回路の開発に伴い、カスタマ
イズされた時間変調超広帯域システムの構築を実現可能にする。このシステムは
、伝搬の測定、より正確な解析および多重相関器を利用してより多くの入来波形
の捕捉を可能にする。図１０は、多重相関器走査受信機に関するブロック図を参
照符号１０００で示す。図１１は、対応するインパルス無線送信機を参照符号１
１００で示す。このインプリメンテーションでは、送信機は、５００ｐｓ（谷か
らピークまで測定）超広帯域パルスを１０ＭＨｚパルス反復周波数で放出する。
図１２は、垂直軸上の振幅１２０４および水平軸上の時間１２０２を有する信号
伝達されたパルスを走査する場合、走査受信機の出力を示す。この測定は、受信
アンテナ、相関プロセス、および伝達パルスがフィルタリングされ、放出を１Ｇ
Ｈｚ未満に低減するフィルタリング衝撃を示す。

【００８１】本発明の実施形態は、２つのタイミングシステム１０１５および１０８５によ
って制御される２つの相関器１０２０、１０３０を含む走査受信機を示す。しか
し、任意の数の相関器が特定の相関結果を達成するために使用され得る。1つの
相関器はトラッキング相関器１０２０であり、これは受信パルス列に同期化し受
信パルス列をトラッキングすることが可能になるまで相関器の内部符号化テンプ
レートに位相を変化させる。伝達パルス反復周波数と受信機の内部パルス周波数
との間の任意のオフセットは、相関ロックループにおけるエラー電圧として検出
される。ＴＭ−ＵＷＢにおいて使用される場合、相関ロックループは、「Ｆａｓ
ｔＬｏｃｋｉｎｇＭｅｃｈａｎｉｓｍｆｏｒＣｈａｎｎｅｌｉｚｅｄ
Ｕｌｔｒａｗｉｄｅ−ＢａｎｄＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」と題された米
国特許出願第５，８３２，０３５号に十分に説明される。相関ロックループはイ
ンパルス無線信号の取得およびこれのロックを提供する。

【００８２】相関ロックループにおけるエラーは、擬似ランダム時間ホッピングワード１０
８０における周波数オフセットを合成することによって補正される。この調整は
、受信機のクロックが受信信号の約２０ｐｓのＲＭＳ内にあることを確実にする
。

【００８３】一旦、トラッキング相関器１０２０が同期化され、入来信号にロックされると
、走査相関器１０３０はトラッキングポイントに対して正確な時間遅延における
受信波形をサンプリングし得る。波形をサンプリングする間、時間遅延を連続的
に増加させることによって、波形の完全な時間較正された画像が収集され得る。
また、走査相関器１０３０は、相関器をトラッキングする前に走査し得、従って
、トラッキング相関器は、相関器を走査する事に関し遅延される。従って、図１
２の波形情報（振幅１０２４を表すＹ軸および相関器時間遅延１２０２を表すＸ
軸）正確に確認され得る。

【００８４】波形データがキャプチャーされるのと同時に、トラッキング相関器１０２０か
らのサンプルは、さらに収集される。トラッキング相関器からのサンプルは、符
号決定ロジックによって処理される以前に統合された復調データ符号を表す。走
査型相関器１０３０およびトラッキング相関器１０２０からのサンプルはペアで
収集されるので、波形サンプルセットのイベントは、データ符号セットのイベン
トと時間相関される。

【００８５】本実施形態において、任意の制御手段が利用され得ることが理解されるが、シ
ステムおよびデータ格納の制御は、走査型受信機１０００に外部から接続される
パーソナルコンピュータおよびこれと類似のものによって提供される。いくつか
のパラメータは、波形をキャプチャーする場合に変更され得る。走査型相関器１
０３０は特定の複数パルスのある時間位置に留まることができ、そしてベースバ
ンドプロセッサ１０５０がサンプルを統合してノイズによる歪みを最小にするこ
とを可能にする。３．０５２ｐｓの小さいサンプル時間ステップは特定され得る
が、より通常のステップサイズは約６０ｐｓである。波形キャプチャーの開始に
対してトラッキングポイント前後１３ｍｓまでの遅延時間が特定され得る。

【００８６】本発明において機能的および専用的にも、次にやって来るインパルスＲＦ信号
は超広帯域アンテナ１０１０を介して受信される。この信号はパワースプリッタ
１０２５で分離され、ここではこの信号は所望の複数の相関器の中に分離される
。この場合には２つ相関器（トラッキング相関器１０２０および走査型相関器１
０３０）が存在する。このトラッキング相関器１０２０は基準クロック１０３５
によって駆動されるプログラマブル同期時間遅延１０１５によってトリガーされ
る。走査型相関器１０３０は基準クロック１０３５で駆動され得るプログラマブ
ル同期時間遅延１０８５によってトリガーされる。トラッキング相関器の出力は
アナログからデジタルへの変換器１０４０を通過し、このデジタル信号はベース
バンドプロセッサ１０５０に通される。さらに、走査型相関器１０３０の出力は
、ベースバンドプロセッサ１０５０の入力のためにアナログからデジタルへの変
換器１０４５を通過する。

【００８７】図１１は、多重相関器インパルス無線受信機１０００によって受信されるＲＦ
パルスの伝送のためのひとつの可能性のあるインパルス無線送信機１１００を示
す。ベースバンド信号プロセッサ１１０６はＰＮ遅延ワード１１０７を同期型プ
ログラマブル時間遅延１１１０に送り、そしてこれは基準クロック１１０８によ
って駆動される。同期型プログラマブル時間遅延１１１０の出力は超広帯域アン
テナによって伝送するためにパルス発生器１１０４に通される。

【００８８】相関回路の構成によって規定される多数の異なるＲＦフロントエンドのオプシ
ョンが存在する。相関機能は一つのＲＦ入力および３つの独立にトリガーされる
相関器回路を有するカスタムシリコンゲルマニウムモノシック集積回路の中で実
装され得る。１つのオプションは、トラッキングおよび走査機能の両方のための
１つの集積回路を用いて、両機能に１つのＲＦ入力を提供する。もう１つのオプ
ションは、トラッキングおよび走査機能のために個別の集積回路を用いて、トラ
ッキングおよび走査のために独立したＲＦ入力および、従って、個別のアンテナ
を提供する。トラッキングチャネルアンテナの場所を固定化することは、走査チ
ャネルのための固定時間基準を生じさせて、アンテナアレイの性能が評価される
ことが可能になる。

【００８９】波形データと並列にデータ符号をキャプチャーする走査型受信機１０００の能
力は伝播学習のみならず完全なリンク割り当ての解析ツールとして用いられるこ
とを可能にさせる。

【００９０】伝播ツールとして、走査型受信機１０００は無線リンク通信範囲内の任意の２
つの場所間での環境インパルス応答を計測するのに用いられ得る。アプリケーシ
ョンの特定要求と結びつけて、この応答データは信号収集およびトラッキングア
ルゴリズムの選択を導き得る。重要な多重経路の効果を持つ環境に対して、それ
は、レイク受信アプリケーションに追加の相関器の僅かな値の評価を可能にする
。ここで用いられているように、レイク受信機は収集およびロックを改善するた
めに複数の相関器を同時に利用することを意味する。さらに、計測が行われる場
所が近接に位置している場合、すなわち、このアンテナが走査間の１パルス幅よ
りも小さく移動した場合、個々の経路は振幅の揺らぎから解析され得る。

【００９１】データキャプチャーは常にビットエラーテストパターンの同位相での開始と同
期されるので、ユーザはこのビットシーケンスの先験的な知識を有し、そして期
待データ符合と実際の受信符号を比較できる。このことがビットエラーの特徴付
けを可能にし、エラー検出および修正技法の選択を導くことを可能にする。

【００９２】トラッキングチャネルからキャプチャーされたシンボルデータはこのトラッキ
ング位置における信号対ノイズ比を計算するのに用いられ得る。走査チャネルは
トラッキングチャネルに対して時間的に較正されているので、走査された波形上
のトラッキング位置の場所が知られる。波形上の実際のトラッキング位置と他の
潜在的なトラッキング位置との振幅比はすべての他の経路に対して達成できるＳ
ＮＲを決定するのに用いられ得る。これは評価されるべき多重信号経路のコヒー
レント（ｒａｋｅ）結合の利益を可能にする。

【００９３】図１３は、２５０ポイント走査に対するトラッキング相関器の出力を示す。Ｙ
軸１３０２は２進カウンタによって表現される電圧の振幅であり、そしてＸ軸１
３１０はサンプルポイントの数である。この場合、ゼロビット（ｚｅｒｏｂｉ
ｔｓ）平均値１３１２およびワンズビット（ｏｎｅｓｂｉｔ）平均値１３０４
の両方はゼロしきい値１３０８から離れた標準偏差の少なくとも４倍となるため
、チャネルにおけるノイズが殆どない。走査相関器がひとつのポイントに時間に
合って留まっている時、トラッキングチャネルのサンプルのそれぞれが存在する
。従って、各トラッキング相関器サンプルは、走査間の外部雰囲気ノイズの測定
である。ノイズ特性１３１８の「ｏｎｅｓ」平均値は１３１６に示され、そして
「ｚｅｒｏｓ」の平均値は１３１４に示される。

【００９４】波形の変化を決定することの重要性を図示する図１４および１５は２つの異な
った組み込み走査（ｉｎ−ｂｕｉｌｄｉｎｇｓｃａｎｓ）におけるインパルス
応答計測を示す。図１４は、第１の走査が一つの壁（金属スタッドを覆ったシー
トロック）を介した約４ｍの範囲のもとでのもので、２進カウンタによった表現
された電圧振幅のＹ軸１４０２および相関器遅延時間を表現しているＸ軸１４０
４を有する。

【００９５】図１５は第２の走査のものであり、再び、類似の構造の５つの壁（すなわち、
金属スタッドを覆ったシートロック）を介した２１ｍの範囲のもとで、２進カウ
ンタによった表現された電圧振幅のＹ軸１５０２および相関器遅延時間を表現し
ているＸ軸１５０４を有している。これらの走査からこの遅延拡散および信号経
路の数と品質の推定量を評価することが可能になる。

【００９６】上述したように、本発明の走査およびトラッキング多重相関器構成は経路特性
を確定できる。図１６は、異なった距離の３つの最良の経路、１６０６、１６０
８および１６１０のパワー変動を表し、そして振幅を表現するＹ軸１６０２およ
び範囲を表現するＸ軸１６０４を有する。さらに、変更できるタップ付レイク受
信機でもって得られる１０個の最大相関値のコヒーレントの合計１６１２が示さ
れる。「＋」符号は、変更できるタップ付レイク受信機でもって得られる上から
１０個の相関値のコヒーレント合計を示している。

【００９７】図１７は、変化できる位置のテスト環境において、３つの最良相関の到着時間
（走査開始からの相対時間）を示す。Ｙ軸１７０２は到着時間を表し、そしてＸ
軸１７０４は場所の数を表す。場所の数はテスト環境における異なったテスト位
置に対応している。最大（すなわち、最良またはもっとも強い）相関は「Ｏ」１
７０６としてマークされ、第２の最大は「＋」１７０８としてマークされ、そし
て第３の最大は「＊」１７０４としてマークされている。この図から、時々最も
強い相関は最も早い到着信号ではなく、例えば、第３の最良相関後の３ナノ秒で
生じた最も強い相関である、第３の場所であることが理解され得る。トラッキン
グ相関器に加えた走査型相関器を提供することによって、最良の相関時間が確定
され得る。

【００９８】上述のように、この多重相関器受信機は与えられた受信機においてタイミング
発生器および相関器の数に関し、大きな柔軟性を有し得る。この決定は設計因子
のベースになる。図１８は８個の相関器を示す概略ブロック図であり、この相関
器の一つが図１９で示されるようにパルサーとして用いられ得る。この設計では
、１つの送信チャネル、１つの走査チャネルおよび６個の受信チャネルを有する
８個のチャネルが存在する。インパルス無線信号はアンテナ１８０２によって受
信され、そしてこの信号はパワースプリッタ１８０４に通され、そしてこの後Ｒ
Ｆ信号は複数の相関器１８１２、１８１０、１８０８、１８０６（この場合７）
に通される。相関器１Ａおよび１Ｂは１８１２で送信と走査機能を提供し、相関
器２Ａおよび２Ｂは１８１０で２つの受信チャネルを提供し、相関器３Ａおよび
３Ｂは１８０８で２つの追加の受信チャネルを提供し、相関器４Ａおよび４Ｂは
１８０８でさらなる２つの受信チャネルを提供する。

【００９９】各相関器の出力はベースバンド１、１８１４またはベースバンド２、１８１６
を通り、そしてこれらはカスケードポート（または信号情報を通過させるために
ベースバンド間の任意の他のインタフェース）を介して接続され得る。ベースバ
ンド１８１４および１８１６の出力は、その後、プロセッサ１８１８に送られる
。

【０１００】図１９は、さらに詳細に、デジタルインパルス無線アーキテクチャ内の相関器
の構成を述べている。点線１９０４は図１８のブロック１８１２、１８１０、１
８０８、そして１８０６の中に含まれる要素を示す。発振器１９４８は相関器１
９０２をトリガーし、そして相関器１９２２をトリガーするタイマー１９３２を
制御するマスタータイマー１９３０を駆動する。さらにそれは相関器１９２４を
トリガーするタイマー１９３４をトリガーし、相関器１９２６をトリガーするタ
イマー１９３６をトリガーし、そして相関器１９２８をトリガーするタイマー１
９３８をトリガーする。

【０１０１】バス制御１９５０は、タイマー１９３０−１９３８間のアドレス１９７４およ
びデータ１９７６の情報、プロセッサ１９５２およびベースバンド１９５４を制
御する。ベースバンドに含まれる機能は、収集１９５６（検出１９５８および確
認１９６０の両方）、データ変調と復調１９７２、トラッキング１９６４、リン
クモニタリング１９６６およびアナログ・デジタル変換１９６８である。データ
ソース／リンク１９６２はデータ変調および復調１９７２とインタフェースされ
る。相関器１９０２、１９２２、１９２４および１９２６はＡＤＣ１９６８を経
由してベースバンド１９５４と通信する前にサンプルホールドプロセスを行うこ
とができる。リンクモニターは、信号品質を決定するために、信号対ノイズ比お
よび／またはビットエラー比率をモニターする。ビットエラー比率または信号対
ノイズ比が所定の基準より下になると、他の収集およびロックが要求される。ア
ンテナ１９４６の源から始まる相関器によって受信される信号は、その後、受信
モードの送信／受信スイッチ１９４４、低ノイズ増幅器／フィルタ１９４２、可
変減衰器１９４０そして最後に各相関器に接続される増幅器１９０６、１９０８
、１９１０、および１９２０を経由して通過する。

【０１０２】無線が送信モードの場合、タイマー１９３０−１９３８は直接パルサー１９２
８に接続し、そしてこのパルサーは送信／受信スイッチ１９４４を経由してアン
テナ１９４６を通ってパルスを放出する。

【０１０３】図２０は設計の柔軟性を示し、ここでは個別のタイマー構成が用いられる。こ
の場合、個別のタイマーは所定の相関器に関係なく、むしろタイミングマスター
２００２が相関器２００４をトリガーし、そして遅延２００８の後に、さらに相
関器２００６をトリガーする。従って、本質的には、相関器２００６は相関器２
００４のスレーブになり得る。マスタータイマー２００２によって駆動される別
のタイマー２０１２が相関器２０１０をトリガーし、そしてまた、再び別の遅延
２０１６の後に、相関器２０１４をトリガーする。最後のタイマー２０１８は、
送受信装置が送信機として作動する場合、パルサー２０２０を駆動し得る。この
図の残りは、以下の説明によって対応されるように、図１９と類似する。

【０１０４】送信／受信スイッチ２０４４が受信モードの場合、インパルス無線アンテナ２
０２２はＲＦパルスを受信し、そしてその後、それらは低ノイズ増幅器／フィル
タ２０２６に通過する。ＲＦ信号は、可変減衰器２０２８を通った後、増幅器２
０３０−２０３６を通って相関器２００４、２００６、２０１０および２０１４
内を通る。相関器トリガータイミングは相関器２００４の遅延２００８に従うス
レーブである相関器２００６に関して前述したことに従い、そして相関器２０１
０の遅延２０１６に従うスレーブである相関器２０１４に従う。さらに、上述の
構成は、図解のために、予想される任意の多数の構成の内の１つに過ぎない。

【０１０５】各相関器において相関が起こった後、相関されたアナログ信号は追加のサンプ
ルホールドを行い、そしてベースバンド２０４４の中に配置されているアナログ
・デジタル変換器２０５８を通る。図１９のインパルス無線と同様に、ベースバ
ンドはリンクモニタリング２０５６、トラッキング２０５４そしてデータ変調と
復調２０６４を提供する。このベースバンドは、さらに、検出２０４８および確
認２０５０の収集２０４６機能を備える。データソース／リンク２０５２は、ま
た、ベースバンド２０４４に接続される。

【０１０６】再び、図１９の多重相関インパルス無線アーキテクチャと同様に、バス制御１
０４０はマスタータイマー２００２、タイマー２０１２、タイマー２０１８、プ
ロセッサ２０４２およびベースバンド２０４４への入出力のアドレスおよびデー
タを制御する。ベースバンドに対するタイミングは、２０６６で示されるように
、発振器２０３８によって駆動されるマスタータイマー２００２によって供給さ
れる。

【０１０７】インパルス無線が送信モードの場合、従って、発振器２０３８はパルサー２０
２０をトリガーするタイマー２０１８を駆動するマスタータイマー２００２を駆
動し、そしてこのパルサー２０２０は送信／受信スイッチ２０２４を経由してＲ
Ｆパルスをアンテナ２０２２に送る。

【０１０８】図２１は、多重相関器受信機のさらなる別個の構成であり、そしてここでスレ
ーブ相関器が用いられ、そしてその間の遅延を持った、マスター相関器と同様の
タイマーによって駆動される。ここにおいてマスタータイマー２００２は相関器
２００４をトリガーする。相関器２００８は遅延２００６を経由して相関器２０
０４のスレーブとされる。さらに、相関器２０１２は遅延２０１０を経由して相
関器２００４のスレーブとされる。相関器２０１４はマスタータイマー２００２
によって駆動されるスレーブタイマー２０１６によってトリガーされる。相関器
２０２０は遅延２０１８を経由して、相関器２０２０によってトリガーされかつ
スレーブにされる。図の残りの物は図１９および図２０の中にも残っている。示
されたように、相関器の数、それらが先行かまたは後続の相関器のスレーブにさ
れるかされないか、タイマーの数およびそれらがスレーブにされるかどうかはす
べて、決定されるパラメータおよび所望される結果に従って、構築される設計オ
プションである。

【０１０９】本発明の特定の実施形態が記述されたが、しかしながら、特に前述の教示と照
らし合わせて改変が当業者によってなされ得るので、本発明がこれに限定されな
いことが理解される。従って、本発明の意図および範囲を具現するこれらの特徴
および改善を包含するような任意の改変を網羅することは付随する特許の範囲に
よって予想される。

【図面の簡単な説明】

【図１Ａ】図１Ａは、代表的ガウシアンの単発波形を時間領域で示す。

【図１Ｂ】図１Ｂは、図１Ａのガウシアンの単発波形の周波数領域の振幅を示す。

【図２Ａ】図２Ａは、図１Ａのパルスで構成されるパルス列を示す。

【図２Ｂ】図２Ｂは、図２Ａの波形の周波数領域の振幅を示す。

【図３】図３は、時間符号化パルスのシーケンスの周波数領域の振幅を示す。

【図４】図４は、通常の受信信号および干渉信号を示す。

【図５Ａ】図５Ａは、多重経路の受信信号を生じさせる通常の幾何学的構成を示す。

【図５Ｂ】図５Ｂは、多重経路の信号の例を時間領域で示す。

【図５Ｃ】図５Ｃは、種々の多重経路の環境での信号のプロットを示す。

【図５Ｄ】図５Ｄは、種々の多重経路の環境での信号のプロットを示す。

【図５Ｅ】図５Ｅは、種々の多重経路の環境での信号のプロットを示す。

【図５Ｆ】図５Ｆは、多重経路の環境でのインパルスでない無線伝送に関連するレイリー
減衰曲線を示す。

【図５Ｇ】図５Ｇは、送信機から受信機への複数の反射板を有した複数の多重経路を示す
。

【図５Ｈ】図５Ｈは、直接経路および多重経路環境における電圧で示す信号強度対時間を
グラフとして表す。

【図６】図６は、代表的なインパルス無線送信機の機能図を示す。

【図７】図７は、代表的なインパルス無線受信機の機能図を示す。

【図８Ａ】図８Ａは、相関器への入力における代表的な受信パルス信号を示す。

【図８Ｂ】図８Ｂは、相関プロセスにおける代表的なインパルス信号のシーケンスを示す
。

【図８Ｃ】図８Ｃは、種々の潜在性のテンプレート時間位置の関数の結果の潜在的軌跡を
示す。

【図９Ａ】図９Ａは、インパルス無線ＴＤＭＡにリンクされたネットワークの４つのノー
ドおよび各ノード間の既知の距離を示す。

【図９Ｂ】図９Ｂは、４つのノードのインパルス無線ＴＤＭＡネットワークに関連する４
つの時間スロットを示す。

【図１０】図１０は、本発明の実施形態に従う、送信機および多重相関器の走査受信機の
ブロック図を示す。

【図１１】図１１は、対応するインパルス無線送信機を示す。

【図１２】図１２は、送信機と受信機の間に４ｍの分離およびこの間に介在するシートロ
ックと金属スタッドの壁を有する空間のインパルス応答である。

【図１３】図１３は、２５０の走査点に対するトラッキング相関器の出力を示す。

【図１４】図１４は、室内走査のインパルス応答計測を示し、１つの壁（金属スタッドの
上にシートロック）を介し約４ｍの範囲の第１の走査である。

【図１５】図１５は、室内走査のインパルス応答計測を示し、類似の構造の５つの壁を介
した、２１ｍ範囲の第２の走査である。

【図１６】図１６は、各場所において取られたデータの内、３つの最大の相関値の振幅対
範囲を示す。符号「＋」は変数タップのレイク受信機設計から得られ得る、上部
から１０個の相関値のコヒーレントの合計を明示する。

【図１７】図１７は、各場所において取られたデータの内、３つの最大の相関値の到着時
間を示す。最大の相関値は「ｏ］でマークされ、第２の最大のものは「＋」、お
よび第３の最大のものは「＊」でマークされる。

【図１８】図１８は、８個の相関器受信機を概観するブロック図である。

【図１９】図１９は、デジタルインパルス無線アーキテクチャ内の相関器の構造をさらに
詳細に示す。

【図２０】図２０は、多重相関器受信機に用いられる個々のタイマーの構成を示す。

【図２１】図２１は、多重相関器受信機のさらに他の明示の構成であり、その中でスレー
ブ相関器はその間の遅延時間をもったマスター相関器と同様に用いられそして同
じタイマーで駆動される。

【手続補正書】

【提出日】平成１４年１０月４日（２００２．１０．４）

【手続補正１】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】全図

【補正方法】変更

【補正の内容】

【図１Ａ】

【図１Ｂ】

【図２Ａ】

【図２Ｂ】

【図３】

【図４】

【図５Ａ】

【図５Ｂ】

【図５Ｃ】

【図５Ｄ】

【図５Ｅ】

【図５Ｆ】

【図５Ｇ】

【図５Ｈ】

【図６】

【図７】

【図８Ａ】

【図８Ｂ】

【図８Ｃ】

【図９Ａ】

【図９Ｂ】

【図１０】

【図１１】

【図１２】

【図１３】

【図１４】

【図１５】

【図１６】

【図１７】

【図１８】

【図１９】

【図２０】

【図２１】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ，ＴＲ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＢＺ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＯ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者ジョンソン，ティモシーエイ．アメリカ合衆国アラバマ 35760，ニューホープ，オールドガーリーパイク 958 (72)発明者フラートン，ラリーダブリュー．アメリカ合衆国アラバマ 35741，ブラウンズボロ，ウィンブルドンロード 120 (72)発明者コウィー，イバンエイ．アメリカ合衆国アラバマ 35758，マディソン，イーストビュードライブ 418 (72)発明者ウェルチ，ウィリアムディー．ジュニアアメリカ合衆国アラバマ 35806，ハンツビル，デラニーロード 509 Ｆターム(参考） 5K022 AA03 AA24 5K052 AA01 BB02 CC06 DD03 EE38 FF32

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】インパルス無線受信機であって、タイミング信号を提供する時間ベースと、該タイミング信号を用いてタイミングトリガー信号を生成する複数のタイミン
グジェネレータと、該タイミングトリガー信号を用いてテンプレート信号を生成する、該複数のタ
イミングジェネレータに対応する少なくとも１つのテンプレートジェネレータと
、受信したインパルス無線信号と該テンプレート信号とを相関させて相関器出力
信号を生成する、該複数のタイミングジェネレータによってトリガーされる少な
くとも１つの相関器とを備えるインパルス無線受信機。
【請求項２】インパルス無線受信機であって、タイミング信号を提供する時間ベースと、該タイミング信号を用いてタイミングトリガー信号を生成する複数のタイミン
グジェネレータと、該タイミングトリガー信号を用いてテンプレート信号を生成する、該複数のタ
イミングジェネレータに対応する複数のテンプレートジェネレータと、受信したインパルス無線信号と該テンプレート信号とを相関させて相関器出力
信号を生成する、該複数のタイミングジェネレータによってトリガーされる複数
の相関器とを備えるインパルス無線受信機。
【請求項３】前記複数のタイミングジェネレータは、少なくとも１つのマ
スタータイミングジェネレータと、該マスタータイミングジェネレータと関係す
る少なくとも１つのスレーブタイミングジェネレータとを備える、請求項２に記
載のインパルス無線受信機。
【請求項４】前記少なくとも１つのマスタータイミングジェネレータは少
なくとも１つの相関器をトリガーし、前記少なくとも１つのスレーブタイミング
ジェネレータは少なくとも１つのさらなる相関器をトリガーする、請求項３に記
載のインパルス無線受信機。
【請求項５】前記複数のタイマーの内の１つは前記複数のまたは前記相関
器の内の１つをトリガーし、少なくとも前記複数の相関器の内の第２の相関器は
、同じタイマーにより遅延してトリガーされる、請求項２に記載のインパルス無
線受信機。
【請求項６】前記遅延は連続的に大きくなる、請求項５に記載のインパル
ス無線受信機。
【請求項７】広帯域ＲＦパルスを受信する超広帯域アンテナをさらに備え
る、請求項２に記載のインパルス無線受信機。
【請求項８】前記アンテナと通信する低ノイズ増幅器をさらに備える、請
求項７に記載のインパルス無線受信機。
【請求項９】相関の前に前記ＲＦパルスに従って動作する可変減衰器をさ
らに備える、請求項６に記載のインパルス無線受信機。
【請求項１０】相関の前に前記ＲＦパルスに従って動作する、前記複数の
相関器と通信する少なくとも１つの増幅器をさらに備える、請求項６に記載のイ
ンパルス無線受信機。
【請求項１１】前記複数のタイマーと接続して動作可能なベースバンド信
号プロセッサをさらに備える、請求項２に記載のインパルス無線受信機。
【請求項１２】前記インパルス無線受信機内でアドレスおよびデータ情報
を通信する制御バスをさらに備える、請求項２に記載のインパルス無線受信機。
【請求項１３】前記複数のタイマーおよび前記ベースバンドプロセッサと
前記制御バスを介して通信する取得手段をさらに備える、請求項２に記載のイン
パルス無線受信機。
【請求項１４】前記複数のタイマーおよび前記ベースバンドプロセッサと
前記制御バスを介して通信するリンク監視手段をさらに備える、請求項２に記載
のインパルス無線受信機。
【請求項１５】前記複数の相関器からアナログ信号を受信し、該アナログ
信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換器をさらに備え、前記複
数のタイマーおよび前記ベースバンドプロセッサと前記制御バスを介して通信す
る、請求項２に記載のインパルス無線受信機。
【請求項１６】前記データ変調および復調手段と通信するデータソースを
さらに備える、請求項２に記載のインパルス無線受信機。
【請求項１７】ＲＦインパルス波形伝播分析の方法であって、インパルス無線ＲＦ信号を受信するステップと、少なくとも１つのトラッキング相関器を使用して、該受信したインパルス無線
ＲＦ信号をロックオンしてトラッキングポイントにおいてトラッキングするステ
ップと、少なくとも１つのスキャニング相関器を使用して、該トラッキングポイントに
関連する精密な時間遅延において該受信した波形をスキャニングおよびサンプリ
ングするステップとを包含するＲＦインパルス波形伝播分析の方法。
【請求項１８】少なくとも１つのスキャニング相関器を使用して、前記ト
ラッキングポイントに関連する精密な時間遅延において前記受信した波形をスキ
ャニングおよびサンプリングする前記ステップにおいて、該トラッキングポイン
トと関連する別の時間遅延では複数のスキャニング相関器をそれぞれ使用する、
請求項１７に記載のＲＦインパルス波形伝播分析の方法。
【請求項１９】前記波形をスキャニングする間のステップの前記時間遅延
は連続的に増加する、請求項１７に記載のＲＦインパルス波形伝播分析の方法。
【請求項２０】少なくとも１つのスキャニング受信機を使用して、前記ト
ラッキングポイントに関連する精密な時間遅延において前記受信した波形をスキ
ャニングおよびサンプリングする前記ステップにおいて、対応するスキャニング
相関器と関連する別の時間遅延では複数のスキャニング受信機をそれぞれ使用す
る、請求項１７に記載のＲＦインパルス波形伝播分析の方法。
【請求項２１】前記少なくとも１つのトラッキング相関器による相関の前
に前記ＲＦ信号を増幅するステップをさらに包含する、請求項１７に記載のＲＦ
インパルス波形伝播分析の方法。
【請求項２２】前記少なくとも１つのスキャニング相関器による相関の前
に前記ＲＦ信号を増幅するステップをさらに包含する、請求項１７に記載のＲＦ
インパルス波形伝播分析の方法。
【請求項２３】前記スキャニングおよびトラッキング相関器による相関の
前に前記ＲＦ信号を増幅するステップをさらに包含する、請求項１７に記載のＲ
Ｆインパルス波形伝播分析の方法。
【請求項２４】複数のタイマー、ベースバンドプロセッサ、取得手段、デ
ータ変調および復調手段、トラッキング手段およびリンク監視手段の間でアドレ
スおよびデータ情報を、制御バスを用いて制御するステップをさらに包含する、
請求項１７に記載のＲＦインパルス波形伝播分析の方法。
【請求項２５】取得手段を用いて信号を取得するステップをさらに包含す
る、請求項１７に記載のＲＦインパルス波形伝播分析の方法。
【請求項２６】データ変調およびデータ復調手段を用いてデータを変調お
よび復調するステップをさらに包含する、請求項１７に記載のＲＦインパルス波
形伝播分析の方法。
【請求項２７】リンク監視手段を用いてリンクを監視するステップをさら
に包含する、請求項１７に記載のＲＦインパルス波形伝播分析の方法。
【請求項２８】可変減衰器によって、前記少なくとも１つのスキャニング
およびトラッキング相関器による相関の前に前記ＲＦ信号を減衰するステップを
さらに包含する、請求項１７に記載のＲＦインパルス波形伝播分析の方法。
【請求項２９】前記少なくとも１つのスキャニングおよびトラッキング相
関器による相関の前に前記ＲＦ信号をフィルタリングおよび低ノイズ増幅するス
テップをさらに包含する、請求項１７に記載のＲＦインパルス波形伝播分析の方
法。
【請求項３０】ＲＦインパルス波形伝播分析のための装置であって、タイミング信号を提供する手段と、該タイミング信号を用いてタイミングトリガー信号を生成する複数のタイミン
グ生成手段と、該タイミングトリガー信号を用いてテンプレート信号を生成する、複数の該タ
イミング信号を提供する手段に対応する複数のテンプレート生成手段と、受信したインパルス無線信号と該テンプレート信号とを相関させて相関器出力
信号を生成する、該複数のタイミング生成手段によってトリガーされる複数のパ
ルス相関手段とを備えるＲＦインパルス波形伝播分析のための装置。