KR20060055924A - 잡음 제거 장치 및 방법 그리고 채널 등화 시스템 - Google Patents

잡음 제거 장치 및 방법 그리고 채널 등화 시스템 Download PDF

Info

Publication number
KR20060055924A
KR20060055924A KR1020040095119A KR20040095119A KR20060055924A KR 20060055924 A KR20060055924 A KR 20060055924A KR 1020040095119 A KR1020040095119 A KR 1020040095119A KR 20040095119 A KR20040095119 A KR 20040095119A KR 20060055924 A KR20060055924 A KR 20060055924A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
noise
channel
signal
equalizer
coefficient
Prior art date
Application number
KR1020040095119A
Other languages
English (en)
Other versions
KR100753502B1 (ko
Inventor
김병길
서용학
최인환
강경원
김우찬
Original Assignee
엘지전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 엘지전자 주식회사 filed Critical 엘지전자 주식회사
Priority to KR1020040095119A priority Critical patent/KR100753502B1/ko
Publication of KR20060055924A publication Critical patent/KR20060055924A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100753502B1 publication Critical patent/KR100753502B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N5/00—Details of television systems
    • H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
    • H04N5/21—Circuitry for suppressing or minimising disturbance, e.g. moiré or halo
    • H04N5/213—Circuitry for suppressing or minimising impulsive noise
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
    • H03K19/02—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components
    • H03K19/173—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using elementary logic circuits as components
    • H03K19/1733—Controllable logic circuits
    • H03K19/1737—Controllable logic circuits using multiplexers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/37—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35
    • H03M13/39—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes
    • H03M13/41—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes using the Viterbi algorithm or Viterbi processors
    • H03M13/4107—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes using the Viterbi algorithm or Viterbi processors implementing add, compare, select [ACS] operations
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0212—Channel estimation of impulse response
    • H04L25/0214—Channel estimation of impulse response of a single coefficient
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/01—Equalisers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Probability & Statistics with Applications (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Computing Systems (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)

Abstract

본 발명은 디지털 방송 수신기에서 다중 경로 채널 및 백색 잡음으로 왜곡된 신호를 복원하는 채널 등화 시스템 및 상기 채널 등화 시스템에서의 잡음 제거 장치 및 방법에 관한 것이다. 특히 본 발명은 증폭 잡음 제거시 에러값들의 자기상관행렬 및 상호상관벡터값을 등화기 계수와 채널 추정값들을 이용해 구함으로써, 빠른 동적 채널에서 초기수렴이 용이하다. 또한 상기 에러값들의 자기상관 역행렬을 콘쥬게이트-그레디언트 알고리즘을 이용하여 반복 연산에 의해 구함으로써, 증폭잡음 제거 필터 탭 계수 연산을 위한 하드웨어 복잡도를 줄일 수 있다.
잡음 제거, 콘쥬게이트-그레디언트, 반복 연산

Description

잡음 제거 장치 및 방법 그리고 채널 등화 시스템{Apparatus and method for noise reduction and channel equalizer}
도 1은 일반적인 결정 궤환 등화기의 구성 블록도
도 2는 본 발명에 따른 채널 등화 장치의 일 실시예를 보인 구성 블록도
도 3은 도 2의 잡음 제거부의 일 실시예를 보인 상세 블록도
도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
210 : CG 채널 추정부 220 : 등화부
221,224 : FFT부 222 : 곱셈기
223,226 : IFFT부 225 : MMSE 계수 계산기
230 : 잡음 제거부 231 : CG 잡음 예측기
232 : 감산기 240 : 기준 신호 출력부
본 발명은 디지털 방송 수신기에서 다중 경로 채널 및 백색 잡음으로 왜곡된 신호를 복원하는 채널 등화 시스템에 관한 것으로, 특히 콘쥬게이트-그레디언트(Conjugate-Gradient) 알고리즘을 이용한 채널 등화기에서의 잡음 제거 장치 및 방 법에 관한 것이다.
일반적으로 디지털 송수신 시스템에서는 송신단의 디지털 정보(음성, 데이터 혹은 영상)를 심볼로 맵핑하고, 각 심볼을 크기 혹은 위상에 비례하는 아날로그 신호로 변환시켜 전송 채널을 통해 수신단까지 전송하게 된다. 상기 수신단에 도착한 신호는 제한된 대역폭의 다중 경로의 전송 채널을 통과하면서 인접 신호와의 간섭을 일으켜서 심하게 왜곡이 되어 있는 상태가 된다. 따라서, 왜곡된 수신 신호로부터 원 신호를 복원해 내기 위해 수신단에서는 채널 등화기를 사용한다.
현재, 미국 방식의 지상파 방송과 같이 단일 반송파 전송 시스템용 수신기에서 가장 많이 채택하고 있는 등화기로는 비선형 결정 궤환 등화기(Nonlinear Decision Feedback Equalizer)가 있으며, 이를 첨부한 도면을 참조하여 살펴보면 다음과 같다.
도 1은 종래 기술에 따른 비선형 결정 궤환 등화기의 구성을 나타낸 도면이다. 도 1을 참조하여 비선형 결정 궤환 등화기의 동작을 간단히 살펴보면, 전단 필터(Feedforward Filter)(101)를 통하여 메인 경로보다 시간적으로 먼저 도착한 경로의 신호들 즉, 전(Pre) 고스트의 영향을 제거하고, 후단 필터 혹은 궤환 필터(Feedback Filter)(102)를 통하여 메인 경로보다 시간적으로 후에 도착한 경로의 신호들 즉, 후(post) 고스트의 영향을 제거하게 된다. 이때, 가산기(105)는 상기 전단 필터(101)의 출력과 궤환 필터(102)의 출력을 더하여 결정부(Decision Device)(103)로 출력하고, 상기 결정부(103)는 상기 가산기(105)의 출력 신호를 미리 설정한 8-레벨 기준 신호와 비교하여 상기 가산기(105)의 출력 신호와 거리가 가장 가까운 기준 신호 레벨을 판정값으로 결정한다. 이때, 상기 결정부(103)의 판정값은 궤환 필터(102)와 제어부(104)로 궤환된다. 즉, 상기 궤환 필터(102)의 입력으로는 가산기(105)의 출력이 아니고, 결정부(103)를 통과한 판정값이다.
한편 제어부(104)에서는 등화기의 출력 즉, 가산기(105)의 출력값과 판정값을 입력받아 전단 필터(101)와 궤환 필터(102)의 계수를 갱신한다.
따라서, 상기 결정부(103)에서 판정이 정확하게 내려진 경우, 등화기 출력 성분 속에 함께 담겨져 있는 잡음이 제거된 상태에서 궤환 필터(102)의 입력으로 재입력되기 때문에 잡음 증폭 현상이 일어나지 않게 되어 일반적인 선형 등화기에 비해 우수한 성능을 낼 수 있다. 또한 시간 영역에서 동작하며 계수 갱신에 연산량이 작은 LMS(Least Mean Square) 알고리즘을 사용하여 수렴속도는 느리지만 구현이 간단한 장점이 있다.
그러나, 채널 왜곡이 심한 경우 궤환 필터(102)의 입력이 되는 판정값에 판정 오차가 빈번히 존재하게 되고, 그 잘못 판정된 값이 궤한 필터(102)내에서 무한 루프를 돌며 계속해서 등화기의 성능을 열화시키게 되는 오차 진행(Error Propagation) 상황에 빠질 수 있다. 또한, 시변 채널과 같이 메인 경로의 위치가 변하거나 서로 다른 경로로 반사된 신호만 수신하거나, 또는 여러개의 송신기로부터 신호가 수신된 경우(Single Frequency Network : SFN), 각 경로로 들어오는 에너지가 비슷한 상황이 발생하여 그 중 어느 신호를 메인으로 삼을 것인지 불분명하게 되는 경우가 있다. 이러한 경우 결정 궤환 등화기는 제대로 동작하지 못한다. 즉, 시간 영역 등화기에서 메인 경로와 반사 경로의 위치가 수시로 바뀌는 경우 등 화기의 성능 열화 현상이 발생하며, 이로 인해 프레임 동기가 흔들리면 등화기 후단에서 수행되는 채널 디코딩이 불가능하게 되는 것이다.
이러한 문제점을 해결하기 위해 채널 추정기와 잡음 예측기를 이용한 LMS 주파수 영역 등화기가 제안된 바 있다.
상기 LMS 주파수 영역 등화기는 앞에서 언급한 다중경로 채널이나 SFN 채널에서도 견고하게 채널을 보상할 수 있으며, 또한 오차 진행상황을 겪지 않으므로 안정적으로 동작한다는 장점과 함께 등화 영역을 적은 하드웨어를 가지고 넓힐 수 있다는 장점을 한께 가지고 있다. 그러나 상기된 LMS 주파수 영역 등화기는 등화기 계수를 갱신하기 위해 LMS 알고리즘을 사용하므로 LMS 알고리즘의 약점인 빠른 동적인 채널을 잘 보상하지 못하는 단점이 있다.
그리고 빠른 동적인 채널에서 증폭잡음 제거기는 초기 수렴이 되어야 추적성능이 보장되므로, 초기에 증폭잡음 제거기를 수렴시키는 것이 필요하다. 또한 증폭 잡음 제거기에서 기존의 LMS로 계수를 갱신하는 방식은 빠른 동적인 채널에서 성능을 보장하기 힘들다.
본 출원인은 전술한 LMD 주파수 영역 등화기의 문제점을 해결하기 위하여 콘쥬게이트-그레디언트(Conjugate-Gradient) 알고리즘을 이용한 채널 등화기를 특허 출원한 바 있다(출원번호 10-2004-0059713호, 출원일 2004.07.29).
본 발명은 상기된 특허를 보완한 것으로서, 본 발명의 목적은 콘쥬게이트-그레디언트(Conjugate-Gradient) 알고리즘을 이용한 채널 추정값과 등화기 계수를 이 용하여 증폭 잡음을 제거하는 장치 및 방법 그리고 채널 등화 시스템을 제공하는 것이다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 잡음 제거 장치 및 방법은, 채널 추정값과 등화기 계수를 콘쥬게이트-그레디언트 알고리즘에 적용하여 별도의 수렴과정 없이 곧바로 증폭잡음 제거부의 필터 계수를 구하는데 특징이 있다.
이를 위한 본 발명에 따른 잡음 제거 장치는, 채널 왜곡이 보상된 신호로부터 기준 신호를 빼 잡음을 추출하는 제1 감산기; 상기 제1 감산기의 출력을 기 설정된 탭수만큼 순차적으로 지연시키며, 상기 추정된 채널 임펄스 응답과 등화기 계수로부터 잡음 예측 필터 계수를 구한 후 상기 각 지연된 값을 필터링하여 잡음을 추정하는 잡음 예측기; 및 상기 채널 왜곡이 보상된 신호로부터 잡음 예측기에서 추정된 잡음을 빼 등화된 신호에 포함된 잡음을 백색화하는 제2 감산기를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.
상기 제2 감산기의 출력단에 연결되며, 기 설정된 다수개의 결정값들 중 상기 잡음이 백색화된 신호와 가장 가까운 결정값을 출력하는 결정부와, 훈련 구간에서는 훈련신호를, 데이터 구간에서는 상기 결정부에서 출력되는 결정값을 선택하여 상기 제1 감산기로 출력하는 선택기를 더 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.
상기 잡음 예측기는 수신된 신호에 콘쥬게이트-그레디언트 알고리즘을 적용하여 추정된 채널의 임펄스 응답을 입력받는 것을 특징으로 한다.
상기 잡음 예측기는 평균 자승 오차를 최소화하는 등화기 계수를 입력받는 것을 특징으로 한다.
상기 잡음 예측기는 에러값들의 자기상관행렬 및 상호상관벡터를 채널 추정값과 등화기 계수를 이용하여 구하고, 상기 에러값들의 자기상관행렬의 역행렬을 콘쥬게이트-그레디언트 알고리즘의 반복 연산에 의해 구하여 잡음 예측 필터 계수를 생성하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 잡음 제거 방법은,
(a) 훈련 구간에서는 훈련 신호를, 데이터 구간에서는 잡음이 백색화된 신호로부터 결정된 값을 기준 신호로 입력받는 단계;
(b) 채널 등화된 신호로부터 (a) 단계의 기준 신호를 빼 잡음을 추출하는 단계;
(c) 채널 등화시에 추정된 채널 임펄스 응답과 등화기 계수로부터 잡음 예측 필터 계수를 구하는 단계;
(d) 상기 (b) 단계의 출력을 기 설정된 탭수만큼 순차적으로 지연시키며, 상기 각 지연된 값을 (c) 단계의 필터 계수로 필터링하여 잡음을 추정하는 단계; 및
(e) 채널 등화된 신호로부터 추정된 잡음을 빼 등화된 신호에 포함된 잡음을 백색화한 후 상기 (a) 단계로 출력하는 단계를 포함하여 이루어지는 특징으로 한다.
본 발명에 따른 채널 등화 시스템은, 채널을 통과한 수신 신호와 기준 신호와의 상호 상관값을 계산하고, 상기 기준 신호의 자기상관행렬의 역행렬을 콘쥬게이트-그레디언트 알고리즘의 반복 연산을 통해 계산하여 채널의 임펄스 응답을 추 정하는 CG 채널 추정부; 주파수 영역에서 상기 CG 채널 추정부에서 추정된 채널의 임펄스 응답을 이용하여 평균 자승 오차를 최소화하는 등화기 계수를 구한 후 수신 신호를 등화하고 다시 시간 영역으로 변환하는 등화부; 상기 등화부에서 등화된 신호로부터 기준 신호를 빼 잡음을 추출하는 제1 감산기; 상기 제1 감산기의 출력을 기 설정된 탭수만큼 순차적으로 지연시키며, 상기 추정된 채널 임펄스 응답과 등화기 계수로부터 잡음 예측 필터 계수를 구한 후 상기 각 지연된 값을 필터링하여 잡음을 추정하는 CG 잡음 예측기; 상기 채널 왜곡이 보상된 신호로부터 CG 잡음 예측기에서 추정된 잡음을 빼 잡음을 백색화하는 제2 감산기; 및 훈련 구간에서는 훈련 신호를, 데이터 구간에서는 기 설정된 다수개의 결정값들 중 상기 제2 감산기에서 잡음이 백색화된 신호와 가장 가까운 결정값을 선택하여 상기 CG 채널 추정부 및 제1 감산기에 기준 신호로서 출력하는 기준 신호 출력부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 목적, 특징 및 잇점들은 첨부한 도면을 참조한 실시예들의 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.
이하 상기의 목적을 구체적으로 실현할 수 있는 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 설명한다. 이때 도면에 도시되고 또 이것에 의해서 설명되는 본 발명의 구성과 작용은 적어도 하나의 실시예로서 설명되는 것이며, 이것에 의해서 상기한 본 발명의 기술적 사상과 그 핵심 구성 및 작용이 제한되지는 않는다.
그리고 종래와 동일한 구성 요소는 설명의 편의상 동일 명칭 및 동일 부호를 부여하며 이에 대한 상세한 설명은 생략한다.
도 2는 본 발명에 따른 채널 등화기의 구성 블록도로서 크게 수신된 신호로부터 콘쥬게이트-그레디언트(Conjugate-Gradient : CG) 알고리즘을 이용하여 채널의 임펄스 응답을 추정하는 CG 채널 추정부(210), 추정된 채널의 임펄스 응답을 이용하여 최소 평균 자승 오차(Minimum Mean Square Error : MMSE) 계수를 구하여 수신 신호를 등화하는 등화부(220), 등화 과정에서 증폭된 잡음 및 유색 잡음을 추정하여 제거하는 잡음 제거부(230), 및 채널 추정 및 잡음 제거를 위한 기준 신호를 제공하는 기준 신호 출력부(240)로 구성된다.
상기 CG 채널 추정부(210)와 등화부(220), 및 기준 신호 출력부(240)는 전술한 본 출원인에 의해 출원된 특허에서 기술된 내용이다.
본 발명은 CG 채널 추정부(210)에서 구한 채널 추정값과 등화부(220)에서 구한 등화기 계수를 이용하여 별도의 수렴 과정 없이 곧바로 증폭 잡음 제거기의 최적의 계수를 구하여 증폭 잡음 및 유색 잡음을 제거하도록 한다. 이로 인해 본 발명은 빠른 동적 채널에서도 안정적인 등화기의 추적 성능을 확보할 수 있다.
본 발명의 잡음 제거 과정을 설명하기에 앞서, 상기 CG 채널 추정부(210)와 등화부(220), 그리고 기준 신호 출력부(240)에 대해 간단히 설명한다.
먼저, 송신단에서는 상호 약속에 의해 수신단에서 미리 알고 있는 정해진 길이의 훈련 신호열을 송신한다. 현재의 ATSC 방식의 8VSB 시스템의 경우 프레임 동기에 사용되는 PN511과 PN63등의 비트열로 구성된 832 심볼의 훈련 신호열이 사용되고 있다.
따라서 상기 CG 채널 추정부(210)는 훈련 구간동안에는 수신된 신호와 수신측에서 알고 있는 훈련 신호열(242)에 CG 알고리즘을 적용하고, 데이터 구간에서는 수신된 신호와 비터비 디코더(241)에서 결정된 값에 CG 알고리즘을 적용하여 채널의 임펄스 응답을 추정한다.
이를 위해 상기 기준 신호 출력부(240)의 먹스(243)는 훈련 구간에서는 수신측에서 알고 있는 훈련 신호열(242)을 기준 신호로 선택하고, 데이터 구간에서는 비터비 디코더(241)에서 결정된 값을 기준 신호로 선택하여 CG 채널 추정부(210)와 잡음 제거부(230)로 출력한다.
즉 상기 CG 채널 추정부(210)에서는 훈련 및 데이터 구간에서 수신된 신호와 기준 신호와의 상호 상관값(Cross Correlation Value) p를 구하고, 상기 상호 상관값 p과 기준 신호의 자기 상관행렬 R을 구한다. 그리고 나서, 수신신호와 기준 신호의 상호 상관값인 p속에 존재하는 자기 상관 부분을 제거하도록
Figure 112004054009387-PAT00001
의 행렬 연산을 해 줌으로써 보다 정확한 채널을 추정할 수 있게 된다.
이때 상기 CG 채널 추정부(210)는
Figure 112004054009387-PAT00002
연산을 직접 수행하지 않고 반복 연산에 의해 채널을 추정하는 CG 알고리즘을 적용하여 채널의 임펄스 응답을 추정한다.
이와 같이 본 발명은 CG 채널 추정부(210)에서 CG 알고리즘을 적용하여 간편하게 채널의 임펄스 응답을 추정할 뿐만 아니라, 데이터 구간에서도 채널 추정이 가능하므로 동적 채널에서도 좋은 등화 성능을 낼 수 있다.
그리고 상기 CG 채널 추정부(210)에서 추정된 채널의 임펄스 응답은 등화부(220)로 출력된다.
즉 수신된 신호는 등화부(220)의 제1 FFT(Fast Fourier Transform)부(221)에서 FFT를 통해 시간 영역에서 주파수 영역으로 변환되고, CG 채널 추정부(210)에서 추정된 채널 임펄스 응답은 등화부(220)의 제2 FFT부(224)에서 FFT를 통해 시간 영역에서 주파수 영역으로 변환된다.
상기 주파수 영역의 수신 신호는 곱셈기(222)로 입력되고, 주파수 영역의 채널 임펄스 응답은 MMSE 계수 계산기(225)로 입력된다.
상기 MMSE 계수 계산기(225)는 상기 주파수 영역의 채널 임펄스 응답으로부터 평균 자승 오차를 최소화하는 주파수 영역 등화기 계수를 계산하여 상기 곱셈기(222)와 제2 IFFT부(226)로 출력한다.
상기 곱셈기(222)는 주파수 영역의 수신 신호와 상기 MMSE 계수 계산기(225)에서 구한 등화기 계수에 따른 역채널의 임펄스 응답값과의 성분곱을 수행한다. 여기서, 성분곱이라 함은 각각 같은 주파수 성분끼리의 곱을 뜻한다. 상기 주파수 영역에서의 두 신호의 성분 곱은 시간 영역에서의 원형 길쌈에 해당된다. 이렇게 이루어진 곱셈기(222)의 곱의 결과는 주파수 영역의 등화에 해당하며, 등화가 이루어진 주파수 성분은 제1 IFFT부(223)로 출력되어 다시 시간 영역으로 역 변환된다.
그리고 상기 제1 IFFT부(223)에서 출력되는 시간 영역의 등화된 신호는 유색 잡음 제거를 위해 잡음 제거부(230)의 감산기(232)와 CG 잡음 예측기(231)로 동시에 출력된다.
또한 상기 제2 IFFT부(226)는 MMSE 계수 계산기(225)에서 구한 주파수 영역 등화기 계수를 시간 영역으로 역 변환하여 CG 잡음 예측기(231)로 출력한다.
이때 CG 채널 추정부(210)에서 추정된 채널 임펄스 응답 및 기준 신호 출력부(240)에서 선택된 기준 신호도 역시 상기 CG 잡음 예측기(231)로 출력된다.
즉 상기 CG 잡음 예측기(231)는 CG 채널 추정부(210)의 채널 임펄스 응답, 제1 IFFT부(223)의 등화된 신호, 제2 IFFT부(226)의 등화기 계수, 및 기준 신호 출력부(240)의 기준 신호를 입력으로 받고 CG 알고리즘을 적용하여 잡음을 예측한다.
상기 감산기(232)는 제1 IFFT부(223)에서 출력되는 등화된 신호 x(n)+v(n)로부터 CG 잡음 예측기(231)에서 예측된 잡음
Figure 112004054009387-PAT00003
을 뺌에 의해 등화된 신호에 포함된 유색 잡음 v(n)을 백색화한다.
다음은 잡음 제거부(230)의 상세 동작을 살펴본다.
즉 송신 신호를 x(n)이라고 하고, 이산 등가 채널의 임펄스 응답을 h(n)이라 하며 백색 잡음을 w(n)이라 할 때, CG 채널 추정부(210) 및 등화부(220)로 수신되는 신호 y(n)은 다음의 수학식 1과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112004054009387-PAT00004
그리고 상기 수학식 1과 같은 수신 신호가 등화부(220)를 통해 등화되면, 다음의 수학식 2와 같은 형태로 잡음 제거부(230)로 입력된다.
Figure 112004054009387-PAT00005
여기서 x(n)은 이상적으로 등화된 원신호이고, v(n)은 유색 잡음으로써 역 채널의 임펄스 응답과 수신시 첨가된 백색 잡음 w(n)과의 길쌈 연산으로 생겨난 출력이다.
이때 상기 잡음 제거부(230)의 CG 잡음 예측기(231)는 유색 잡음 v(n)이 과거의 값과 상관관계가 있다는 사실을 이용한다. 즉 CG 잡음 예측기(231)는 상기 유색 잡음 v(n)을 랜덤 벡터(random vector) 집합 V={v(n-1),v(n-2),...,v(n-L)}가 펼치는 평면에 투영(projection)시킴으로써, 포워드 예측(forward prediction)된 유색 잡음
Figure 112004054009387-PAT00006
을 얻는다.
그리고, 상기 감산기(232)에서 이렇게 예측된
Figure 112004054009387-PAT00007
값을 v(n)에서 빼 주면 증폭 잡음 제거가 이루어진다. 즉 예측된
Figure 112004054009387-PAT00008
값을 v(n)에서 빼 유색 잡음 v(n)를 백색화(whitening)시킴에 의해 등화시에 증폭된 잡음을 제거할 수 있다.
기존에는 LMS 알고리즘을 이용해서 포워드 예측을 수행하였다. 그런데 LMS 알고리즘은 동적 채널에서 채널의 변화 속도가 빠를 경우 이를 잘 쫓아가지 못하는 단점이 있었다.
따라서 본 발명에서는 LMS 알고리즘 대신 콘쥬게이트-그레디언트(Conjugate-Gradient ; CG) 알고리즘을 이용하여 포워드 예측을 위한 위너 호프(Wiener-Hopf) 방정식의 해를 직접 구한다.
즉 상기된 랜덤 벡터 집합 V로부터 유색 잡음 v(n)을 추정할 경우 위너 호프 방정식은 다음과 수학식 3과 같이 구성된다.
Figure 112004054009387-PAT00009
여기서, Rv는 랜덤 잡음 과정(random noise process) V의 자기 상관 행렬을 나타내고, pv는 상호 상관 행렬을 나타낸다. 상기 자기 상관 행렬 내 r(k)는 시간 지연이 k일 때의 V의 자기 상관 함수이다. 즉, 상기 Rv는 기준 신호 출력부(240)에서 출력되는 기준 신호와 등화부(220)에서 등화된 입력 신호와의 차인 에러값들의 자기 상관 행렬이다.
상기 수학식 3으로부터 CG 잡음 예측기(231)의 계수
Figure 112004054009387-PAT00010
는 다음의 수학식 4와 같이 구할 수 있다.
Figure 112004054009387-PAT00011
상기 수학식 4에서 Rv는 에러값들의 자기상관행렬이고, pv는 상호상관벡터이다.
본 발명은 상기 수학식 4에서 포워드 예측 계수
Figure 112004054009387-PAT00012
를 구하기 위해서 역행렬을 바로 구하지 않고 앞에서 설명한 CG 알고리즘을 이용하여 반복 연산에 의해서 구하여, 예측 계수
Figure 112004054009387-PAT00013
를 산출한다.
우선 자기 상관 행렬 Rv와 상호 상관 행렬 pv는 등화기 계수와 추정 채널 값으로부터 구한다.
이를 위해 전술한 바와 같이 CG 잡음 예측기(231)는 CG 채널 추정부(210)의 채널 임펄스 응답, 제1 IFFT부(223)의 증폭 잡음이 포함되어 있는 등화 신호, 제2 IFFT부(226)의 시간 영역 등화기 계수, 및 기준 신호 출력부(240)의 기준 신호(즉, 훈련 신호 또는 결정값)를 입력받는다.
그리고 자기 상관 계수들을 구하는 과정은 다음의 수학식 5와 같다. 우선 CG 채널 추정부(210)에서 출력되는 채널 임펄스 응답을 h라고 하고, 제2 IFFT부(226)에서 출력되는 시간 영역 등화기 계수를 g라고 할 때, 이를 이용하여 랜덤 잡음의 자기상관함수 및 상호상관함수를 구해야 한다.
Figure 112004054009387-PAT00014
여기서 상기 수학식 5의 각 행렬은 다음과 같이 구성된다.
이때 하기의 수학식 6의 h는 채널의 임펄스 응답 벡터이다.
Figure 112004054009387-PAT00015
그리고 하기 수학식 7의 H는 h 벡터로 구성되는 행렬로 길쌈연산을 하는 역할을 한다.
Figure 112004054009387-PAT00016
그리고 q는 수신기 정합 필터(matched filter)의 계수로 이루어진 벡터로 다음의 수학식 8과 같다.
Figure 112004054009387-PAT00017
그리고 수학식 5의 Q는 상기 수학식 8의 q벡터로 구성되는 행렬로 다음의 수학식 9와 같이 길쌈연산을 하는 역할을 한다.
Figure 112004054009387-PAT00018
또한 g는 하기의 수학식 10과 같이 등화부(220)의 제2 IFFT부(226)에서 출력되는 등화기의 계수들로 이루어진 벡터로써, 그 길이는 NFF + 1이라고 가정한다. 그리고 G는 상기 g벡터로 구성되는 행렬로 다음의 수학식 11과 같이 길쌈연산을 하는 역할을 한다.
Figure 112004054009387-PAT00019
Figure 112004054009387-PAT00020
여기서 L은 잡음 제거부(230)의 필터탭 개수이다.
그리고 상기 수학식 5에서
Figure 112004054009387-PAT00021
는 데이터의 평균 에너지 크기이고, 8VSB 시스템의 경우 21이다. 또한
Figure 112004054009387-PAT00022
는 잡음의 분산값이다.
다음의 수학식 12는 상기 수학식 5의 △ 값들을 정의한 것이다.
Figure 112004054009387-PAT00023
Figure 112004054009387-PAT00024
Figure 112004054009387-PAT00025
Figure 112004054009387-PAT00026
여기서,
L1 ≡min {Nc + NFF - K, L}
L2 ≡max {L - L1, 0}
L3 ≡max {Nc + NFF - K - L1,0}
상기 Nc는 채널 임펄스 응답의 원인(causal) 부분탭 개수를, Na는 반-원인(Anti-causal) 부분 탭 개수를 나타낸다. 그리고 K는 시간영역 등화기로 인한 결정 지연값이다.
전술한 수학식 5와 같이 상관계수 행렬 Rv, pv이 만들어진 후 이것을 앞서 채널 임펄스 응답을 추정할 때 사용했던 것과 같이 CG 알고리즘에 적용하여 수학식 4를 풀면, CG 잡음 예측기(231)의 계수
Figure 112004054009387-PAT00027
들을 구할 수 있다.
그리고 상기 계수
Figure 112004054009387-PAT00028
로 등화된 신호를 필터링함으로써, 등화된 신호로부터 증폭 잡음이 제거되고, 모든 등화 과정이 완료되게 된다.
도 3은 본 발명에 따른 잡음 제거부(230)의 상세 구조를 보인 블록도로서, 잡음 제거부(230)로 입력되는 신호는 복원된 원 신호 x(n)와 등화부(220)를 통과하면서 백색잡음이 증폭되어 유색 잡음화된 신호 v(n)의 합으로 이루어져 있다.
상기 잡음 제거부(230)는 유색잡음을 추정하고 유색 잡음 v(n)에서 추정된 유색 잡음
Figure 112004054009387-PAT00029
을 빼 줌으로써, 잡음을 백색화하는 일종의 백색 잡음화 필터로 볼 수 있다.
도 3에서 CG 잡음 예측기(231)는 등화된 신호로부터 기준 신호 출력부(240)의 기준 신호를 빼 유색 잡음 v(n)만을 추출하는 감산기(311)와, 상기 감산기(311) 의 출력을 입력받아 순차적으로 지연시키고 그 지연된 값들을 채널 임펄스 응답과 등화기 계수를 입력받아 계산한 필터 계수
Figure 112004054009387-PAT00030
로 필터링하여 예측 유색 잡음
Figure 112004054009387-PAT00031
을 생성하는 필터부(312)로 구성된다.
상기 필터부(312)는 직렬 연결된 다수개의 지연기와, 각 지연기의 출력단에 연결되며, 채널 임펄스 응답과 등화기 계수로부터 필터 계수를 계산한 후 해당 지연기의 출력과 곱하여 출력하는 다수개의 계수 갱신부(w1~wL), 및 각 계수 갱신부(w1~wL)의 출력을 모두 더하여 추정된 유색 잡음
Figure 112004054009387-PAT00032
을 출력하는 가산기로 구성된다.
그러면 감산기(232)는 등화부(220)에서 등화된 신호로부터 상기 추정된 유색 잡음 을 빼 잡음을 백색화시킨다.
상기 기준 신호 출력부(240)는 훈련 구간에서는 수신측에서 알고 있는 훈련 신호열(242)을 기준 신호로 선택하고, 데이터 구간에서는 비터비 디코더(241)에서 결정된 값 즉, 잡음이 제거된 신호의 결정값을 기준 신호로 선택하여 CG 채널 추정부(210)와 잡음 제거부(230)의 감산기(311)로 출력한다.
상기 감산기(311)는 상기 등화부(220)의 출력 z(n)으로부터 기준 신호 출력부(240)의 먹스(243)를 통해 출력되는 기준 신호를 빼 유색 잡음 v(n)만을 추출한다. 상기 추출된 유색 잡음만이 CG 잡음 예측기(231) 내 필터부(312)의 직렬 연결된 지연기의 수만큼 순차 지연되면서 각 지연기의 출력값은 해당 계수 갱신부로 출 력된다.
각 계수 갱신부는 해당 지연기의 출력 값에 수학식 4와 같이 구한 필터 계수를 곱하여 가산기로 출력하고, 상기 가산기로 각 계수 갱신부의 출력을 모두 더하여 감산기(232)로 출력한다. 즉 상기 가산기의 출력이 추정된 유색 잡음
Figure 112004054009387-PAT00033
이 된다.
이때 상기 각 계수 갱신부에서 이루어지는 증폭잡음 제거 필터 탭 계수 값들은 등화기 계수 g와 채널 추정값 h가 갱신될 때마다 이들을 이용하여 새로 구해진다. 그리고 갱신된 계수를 이용하여 각 지연기의 출력을 필터링함으로써 유색잡음을 추정한다. 이렇게 유색 잡음의 추정이 끝나면 추정된 유색잡음
Figure 112004054009387-PAT00034
을 감산기(232)로 출력한다. 상기 감산기(232)의 출력은 등화되고 잡음이 제거된 신호로서 거의 원신호 x(n)와 가깝게 된다. 상기 감산기(232)의 출력은 디코딩을 위해 출력된다. 동시에 기준 신호 출력부(240)로 입력된다.
따라서, 상기 비터비 디코더(241)에서 판정한 결정값(decision value) 또한 원신호와 같다고 볼 수 있으므로 입력단에서 훈련신호를 사용하지 않고 판정 데이타 값만을 사용하여 잡음 제거부(230)를 동작시켜도 성능이 전혀 열화되지 않는다.
한편, 본 발명에서 사용되는 용어(terminology)들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의 내려진 용어들로써 이는 당분야에 종사하는 기술자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있으므로 그 정의는 본 발명의 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
본 발명을 상술한 실시예에 한정되지 않으며, 첨부된 청구범위에서 알 수 있는 바와 같이 본 발명이 속한 분야의 통상의 지식을 가지 자에 의해 변형이 가능하고 이러한 변형은 본 발명의 범위에 속한다.
이상에서와 같이 본 발명에 따른 CG 알고리즘을 이용한 잡음 제거 장치 및 방법 그리고 이를 이용한 채널 등화 시스템은 다음과 같은 효과가 있다.
첫째, 증폭 잡음 제거시 에러값들의 자기상관행렬 R 및 교차상관벡터 p값을 등화기 계수와 채널 추정값들을 이용해 구함으로써 빠른 동적 채널에서 초기수렴이 용이한 효과가 있다.
둘째, 에러값들의 자기상관 역행렬을 CG 알고리즘을 이용하여 반복 연산에 의해 구함으로써, 증폭잡음 제거 필터 탭 계수 연산을 위한 하드웨어 복잡도가 줄어드는 장점이 있다.
이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술 사상을 일탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있을 것이다.
따라서, 본 발명의 기술적 범위는 실시예에 기재된 내용으로 한정되는 것이 아니라 특허 청구의 범위에 의하여 정해져야

Claims (13)

  1. 채널을 통과한 수신 신호로부터 전송 채널의 임펄스 응답을 추정하여 등화기 계수를 구한 후 수신 신호의 채널 왜곡을 보상하는 채널 등화 시스템에서의 잡음 제거 장치에 있어서,
    상기 채널 왜곡이 보상된 신호로부터 기준 신호를 빼 잡음을 추출하는 제1 감산기;
    상기 제1 감산기의 출력을 기 설정된 탭수만큼 순차적으로 지연시키며, 상기 추정된 채널 임펄스 응답과 등화기 계수로부터 잡음 예측 필터 계수를 구한 후 상기 각 지연된 값을 필터링하여 잡음을 추정하는 잡음 예측기; 및
    상기 채널 왜곡이 보상된 신호로부터 잡음 예측기에서 추정된 잡음을 빼 등화된 신호에 포함된 잡음을 백색화하는 제2 감산기를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 잡음 제거 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제2 감산기의 출력단에 연결되며, 기 설정된 다수개의 결정값들 중 상기 잡음이 백색화된 신호와 가장 가까운 결정값을 출력하는 결정부와,
    훈련 구간에서는 훈련신호를, 데이터 구간에서는 상기 결정부에서 출력되는 결정값을 선택하여 상기 제1 감산기로 출력하는 선택기를 더 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 잡음 제거 장치.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 잡음 예측기는
    수신된 신호에 콘쥬게이트-그레디언트 알고리즘을 적용하여 추정된 채널의 임펄스 응답을 입력받는 것을 특징으로 하는 잡음 제거 장치.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 잡음 예측기는
    평균 자승 오차를 최소화하는 등화기 계수를 입력받는 것을 특징으로 하는 잡음 제거 장치.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 잡음 예측기는
    잡음 예측 필터 계수를 구하기 위한 위너-호프 방정식의 해를 콘쥬게이트-그레디언트 알고리즘을 이용하여 직접 구하는 것을 특징으로 하는 잡음 제거 장치.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 잡음 예측기는
    에러값들의 자기상관행렬 Rv 및 상호상관벡터 pv를 채널 추정값과 등화기 계수를 이용하여 구하고, 상기 에러값들의 자기상관행렬 Rv의 역행렬을 콘쥬게이트-그레디언트 알고리즘의 반복 연산에 의해 구하여 잡음 예측 필터 계수
    Figure 112004054009387-PAT00035
    (
    Figure 112004054009387-PAT00036
    )를 생성하는 것을 특징으로 하는 잡음 제거 장치.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 에러값들의 자기상관행렬 Rv과 상호상관벡터 pv는 하기의 식을 적용하여 구하는 것을 특징으로 하는 잡음 제거 장치.
    Figure 112004054009387-PAT00037
    여기서, 상기 h는 채널의 임펄스 응답 벡터이고, H는 h벡터로 구성되는 행렬로 길쌈 연산을 수행함.
    상기 q는 수신기 정합 필터의 계수로 이루어진 벡터이고, Q는 상기 q벡터로 구성되는 행렬로 길쌈 연산을 수행함.
    상기 g는 등화기의 계수 벡터이고, G는 상기 g벡터로 구성되는 행렬로 길쌈연산을 수행함.
    그리고, L은 필터 탭 개수이고,
    Figure 112004054009387-PAT00038
    는 데이터의 평균 에너지 크기이며,
    Figure 112004054009387-PAT00039
    는 잡음의 분산값임.
  8. 채널을 통과한 수신 신호로부터 전송 채널의 임펄스 응답을 추정하여 등화기 계수를 구한 후 수신 신호의 채널 왜곡을 보상하는 채널 등화 시스템에서의 잡음 제거 방법에 있어서,
    (a) 훈련 구간에서는 훈련 신호를, 데이터 구간에서는 잡음이 백색화된 신호로부터 결정된 값을 기준 신호로 입력받는 단계;
    (b) 채널 등화된 신호로부터 (a) 단계의 기준 신호를 빼 잡음을 추출하는 단계;
    (c) 채널 등화시에 추정된 채널 임펄스 응답과 등화기 계수로부터 잡음 예측 필터 계수를 구하는 단계;
    (d) 상기 (b) 단계의 출력을 기 설정된 탭수만큼 순차적으로 지연시키며, 상기 각 지연된 값을 (c) 단계의 필터 계수로 필터링하여 잡음을 추정하는 단계; 및
    (e) 채널 등화된 신호로부터 추정된 잡음을 빼 등화된 신호에 포함된 잡음을 백색화한 후 상기 (a) 단계로 출력하는 단계를 포함하여 이루어지는 특징으로 하는 잡음 제거 방법.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 (c) 단계는
    에러값들의 자기상관행렬 Rv 및 상호상관벡터 pv를 채널 추정값과 등화기 계 수를 이용하여 구하고, 상기 에러값들의 자기상관행렬 Rv의 역행렬을 콘쥬게이트-그레디언트 알고리즘의 반복 연산에 의해 구하여 잡음 예측 필터 계수
    Figure 112004054009387-PAT00040
    (
    Figure 112004054009387-PAT00041
    )를 생성하는 것을 특징으로 하는 잡음 제거 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 에러값들의 자기상관행렬 Rv과 상호상관벡터 pv는 하기의 식을 적용하여 구하는 것을 특징으로 하는 잡음 제거 방법.
    Figure 112004054009387-PAT00042
    여기서, 상기 h는 채널의 임펄스 응답 벡터이고, H는 h벡터로 구성되는 행렬로 길쌈 연산을 수행함.
    상기 q는 수신기 정합 필터의 계수로 이루어진 벡터이고, Q는 상기 q벡터로 구성되는 행렬로 길쌈 연산을 수행함.
    상기 g는 등화기의 계수 벡터이고, G는 상기 g벡터로 구성되는 행렬로 길쌈연산을 수행함.
    그리고, L은 필터 탭 개수이고,
    Figure 112004054009387-PAT00043
    는 데이터의 평균 에너지 크기이며,
    Figure 112004054009387-PAT00044
    는 잡음의 분산값임.
  11. 제 8 항에 있어서, 상기 (c) 단계는
    추정된 채널 임펄스 응답과 등화기 계수가 갱신될 때마다 잡음 예측 필터 계수를 다시 계산하는 것을 특징으로 하는 잡음 제거 방법.
  12. 채널을 통과한 디지털 TV 수신 신호로부터 원 신호를 복원하기 위한 채널 등화 시스템에 있어서,
    상기 채널을 통과한 수신 신호와 기준 신호와의 상호 상관값을 계산하고, 상기 기준 신호의 자기상관행렬의 역행렬을 콘쥬게이트-그레디언트 알고리즘의 반복 연산을 통해 계산하여 채널의 임펄스 응답을 추정하는 CG 채널 추정부;
    주파수 영역에서 상기 CG 채널 추정부에서 추정된 채널의 임펄스 응답을 이용하여 평균 자승 오차를 최소화하는 등화기 계수를 구한 후 수신 신호를 등화하고 다시 시간 영역으로 변환하는 등화부;
    상기 등화부에서 등화된 신호로부터 기준 신호를 빼 잡음을 추출하는 제1 감산기;
    상기 제1 감산기의 출력을 기 설정된 탭수만큼 순차적으로 지연시키며, 상기 추정된 채널 임펄스 응답과 등화기 계수로부터 잡음 예측 필터 계수를 구한 후 상기 각 지연된 값을 필터링하여 잡음을 추정하는 CG 잡음 예측기;
    상기 채널 왜곡이 보상된 신호로부터 CG 잡음 예측기에서 추정된 잡음을 빼 잡음을 백색화하는 제2 감산기; 및
    훈련 구간에서는 훈련 신호를, 데이터 구간에서는 기 설정된 다수개의 결정값들 중 상기 제2 감산기에서 잡음이 백색화된 신호와 가장 가까운 결정값을 선택하여 상기 CG 채널 추정부 및 제1 감산기에 기준 신호로서 출력하는 기준 신호 출력부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 채널 등화 시스템.
  13. 제 12 항에 있어서, 상기 CG 잡음 예측기는
    에러값들의 자기상관행렬 Rv 및 상호상관벡터 pv를 채널 추정값과 등화기 계수를 이용하여 구하고, 상기 에러값들의 자기상관행렬 Rv의 역행렬을 콘쥬게이트-그레디언트 알고리즘의 반복 연산에 의해 구하여 잡음 예측 필터 계수
    Figure 112004054009387-PAT00045
    (
    Figure 112004054009387-PAT00046
    )를 생성하는 것을 특징으로 하는 채널 등화 시스템.
KR1020040095119A 2004-11-19 2004-11-19 잡음 제거 장치 및 방법 그리고 채널 등화 시스템 KR100753502B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020040095119A KR100753502B1 (ko) 2004-11-19 2004-11-19 잡음 제거 장치 및 방법 그리고 채널 등화 시스템

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020040095119A KR100753502B1 (ko) 2004-11-19 2004-11-19 잡음 제거 장치 및 방법 그리고 채널 등화 시스템

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20060055924A true KR20060055924A (ko) 2006-05-24
KR100753502B1 KR100753502B1 (ko) 2007-08-31

Family

ID=37151840

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020040095119A KR100753502B1 (ko) 2004-11-19 2004-11-19 잡음 제거 장치 및 방법 그리고 채널 등화 시스템

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR100753502B1 (ko)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101283105B1 (ko) * 2011-06-08 2013-07-05 부산대학교 산학협력단 능동잡음 제어장치 및 그 방법
KR101481070B1 (ko) * 2013-04-04 2015-01-12 전북대학교산학협력단 신호 전송의 양과 질에서 정보 이론적 극한이 반영된 ｍｍｓｅ 필터링 장치 및 방법
KR101498831B1 (ko) * 2013-12-31 2015-03-06 인하대학교 산학협력단 채널의 상관행렬의 조건수에 근거한 등화기 제어 방법
KR20220142841A (ko) * 2021-04-15 2022-10-24 엘아이지넥스원 주식회사 무선 통신 시스템에서 수신 신호의 선 잡음 제거를 위한 방법 및 수신기

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20010077037A (ko) * 2000-01-31 2001-08-17 박태진 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템의 협대역 간섭신호제거 장치

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101283105B1 (ko) * 2011-06-08 2013-07-05 부산대학교 산학협력단 능동잡음 제어장치 및 그 방법
KR101481070B1 (ko) * 2013-04-04 2015-01-12 전북대학교산학협력단 신호 전송의 양과 질에서 정보 이론적 극한이 반영된 ｍｍｓｅ 필터링 장치 및 방법
KR101498831B1 (ko) * 2013-12-31 2015-03-06 인하대학교 산학협력단 채널의 상관행렬의 조건수에 근거한 등화기 제어 방법
KR20220142841A (ko) * 2021-04-15 2022-10-24 엘아이지넥스원 주식회사 무선 통신 시스템에서 수신 신호의 선 잡음 제거를 위한 방법 및 수신기

Also Published As

Publication number Publication date
KR100753502B1 (ko) 2007-08-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100447201B1 (ko) 채널 등화 장치 및 이를 이용한 디지털 ｔｖ 수신기
KR100463544B1 (ko) 채널 등화 장치 및 이를 이용한 디지털 ｔｖ 수신기
KR100577260B1 (ko) 채널 등화 장치 및 방법
US6912258B2 (en) Frequency-domain equalizer for terrestrial digital TV reception
KR20060096856A (ko) 채널 등화기 및 채널 등화 방법
CA2601383A1 (en) Channel estimation enhanced lms equalizer
US20040042545A1 (en) Equalizer of single carrier receiver for improving equalization speed and equalization method thereof
AU2005203278A1 (en) Method for calculating filter coefficients for an equaliser in a communication receiver
KR100753502B1 (ko) 잡음 제거 장치 및 방법 그리고 채널 등화 시스템
KR20070117791A (ko) 추정된 잡음전력을 이용하는 등화장치
KR100698150B1 (ko) 디지털 방송 수신기의 채널 등화 장치 및 그 방법
KR100525431B1 (ko) 채널 등화 장치
KR100556387B1 (ko) 시간영역 적응 등화 장치 및 그 방법
KR100698265B1 (ko) 디지털 방송 수신기의 등화 장치
KR100688442B1 (ko) 비대칭 필터 구조를 갖는 적응형 선형 채널 등화기 및이의 등화 방법
KR100767691B1 (ko) 등화기
KR100565625B1 (ko) 주파수영역 적응 등화 장치 및 그 방법
KR100606739B1 (ko) 다중 안테나를 이용한 채널 등화기
KR101137322B1 (ko) 디지털 방송 수신기의 채널 등화 장치
KR20050053976A (ko) 디지털 티브이의 채널 등화 장치
KR100826919B1 (ko) 무선통신 시스템에서 등화 장치 및 그 방법
CA2512158A1 (en) Apparatus for channel equalization and method thereof
KR20080089872A (ko) 적응 스텝사이즈를 이용한 등화기의 탭 계수 갱신 방법
KR20120070084A (ko) 채널 추정치를 이용한 ｌｍｓ훈련을 기반으로 하는 결정 궤환 등화 장치 및 방법

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20100630

Year of fee payment: 4

LAPS Lapse due to unpaid annual fee