JP2745900B2 - 干渉波除去装置 - Google Patents
干渉波除去装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は干渉波除去装置に関し、
特にダイバーシティ方式を必要とするマルチパスフェー
ジング回線において、広帯域干渉波が存在する場合に干
渉波除去及びマルチパス歪の適応等化を行う干渉波除去
装置に関する。
特にダイバーシティ方式を必要とするマルチパスフェー
ジング回線において、広帯域干渉波が存在する場合に干
渉波除去及びマルチパス歪の適応等化を行う干渉波除去
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】判定帰還形等化器（ＤＦＥ：Decision F
eedback Equalizer ）を用いて、マルチパス歪と広帯域
干渉波を除去する従来の２重ダイバーシティ方式の一例
を図３に示す。同図において、３０１と３０２はトラン
スバーサルフィルタで構成される第１の前方フィルタ及
び第２の前方フィルタ、３０３と３０４は第１のタップ
修正器及び第２のタップ修正器、３０５はトランスバー
サルフィルタで構成される後方フィルタ、３０６は第３
のタップ修正器３、３０７は判定器、３０８は加算器、
３０９と３１０は減算器である。
eedback Equalizer ）を用いて、マルチパス歪と広帯域
干渉波を除去する従来の２重ダイバーシティ方式の一例
を図３に示す。同図において、３０１と３０２はトラン
スバーサルフィルタで構成される第１の前方フィルタ及
び第２の前方フィルタ、３０３と３０４は第１のタップ
修正器及び第２のタップ修正器、３０５はトランスバー
サルフィルタで構成される後方フィルタ、３０６は第３
のタップ修正器３、３０７は判定器、３０８は加算器、
３０９と３１０は減算器である。
【０００３】この方式はピーター・モンセンが提案した
もので、アイ・イー・イー・イー、トランズアクション
・オン・コミュニケーションズ・ボル−コム−32、ナン
バー１、1984年１月において「エムエムエスイー イコ
ライゼーション オブ インターフィアランス オン
フェーディング ダイバーシティ チャネルズ」として
論文発表している。即ち、通常の判定帰還形等化器では
１個の前方フィルタにより、インパルス応答の前縁によ
る歪（プリカーサー歪）を除去し、１個の後方フィルタ
によりインパルス応答の後縁による歪（ポストカーサー
歪）を除去する。これに対し、図３に示すモンセン方式
では、各ダイバーシティ合成は第１の前方フィルタ３０
１及び第２の前方フィルタ３０２の出力を合成器３０８
により合成することで、ダイバーシティ合成を実現して
いる。
もので、アイ・イー・イー・イー、トランズアクション
・オン・コミュニケーションズ・ボル−コム−32、ナン
バー１、1984年１月において「エムエムエスイー イコ
ライゼーション オブ インターフィアランス オン
フェーディング ダイバーシティ チャネルズ」として
論文発表している。即ち、通常の判定帰還形等化器では
１個の前方フィルタにより、インパルス応答の前縁によ
る歪（プリカーサー歪）を除去し、１個の後方フィルタ
によりインパルス応答の後縁による歪（ポストカーサー
歪）を除去する。これに対し、図３に示すモンセン方式
では、各ダイバーシティ合成は第１の前方フィルタ３０
１及び第２の前方フィルタ３０２の出力を合成器３０８
により合成することで、ダイバーシティ合成を実現して
いる。
【０００４】ここで、各ダイバーシティでのプリカーサ
ー歪は該当する前方フィルタにより除去される。判定信
号を入力とする後方フィルタ３０５は、ダイバーシティ
合成後のポストカーサー歪を推定し、減算器３１０にて
ダイバーシティ合成信号から減じる。時間変化するイン
パルス応答に対してマルチパスによる符号間干渉が除去
される動作は適応等化と呼ばれる。判定器３０７の入出
力間の差である判定器誤差信号と前方フィルタ及び後方
フィルタの各タップに分布する信号を用いて適応アルゴ
リズムによりタップ係数を修正する。この受信機が対象
としているのは対流圏散乱伝搬に代表されるマルチパス
フェージング回線での高速ディジタル伝送（10Ｍｂｐ
ｓ）であり、伝送速度に対してフェージング変化が非常
に遅くなる。
ー歪は該当する前方フィルタにより除去される。判定信
号を入力とする後方フィルタ３０５は、ダイバーシティ
合成後のポストカーサー歪を推定し、減算器３１０にて
ダイバーシティ合成信号から減じる。時間変化するイン
パルス応答に対してマルチパスによる符号間干渉が除去
される動作は適応等化と呼ばれる。判定器３０７の入出
力間の差である判定器誤差信号と前方フィルタ及び後方
フィルタの各タップに分布する信号を用いて適応アルゴ
リズムによりタップ係数を修正する。この受信機が対象
としているのは対流圏散乱伝搬に代表されるマルチパス
フェージング回線での高速ディジタル伝送（10Ｍｂｐ
ｓ）であり、伝送速度に対してフェージング変化が非常
に遅くなる。
【０００５】このような伝搬環境に対しては、タップ係
数の修正には通常ＬＭＳアルゴリズムが用いられる。こ
れは、あるサンプリング時刻ｎにおけるタップ係数をＣ
n とした場合、時刻ｎ＋１におけるタップは下記のよう
に修正される。 Ｃn+1 ＝Ｃn −μεn ｕn （数１） ここでμは修正係数、εn は時刻ｎにおける判定器誤差
信号、ｕn は時刻ｎにおける該当するタップに分布して
いる信号である。
数の修正には通常ＬＭＳアルゴリズムが用いられる。こ
れは、あるサンプリング時刻ｎにおけるタップ係数をＣ
n とした場合、時刻ｎ＋１におけるタップは下記のよう
に修正される。 Ｃn+1 ＝Ｃn −μεn ｕn （数１） ここでμは修正係数、εn は時刻ｎにおける判定器誤差
信号、ｕn は時刻ｎにおける該当するタップに分布して
いる信号である。
【０００６】前記論文にて、この受信方式ではマルチパ
ルスフェージング環境下にて希望信号波とは独立な広帯
域干渉が存在する場合、図３の判定帰還形等化器は、干
渉を除去する効果があることが述べられている。これは
ダイバーシティが一種のパワーインバージョンアダプテ
ィブアレイの動作を行い、ダイバーシティ間での干渉波
が相殺されるようにダイバーシティ合成が行われる為で
ある。この干渉除去によりダイバーシティ効果が損なわ
れるが、マルチパス伝搬により遅延分散した信号電力は
分数間隔トランスバーサルフィルタ構成の前方フィルタ
により、集束されるので内在的ダイバーシティ効果は保
存される。即ち、前方フィルタ・バンクは後方フィルタ
と共に、判定器誤差信号の自乗平均が最小となるように
整合フィルタリング、アダプティブアレイ及び適応等化
の機能を包括した動作を行う。
ルスフェージング環境下にて希望信号波とは独立な広帯
域干渉が存在する場合、図３の判定帰還形等化器は、干
渉を除去する効果があることが述べられている。これは
ダイバーシティが一種のパワーインバージョンアダプテ
ィブアレイの動作を行い、ダイバーシティ間での干渉波
が相殺されるようにダイバーシティ合成が行われる為で
ある。この干渉除去によりダイバーシティ効果が損なわ
れるが、マルチパス伝搬により遅延分散した信号電力は
分数間隔トランスバーサルフィルタ構成の前方フィルタ
により、集束されるので内在的ダイバーシティ効果は保
存される。即ち、前方フィルタ・バンクは後方フィルタ
と共に、判定器誤差信号の自乗平均が最小となるように
整合フィルタリング、アダプティブアレイ及び適応等化
の機能を包括した動作を行う。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】前述した従来技術で
は、適応アルゴリズムおよび適応速度に関して問題を解
決していない。実際の干渉波としては、隣接回線からの
干渉以外に、飛翔体からの妨害電波を想定しなければな
らない。このような場合、干渉波の変化速度はフェージ
ング変化より速くなり、干渉とマルチパス歪の除去をＬ
ＭＳアルゴリズムで追随させるのは難しくなる。特に、
図３に示すモンセン等化器は収束速度が遅いという欠点
が渡辺孝次郎により1986年のアイ・シィー・シィー・シ
ィー セッション番号46.2.1の「アダプティブ マッチ
ト フィルタ アンド イッツ シグニフィカンス ト
ゥ アンティーマルチパス フェージング」として指摘
されている。これは判定器誤差信号を用いたＬＭＳアル
ゴリズムをダイバーシティを含めた前方フィルタおよび
後方フィルタの全タップに適用する為であり、その相関
行列のサイズが大となる為である。
は、適応アルゴリズムおよび適応速度に関して問題を解
決していない。実際の干渉波としては、隣接回線からの
干渉以外に、飛翔体からの妨害電波を想定しなければな
らない。このような場合、干渉波の変化速度はフェージ
ング変化より速くなり、干渉とマルチパス歪の除去をＬ
ＭＳアルゴリズムで追随させるのは難しくなる。特に、
図３に示すモンセン等化器は収束速度が遅いという欠点
が渡辺孝次郎により1986年のアイ・シィー・シィー・シ
ィー セッション番号46.2.1の「アダプティブ マッチ
ト フィルタ アンド イッツ シグニフィカンス ト
ゥ アンティーマルチパス フェージング」として指摘
されている。これは判定器誤差信号を用いたＬＭＳアル
ゴリズムをダイバーシティを含めた前方フィルタおよび
後方フィルタの全タップに適用する為であり、その相関
行列のサイズが大となる為である。
【０００８】マルチパス歪に対して収束速度が遅い上
に、時間変動する干渉波が加わった場合、相関行列の固
有値のバラツキがさらに大となり、適応収束速度はより
深刻な問題となる。モンセンは適応アルゴリズムとして
カルマン・アルゴリズムの適用について触れているが、
これは複雑な処理を行う為、演算時間の上で問題があ
り、高速伝送に対してはその適用は現在のところ難し
い。本発明の目的は、適応収束速度を改善した干渉波除
去装置を提供するものである。
に、時間変動する干渉波が加わった場合、相関行列の固
有値のバラツキがさらに大となり、適応収束速度はより
深刻な問題となる。モンセンは適応アルゴリズムとして
カルマン・アルゴリズムの適用について触れているが、
これは複雑な処理を行う為、演算時間の上で問題があ
り、高速伝送に対してはその適用は現在のところ難し
い。本発明の目的は、適応収束速度を改善した干渉波除
去装置を提供するものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明の干渉波除去装置
は、複数のダイバーシティ受信信号を夫々通す、トラン
スバーサルフィルタで構成された複数個の前方フィルタ
と、これら前方フィルタの出力を合成する合成器と、そ
の合成出力からトランスバーサルフィルタで構成された
後方フィルタ出力を減じる減算器と、その出力の判定を
行う判定器と、この判定器の入力と判定出力との差を取
り第１の誤差信号を求める減算器と、この第１の誤差信
号と一のダイバーシティルートの前方フィルタのタップ
に分布している受信信号とからその前方フィルタのタッ
プ係数を修正するタップ修正器と、前記後方フィルタの
タップに分布している判定信号と前記第１の誤差信号と
からその後方フィルタのタップ係数を修正するタップ修
正器と、前記前方フィルタの合成出力と前記判定出力と
の差を取って第２の誤差信号を求める減算器と、この第
２の誤差信号と前記第１の誤差信号を切替える切替器
と、前記一のダイバーシティルート以外の前方フィルタ
のタップに分布する受信信号と前記切替器から出力され
る誤差信号とからその前方フィルタのタップ係数修正を
行うタップ修正器とを備える。
は、複数のダイバーシティ受信信号を夫々通す、トラン
スバーサルフィルタで構成された複数個の前方フィルタ
と、これら前方フィルタの出力を合成する合成器と、そ
の合成出力からトランスバーサルフィルタで構成された
後方フィルタ出力を減じる減算器と、その出力の判定を
行う判定器と、この判定器の入力と判定出力との差を取
り第１の誤差信号を求める減算器と、この第１の誤差信
号と一のダイバーシティルートの前方フィルタのタップ
に分布している受信信号とからその前方フィルタのタッ
プ係数を修正するタップ修正器と、前記後方フィルタの
タップに分布している判定信号と前記第１の誤差信号と
からその後方フィルタのタップ係数を修正するタップ修
正器と、前記前方フィルタの合成出力と前記判定出力と
の差を取って第２の誤差信号を求める減算器と、この第
２の誤差信号と前記第１の誤差信号を切替える切替器
と、前記一のダイバーシティルート以外の前方フィルタ
のタップに分布する受信信号と前記切替器から出力され
る誤差信号とからその前方フィルタのタップ係数修正を
行うタップ修正器とを備える。
【００１０】
【作用】本発明によれば、干渉波が存在する場合には、
ダイバーシティの一部の前方フィルタのタップ係数修正
には、従来の判定器誤差信号を用いるのではなく、判定
信号とダイバーシティ合成出力との差の第２の誤差信号
を用いることで、前方フィルタの一部を判定帰還形等化
器から切り離したアダプティブアレイとして動作させ、
判定帰還形等化器の相関行列を等価的に縮小し、収束速
度を改善する。
ダイバーシティの一部の前方フィルタのタップ係数修正
には、従来の判定器誤差信号を用いるのではなく、判定
信号とダイバーシティ合成出力との差の第２の誤差信号
を用いることで、前方フィルタの一部を判定帰還形等化
器から切り離したアダプティブアレイとして動作させ、
判定帰還形等化器の相関行列を等価的に縮小し、収束速
度を改善する。
【００１１】
【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。図１は本発明の２重ダイバーシティ方式における一
実施例の構成図である。同図において、１０１と１０２
はトランスバーサルフィルタで構成される第１前方フィ
ルタ及び第２前方フィルタ、１０３と１０４は第１タッ
プ修正器及び第２タップ修正器、１０５はトランスバー
サルフィルタで構成される後方フィルタ、１０６は第３
タップ修正器、１０７は判定器、１０８は加算器、１０
９〜１１１は減算器、１１２は切替器である。
る。図１は本発明の２重ダイバーシティ方式における一
実施例の構成図である。同図において、１０１と１０２
はトランスバーサルフィルタで構成される第１前方フィ
ルタ及び第２前方フィルタ、１０３と１０４は第１タッ
プ修正器及び第２タップ修正器、１０５はトランスバー
サルフィルタで構成される後方フィルタ、１０６は第３
タップ修正器、１０７は判定器、１０８は加算器、１０
９〜１１１は減算器、１１２は切替器である。
【００１２】図２は本発明の干渉除去を動作説明する為
の３タップの前方フィルタ及び２タップの後方フィルタ
を用いた２重ダイバーシティでの構成図である。同図に
おいて、２０１はサンプル値をＳn とする希望信号波
源、２０２はサンプル値をＪn とする干渉波源、２０３
はＳn の受信機入力１に対する伝送系インパルス応答ｈ
1 、２０４はＳn の受信機入力２に対する伝送系インパ
ルス応答ｈ2 、２０５はＪn の受信機入力１に対する伝
送系インパルス応答ｇ1 、２０６はＪn の受信機入力２
に対する伝送系インパルス応答ｇ2 、２１１及び２１２
はＴ／２（Ｔ：シンボル周期）間隔の３段シフトレジス
タ、２１３及び２１４は夫々３個の乗算器、２１５はＴ
間隔の２段シフトレジスタ、２１６は２個の乗算器、２
１７及び２１８は加算器、２１９は判定器、２２０〜２
２２は減算器である。
の３タップの前方フィルタ及び２タップの後方フィルタ
を用いた２重ダイバーシティでの構成図である。同図に
おいて、２０１はサンプル値をＳn とする希望信号波
源、２０２はサンプル値をＪn とする干渉波源、２０３
はＳn の受信機入力１に対する伝送系インパルス応答ｈ
1 、２０４はＳn の受信機入力２に対する伝送系インパ
ルス応答ｈ2 、２０５はＪn の受信機入力１に対する伝
送系インパルス応答ｇ1 、２０６はＪn の受信機入力２
に対する伝送系インパルス応答ｇ2 、２１１及び２１２
はＴ／２（Ｔ：シンボル周期）間隔の３段シフトレジス
タ、２１３及び２１４は夫々３個の乗算器、２１５はＴ
間隔の２段シフトレジスタ、２１６は２個の乗算器、２
１７及び２１８は加算器、２１９は判定器、２２０〜２
２２は減算器である。
【００１３】但し、第１のタップ修正器１０３、第２の
タップ修正器１０４、第３のタップ修正器１０６、及び
切替器１１２に関しては図２の図示を省略している。こ
こで、希望波Ｓn 及びＪn は互いに独立な広帯域変調信
号であるとし、１シンボル以上離れた相互相関はゼロで
あると仮定する。又、インパルス応答２０３〜２０６に
は互いに独立なレーリーフェージングが付加されている
ものとする。
タップ修正器１０４、第３のタップ修正器１０６、及び
切替器１１２に関しては図２の図示を省略している。こ
こで、希望波Ｓn 及びＪn は互いに独立な広帯域変調信
号であるとし、１シンボル以上離れた相互相関はゼロで
あると仮定する。又、インパルス応答２０３〜２０６に
は互いに独立なレーリーフェージングが付加されている
ものとする。
【００１４】従来技術のモンセン方式では、図２に示す
判定帰還形等化器の全タップ係数を判定器誤差信号ε1
による自乗平均誤差最小となる制御を行っている。この
時、タップ係数を未知数とした正規（ウィナー・ホッ
プ）方程式は次のように示すことができる。
判定帰還形等化器の全タップ係数を判定器誤差信号ε1
による自乗平均誤差最小となる制御を行っている。この
時、タップ係数を未知数とした正規（ウィナー・ホッ
プ）方程式は次のように示すことができる。
【００１５】
【数２】 ここで、Ｔは転置を、＊は復素共約を示す。
【００１６】
【数３】
【数４】 但し、ｈ1 n はインパルス応答ｈ1 （１＝１，２）の時
刻ｎにおけるサンプル値を示す。
刻ｎにおけるサンプル値を示す。
【００１７】
【数５】
【数６】 Ｉは２行２列の単位行列である。
【００１８】（数２）において、Ｃ，Ｗ，Ｄは夫々ダイ
バーシティルート１及び２の前方フィルタ、後方フィル
タのタップ係数ベクトルで次のように示すことができ
る。 ＣT ＝［Ｃ0 Ｃ1 Ｃ2 ］ ＷT ＝［Ｗ0 Ｗ1 Ｗ2 ］ ＤT ＝［ｄ1 ｄ2 ］
バーシティルート１及び２の前方フィルタ、後方フィル
タのタップ係数ベクトルで次のように示すことができ
る。 ＣT ＝［Ｃ0 Ｃ1 Ｃ2 ］ ＷT ＝［Ｗ0 Ｗ1 Ｗ2 ］ ＤT ＝［ｄ1 ｄ2 ］
【００１９】又、ｈ1 及びｈ2 はインパルス応答ｈ1 及
びｈ2 のサンプル値ベクトルで、 ｈ1 ＝［ｈ1* 0 ｈ1* 1 ｈ1* 2 ］ ｈ2 ＝［ｈ2* 0 ｈ2* 1 ｈ2* 2 ］ である。
びｈ2 のサンプル値ベクトルで、 ｈ1 ＝［ｈ1* 0 ｈ1* 1 ｈ1* 2 ］ ｈ2 ＝［ｈ2* 0 ｈ2* 1 ｈ2* 2 ］ である。
【００２０】（数２）に示す正規方程式において左辺行
列はモンセン方式判定帰還形等化器の相関行列であり、
そのサイズは図２に示す構成では、８×８となる。した
がって、最急降下法或いはＬＭＳアルゴリズムにてタッ
プ修正を行った場合、判定器誤差信号の自乗平均値によ
る時刻ｎにおける評価関数ξは次式で示される。
列はモンセン方式判定帰還形等化器の相関行列であり、
そのサイズは図２に示す構成では、８×８となる。した
がって、最急降下法或いはＬＭＳアルゴリズムにてタッ
プ修正を行った場合、判定器誤差信号の自乗平均値によ
る時刻ｎにおける評価関数ξは次式で示される。
【数７】 ここで、ξmin は評価関数の限界最小値、Δ0 は全タッ
プに関しての初期値と理想解との誤差ベクトル、ｑｉは
ｉ番目タップに対する固有ベクトル、λｉは８×８の相
関行列に対する固有値、μはＬＭＳアルゴリズムにおけ
るタップ修正係数である。（数７）から明らかなように
ダイバーシティ次数が増加或いはフィルタタップ数増加
するにつれ、相関行列のサイズが大となり、自乗平均誤
差が最小となるまでの収束時間が長くなることが分か
る。特に固有値λｉがバックとその収束速度は劣化す
る。
プに関しての初期値と理想解との誤差ベクトル、ｑｉは
ｉ番目タップに対する固有ベクトル、λｉは８×８の相
関行列に対する固有値、μはＬＭＳアルゴリズムにおけ
るタップ修正係数である。（数７）から明らかなように
ダイバーシティ次数が増加或いはフィルタタップ数増加
するにつれ、相関行列のサイズが大となり、自乗平均誤
差が最小となるまでの収束時間が長くなることが分か
る。特に固有値λｉがバックとその収束速度は劣化す
る。
【００２１】本発明では、干渉波２０２が存在する場
合、乗算器２１４のタップ係数Ｗ0 Ｗ1 Ｗ2 の制御には
誤差信号ε１を用いないで、図２に示す誤差信号ε２を
用いることで収束速度の改善を行う。ε２はダイバーシ
ティ合成出力と判定信号との差であるが、ここで判定結
果が正しいとするならば、ダイバーシティ合成出力と希
望基準信号（トレーニング信号）との差、即ち、アダプ
ティブアレイ制御における線形誤差信号と等価なものと
なる。
合、乗算器２１４のタップ係数Ｗ0 Ｗ1 Ｗ2 の制御には
誤差信号ε１を用いないで、図２に示す誤差信号ε２を
用いることで収束速度の改善を行う。ε２はダイバーシ
ティ合成出力と判定信号との差であるが、ここで判定結
果が正しいとするならば、ダイバーシティ合成出力と希
望基準信号（トレーニング信号）との差、即ち、アダプ
ティブアレイ制御における線形誤差信号と等価なものと
なる。
【００２２】そこで、次式に示すようにタップ修正を行
う。 Ｗn+1 i ＝Ｗn i −γε２n ・ｖｉn （数８） Ｃn+1 i ＝Ｃn i −με１n ・ｕｉn （数９） ｄn+1 i ＝ｄn i ＋με１n ・ａn-i n （数１０） ここで、上付添字のｎはサンプル時刻を、下付添字のｉ
はタップ番号を、ｕ及びｖはダイバーシティルート１及
び２の前方フィルタの各タップに分布している受信信号
である。
う。 Ｗn+1 i ＝Ｗn i −γε２n ・ｖｉn （数８） Ｃn+1 i ＝Ｃn i −με１n ・ｕｉn （数９） ｄn+1 i ＝ｄn i ＋με１n ・ａn-i n （数１０） ここで、上付添字のｎはサンプル時刻を、下付添字のｉ
はタップ番号を、ｕ及びｖはダイバーシティルート１及
び２の前方フィルタの各タップに分布している受信信号
である。
【００２３】ここで、修正係数に関して、γ＞μと設定
し、ダイバーシティルート２側の第２の前方フィルタ１
０２の応答速度をダイバーシティルート１側の第１の前
方フィルタ１０１及び後方フィルタ１０５からなる判定
帰還形等化器より速くしてやる。このことにより、第２
の誤差信号ε２で制御されている第２の前方フィルタ１
０２を判定器誤差によって制御されている判定帰還形等
化器側と適応動作上分離することができる。
し、ダイバーシティルート２側の第２の前方フィルタ１
０２の応答速度をダイバーシティルート１側の第１の前
方フィルタ１０１及び後方フィルタ１０５からなる判定
帰還形等化器より速くしてやる。このことにより、第２
の誤差信号ε２で制御されている第２の前方フィルタ１
０２を判定器誤差によって制御されている判定帰還形等
化器側と適応動作上分離することができる。
【００２４】この場合、第１の前方フィルタ１０１と後
方フィルタ１０５からなる判定帰還形等化器に関する正
規方程式は（数２）より、次のように縮退できる。
方フィルタ１０５からなる判定帰還形等化器に関する正
規方程式は（数２）より、次のように縮退できる。
【数１１】 又、第２の前方フィルタ１０２に関する正規方程式は前
方フィルタのタップ信号ｖｉと第２の誤差信号ε２との
相関がゼロという直交原理を用いて、次のようになる。 Ｒ22Ｗ＝（ｈ2 −Ｒ12Ｃ） （数１２）
方フィルタのタップ信号ｖｉと第２の誤差信号ε２との
相関がゼロという直交原理を用いて、次のようになる。 Ｒ22Ｗ＝（ｈ2 −Ｒ12Ｃ） （数１２）
【００２５】タップ係数Ｗの収束速度がＣより速い為、
（数１２）における右辺は定常と見なせる。したがっ
て、行列サイズが３×３の（数１２）より、第１の前方
フィルタ１０１の出力から干渉波を除去する為の第２の
前方フィルタ１０２のタップ係数Ｗが従来方式より速く
求められることになる。第２の前方フィルタ１０２のタ
ップ係数が確立した後は、（数１１）を満足する理想解
を求めて第１の前方フィルタ１０１及び後方フィルタ１
０５のタップ修正が行われる。ここで、（数１１）左辺
の相関行列は（数２）の８×８から５×５へ縮小してい
る。
（数１２）における右辺は定常と見なせる。したがっ
て、行列サイズが３×３の（数１２）より、第１の前方
フィルタ１０１の出力から干渉波を除去する為の第２の
前方フィルタ１０２のタップ係数Ｗが従来方式より速く
求められることになる。第２の前方フィルタ１０２のタ
ップ係数が確立した後は、（数１１）を満足する理想解
を求めて第１の前方フィルタ１０１及び後方フィルタ１
０５のタップ修正が行われる。ここで、（数１１）左辺
の相関行列は（数２）の８×８から５×５へ縮小してい
る。
【００２６】したがって、（数７）に示す自乗平均誤差
はｉ＝１〜５の総和に縮小され、収束速度が改善され
る。又、既に第２の前方フィルタ１０２によって干渉波
成分が除去されているので、（数４）に示す相互相関係
数に干渉波によるインパルス応答ｇの成分は減少してい
る。その分干渉波による固有値のバラツキが減り、収束
速度も改善されることが分かる。図１において干渉波が
存在しない場合は従来技術のモンセン方式で動作させる
為、切替器１１２は誤差信号ε１を選択出力する。この
場合は第１の前方フィルタ１０１及び第２の前方フィル
タ１０２は２重ダイバーシティ合成を行う。
はｉ＝１〜５の総和に縮小され、収束速度が改善され
る。又、既に第２の前方フィルタ１０２によって干渉波
成分が除去されているので、（数４）に示す相互相関係
数に干渉波によるインパルス応答ｇの成分は減少してい
る。その分干渉波による固有値のバラツキが減り、収束
速度も改善されることが分かる。図１において干渉波が
存在しない場合は従来技術のモンセン方式で動作させる
為、切替器１１２は誤差信号ε１を選択出力する。この
場合は第１の前方フィルタ１０１及び第２の前方フィル
タ１０２は２重ダイバーシティ合成を行う。
【００２７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、判定帰
還形等化器を用いてダイバーシティ合成とマルチパスフ
ェージングによる符号間干渉を除去する受信機におい
て、広帯域干渉波が存在する場合には、一部のダイバー
シティルートの前方フィルタのタップ修正に判定器誤差
信号を用いるのではなく、判定信号とダイバーシティ合
成出力との誤差信号（線形誤差）を用いて制御すること
で、従来問題となっている適応収束速度を改善できる効
果がある。
還形等化器を用いてダイバーシティ合成とマルチパスフ
ェージングによる符号間干渉を除去する受信機におい
て、広帯域干渉波が存在する場合には、一部のダイバー
シティルートの前方フィルタのタップ修正に判定器誤差
信号を用いるのではなく、判定信号とダイバーシティ合
成出力との誤差信号（線形誤差）を用いて制御すること
で、従来問題となっている適応収束速度を改善できる効
果がある。
【図１】本発明の２重ダイバーシティ方式の一実施例の
構成図である。
構成図である。
【図２】本発明を３タップの前方フィルタ及び２タッの
後方フィルタで構成した２重ダイバーシティ方式の構成
図である。
後方フィルタで構成した２重ダイバーシティ方式の構成
図である。
【図３】従来の２重ダイバーシティ方式の一例の構成図
である。
である。
１０１ 第１の前方フィルタ １０２ 第２の前方フィルタ １０３ 第１のタップ修正器 １０４ 第２のタップ修正器 １０５ 後方フィルタ １０６ 第３のタップ修正器 １０７ 判定器 １０８ 加算器（合成器） １０９〜１１１ 減算器 １１２ 切替器
Claims (1)
- 【請求項１】 複数のダイバーシティ受信信号を夫々通
す、トランスバーサルフィルタで構成された複数個の前
方フィルタと、これら前方フィルタの出力を合成する合
成器と、その合成出力から、トランスバーサルフィルタ
で構成された後方フィルタ出力を減じる減算器と、その
出力の判定を行う判定器と、この判定器の入力と判定出
力との差を取り第１の誤差信号を求める減算器と、この
第１の誤差信号と一のダイバーシティルートの前方フィ
ルタのタップに分布している受信信号とからその前方フ
ィルタのタップ係数を修正するタップ修正器と、前記後
方フィルタのタップに分布している判定信号と前記第１
の誤差信号とからその後方フィルタのタップ係数を修正
するタップ修正器と、前記前方フィルタの合成出力と前
記判定出力との差を取って第２の誤差信号を求める減算
器と、この第２の誤差信号と前記第１の誤差信号を切替
える切替器と、前記一のダイバーシティルート以外の前
方フィルタのタップに分布する受信信号と前記切替器か
ら出力される誤差信号とからその前方フィルタのタップ
係数修正を行うタップ修正器とを備えることを特徴とす
る干渉波除去装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27644191A JP2745900B2 (ja) | 1991-09-30 | 1991-09-30 | 干渉波除去装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27644191A JP2745900B2 (ja) | 1991-09-30 | 1991-09-30 | 干渉波除去装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0590986A JPH0590986A (ja) | 1993-04-09 |
| JP2745900B2 true JP2745900B2 (ja) | 1998-04-28 |
Family
ID=17569470
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27644191A Expired - Fee Related JP2745900B2 (ja) | 1991-09-30 | 1991-09-30 | 干渉波除去装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2745900B2 (ja) |
-
1991
- 1991-09-30 JP JP27644191A patent/JP2745900B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0590986A (ja) | 1993-04-09 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |